DE602005000367T2

DE602005000367T2 - Digitale Frequenzaufwärtskonversionsschaltung

Info

Publication number: DE602005000367T2
Application number: DE602005000367T
Authority: DE
Inventors: Paul L. Redwood City Corredoura; Vamsi K. Fremont Srikantam
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 2004-03-29
Filing date: 2005-03-10
Publication date: 2007-09-27
Anticipated expiration: 2025-03-11
Also published as: EP1583225B1; DE602005000367D1; EP1583225A1; US20050213683A1; US7450659B2; JP2005287003A; CN1677965A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf digitale Signalverarbeitung, insbesondere auf eine Hochmischschaltung und bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel auf einen digitalen Modulator, der eine Mehrphasenhochmischerstruktur einsetzt.
Ein Verfahren zum Modulieren eines HF-Signals mit einem Digitaldatenstrom setzt einen digitalen Modulator ein, der die Digital-Basisbandeingaben annimmt, üblicherweise in einem realen und einem imaginären Format, und ein digitales Signal bei einer Zf-Abtastrate ausgibt. Das digitale Zf-Signal wird dann durch einen Digital-Analog-Wandler (DAC) in ein analoges Signal gewandelt. Das analoge Zf-Signal wird mit einem Lokaloszillator gemischt, um einen modulierten HF-Träger zu erzeugen.
Diese Modulatoren erfordern eine bestimmte Form von Entzerrer, um die Variation eines Gewinns mit der Frequenz auszugleichen. Im Allgemeinen ist die erforderliche Entzerrung nicht symmetrisch um die Zf-Trägerfrequenz. Zum Beispiel ist eine Quelle einer nicht-symmetrischen Gewinnabsenkung, die einem Digitalmodulator zugeordnet ist, die sin(x)/x-Antwort des DAC, der zur Erzeugung des Zf-Signalverlaufs aus dem digitalen Signal verwendet wird. Zusätzlich könnte auch die Antwort von Verstärkern, Filtern und Mischern in der Zf- oder der folgenden HF-Kette Gewinnfunktionen besitzen, die eine Entzerrung erfordern. Die Entzerrung gleicht diese Nach-Zf-Gewinn-Funktionen durch ein Verzerren des Zf-Signals, derart, dass die Verzerrungen des Zf-Signals die Verzerrungen ausgleichen, die durch die Nach-Zf-Komponenten eingeführt werden, aus.
In Modulatoren des Stands der Technik ist das Entzerrungsfilter entweder nach dem DAC, vor dem DAC oder vor dem Digitalmodulator platziert. Wenn das Filter nach dem DAC platziert ist, ist ein komplizierter Analogfilterentwurf erforderlich, der nicht neu programmierbar oder anpassbar an Veränderungen an der Senderantwort ist.
Im Prinzip können die Basisbanddaten vorverzerrt werden, um die erforderliche Korrektur an der nicht idealen Frequenzantwort des Kanals bereitzustellen. In derartigen Systemen werden die Basisbanddaten derart verzerrt, dass die Kombination der eingeführten Verzerrung und der Verzerrungen des Kanals einander aufheben. In diesem Fall kann ein einfacheres Analogfilter nach dem DAC verwendet werden. Da die erforderliche Antwort jedoch allgemein nicht symmetrisch um den Zf-Träger ist, ist ein Filter mit komplexen Koeffizienten oder Real-Imaginär- und Imaginär-Real-Kreuzausdrücken erforderlich. Bei Frequenzen nahe der Nyquist-Grenze für die Basisbandsignale sind die Korrekturfilter, die die erwünschte Antwort liefern, nicht immer erzielbar.
Der dritte Ansatz verwendet ein digitales Filter zwischen dem Digitalmodulator und dem DAC. Während dieser Ansatz den Filterentwurf vereinfacht, erfordert er ein Digitalfilter, das mit der DAC-Abtastrate läuft. Bei hohen Zf-Frequenzen sind derartige Filter für viele Anwendungen zu teuer.
„A Digital Quadrature Modulator with On-chip D/A Converter" (ein Digital-Quadraturmodulator mit eingebautem D/A-Wandler), J. Sommarek u. a., European Solid-State Circuits Laboratory, IEEE 16. September 2003, Seiten 85–88 offenbart einen Digital-Quadraturmodulator, der die erste Analog-Zf-Mischerstufe eines Basisstationssenders ersetzen kann. Er interpoliert Orthogonaleingangsträger mit 16 und führt eine Digital-Quadraturmodulation bei Trägerfrequenzen durch und weist einen Mehrphasenkomponentenerzeuger auf, der mit einer Mehrzahl von Filtern über einen Multiplexer gekoppelt ist, wobei die Ausgangssignale des Filters mit einem Multiplexer gekoppelt sind.
Die vorliegende Erfindung möchte eine verbesserte Hochmischschaltung bereitstellen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Hochmischschaltung gemäß Anspruch 1 bereitgestellt.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfasst die Hochmischschaltung einen Mehrphasenkomponentenerzeuger, der N_p Mehrphasenkomponenten bei jedem Eingangsmehrphasenzyklus bereitstellt, wobei N_p > 2 gilt, und zwar bei jedem Eingangsmehrphasenzyklus, der durch einen Taktgeber definiert ist. Ein Speicher speichert die Mehrphasenkomponenten aus zumindest einem Mehrphasenzyklus vor dem gegenwärtigen Mehrphasenzyklus. Eine Mehrzahl von Filtern verarbeitet die in dem Speicher gespeicherten Mehrphasenkomponenten. Jedes Filter verarbeitet eine Mehrzahl der Mehrphasenkomponenten, um eine gefilterte Mehrphasenkomponente zu erzeugen, die diesem Filter entspricht. Diese Filter können linear oder nicht linear mit entweder finiter oder infiniter Impulsantwort sein. Ein Multiplexer gibt die gefilterten Mehrphasenkomponenten in einer vorbestimmten Reihenfolge aus, um ein gefiltertes Ausgangssignal zu erzeugen. Bei einem Ausführungsbeispiel verwendet jedes Filter die gleiche Funktionsbeziehung, um die gefilterten Mehrphasenkomponenten zu erzeugen. Bei einem Ausführungsbeispiel ist der Speicher ein Schieberegister. Die Filter können willkürlich komplex sein. Bei einem Ausführungsbeispiel empfängt der Mehrphasenkomponentenerzeuger ein Paar digitaler Signale bei jedem Mehrphasenzyklus.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind unten lediglich beispielhaft unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
1 bis 3 Blockdiagramme von HF-Senderketten des Stands der Technik, die Digitalmodulatoren einsetzen;
4 einen Digitalmodulator basierend auf einem Mehrphasenfilterhochmischer;
5 ein Blockdiagramm eines Modulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
6 eines der in 5 gezeigten FIR-Filter;
7 ein Blockdiagramm eines Modulators gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Unter Bezugnahme auf die 1 bis 3 sind dies Blockdiagramme von HF-Senderketten des Stands der Technik, die Digitalmodulatoren einsetzen. Bezug nehmend auf 1 empfängt eine HF-Kette 10 einen Real- und einen Imaginär-Digitaldatenstrom, bei 11 und 12 gezeigt. Ein Digitalmodulator 13 mischt diese Datenströme hoch, um einen Digital-Zf-Datenstrom bereitzustellen, der durch einen DAC in ein Analogsignal gewandelt wird. Die Ausgabe des DAC 14 wird durch ein Zf-Filter 15 gefiltert, bevor sie mit einem Lokaloszillator in einem Mischer 16 gemischt wird, um ein HF-Signal zu erzeugen, das durch ein HF-Filter 17 gefiltert wird, um die HF-Ausgabe bereitzustellen. Wie oben angemerkt wurde, besteht ein Verfahren zum Korrigieren des nicht konstanten Gewinns darin, ein Komplex-Zf-Filter 15 einzusetzen, das auf die spezifischen Komponenten in der Zf-Kette zugeschnitten ist.
Ein zweites Verfahren zum Ausgleichen dieser nicht idealen Antwortfunktionen besteht darin, ein Digitalfilter 21 zwischen dem Digitalmodulator 13 und dem DAC 14 einzusetzen, wie in einer HF-Kette 20 gezeigt ist. Da das digitale Filter programmierbar ist, werden die Probleme, die dem oben erläuterten kundenspezifischen Analogfilter zugeordnet sind, überwunden. Das Digitalfilter 21 muss jedoch mit der DAC-Abtastrate arbeiten. Bei hohen Frequenzen können derartige Digitalfilter teuer sein oder schwierig oder sogar unmöglich in der Realisierung.
Das dritte Verfahren des Stands der Technik zum Ausgleichen der nicht idealen Antwortfunktion besteht darin, die Eingangsdaten in den Digitalmodulator mit einem Komplexfilter 32 zu verzerren, wie in einer HF-Kette 25 gezeigt ist, derart, dass die Kombination der durch das Filter 23 eingeführten Verzerrungen und der Verzerrungen, die durch den Rest der Modulationskette eingeführt werden, einander aufheben. Wie oben angemerkt wurde, sind derartige Filter in vielen Anwendungen von Interesse schwierig zu realisieren.
Das beschriebene Ausführungsbeispiel möchte mit den Problemen, die dem in 2 gezeigten Digitalentwurf des Stands der Technik zugeordnet sind, fertig werden, indem die Filterfunktion in den Digitalmodulator eingebaut wird. Es wird nun Bezug auf 4 genommen, die einen Digitalmodulator basierend auf einem Mehrphasenfilterhochmischer darstellt, der eine Zf-Ausgabe bei einem Viertel der Ausgangsabtastrate erzeugt. Der I- und der Q-Datenstrom, die bei 31 und 32 gezeigt sind, werden durch Mehrphasenfilter 33 und 34 verarbeitet, um die Mehrphasenkomponenten I_k(n) und Q_k(n) bereitzustellen. Die Vorzeichen der ungeraden mit Index versehenen Komponenten werden verändert, um die erwünschte Zf-Frequenz zu erzeugen, und die Mehrphasenkomponenten werden dann durch einen Hochgeschwindigkeitsmultiplexer 35 kombiniert, um die Zf-Ausgabe 37 zu bilden. Es ist auch möglich, die Vorzeichenveränderungen durch eine Gruppe von Komplexrotatoren zu ersetzen, um programmierbare Zf-Frequenzen zu erzeugen.
Die Erfinder haben erkannt, dass ein beliebiger Digitalfilterungsalgorithmus, der auf die digitale Zf-Ausgabe angewendet wird, als eine oder mehrere Filterungsoperationen umgeschrieben werden kann, die auf die Mehrphasenkomponenten I_k(n) und Q_k(n) angewendet werden. Da Filter, die an den Mehrphasenkomponenten arbeiten, nur bei der Eingangsdatenrate arbeiten müssen, werden die oben erläuterten Probleme in Bezug auf eine Verwendung eines Digitalfilters nach dem Digitalmodulator überwunden. Nun wird Bezug auf 5 genommen, die ein Blockdiagramm eines Modulators 100 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Zur Vereinfachung der folgenden Erläuterung führt der Digitalmodulator 100 eine Drei-Punkt-Interpolation durch und erzeugt 6 Mehrphasenkomponenten für jedes Paar einer I- und einer Q-Eingabe. Zusätzlich ist das in dem Modulator 100 eingesetzte Filter ein Drei-Abgriffs-Finite-Impulsantwort-(FIR-) Filter. Dieses FIR-Filter wird durch ein Anwenden sechs identischer Filter 103–108 realisiert. Allgemeinere Ausführungsbeispiele sind unten detaillierter erläutert.
Die Eingangsdatenströme I(n) und Q(n) werden durch einen Digitalmodulator 101 in die Mehrphasenkomponenten gewandelt. Während jedes Eingangstaktzyklus gibt der Digitalmodulator 101 N_p Mehrphasenkomponenten aus. Die Ausgaben des Digitalmodulators 101 werden in ein Schieberegister 102 geladen, das die gegenwärtigen Mehrphasenkomponenten I_k(n) und Q_k(n) hält, sowie eine Anzahl zuvor erzeugter Sätze oder Teilsätze von Mehrphasenkomponenten, wie z. B. I_k(n – 1) und Q_k(n – 1) und I₀(n – 2), die in 5 gezeigt sind. Die Anzahl zuvor erzeugter Mehrphasenkomponenten, die gespeichert werden müssen, hängt von der Anzahl von Abgriffen in den FIR-Filtern 103–108 ab. Die Ausgaben der FIR-Filter werden der Reihe nach durch einen Multiplexer 110 gelesen, um das gefilterte Ausgangssignals bereitzustellen.
Die Weise, in der das System seine Vorteile bereitstellt, ist durch ein anfängliches Betrachten der Ausgabe eines herkömmlichen Digitalmodulators, der eine Drei-Punkt-Interpolation verwendet, gefolgt durch ein Drei-Abgriffs-FIR-Filter, leichter verständlich. Die Ausgabe des Digitalmodulators in diesem Fall, nachdem die Mehrphasenausgaben für I(n) und Q(n) ausgelesen wurden, ist folgende Sequenz:
I₀(n), Q₀(n) I₁(n), Q₁(n), I₂(n), Q₂(n), I₀(n – 1), Q₀(n – 1), I₁(n – 1), Q₁(n – 1), I₂(n – 1), Q₂(n – 1), I₀(n – 2), Q₀(n – 2), I₁(n – 2), Q₁(n – 2), I₂(n – 2), Q₂(n – 2) usw. Wenn diese Sequenz durch das Drei-Abgriffs-FIR-Filter gefiltert wird, wird jede Mehrphasenkomponente durch die gewichtete Summe dieser Mehrphasenkomponente ersetzt, und die zwei Mehrphasenkomponenten auf jeder Seite dieser Komponente in der Ausgangssequenz. I₀(n – 1) z. B. würde ersetzt werden durch w₁Q₂(n) + w₂I₀(n – 1) + w₃Q₀(n – 1).
Wie oben angemerkt wurde, muss ein FIR-Filter, das an der Ausgabe eines herkömmlichen Digitalmodulators arbeitet, mit der DAC-Abtastrate arbeiten, die viel höher ist als die Abtastrate an dem Eingang in den Digitalmodulator. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel überwindet dieses Problem durch ein Berechnen der gefilterten Mehrphasenkomponentenwerte innerhalb des Digitalmodulators unter Verwendung einer Mehrzahl von FIR-Filtern, die bei Taktraten arbeiten, die viel kleiner sind als die DAC-Abtastrate.
Wieder unter Bezugnahme auf das in 5 gezeigte Ausführungsbeispiel berechnet jedes der FIR-Filter eine der gefilterten Mehrphasenkomponenten für jeden Eingangszyklus. Die Ausgaben der FIR-Filter werden durch einen Multiplexer 110 gelesen, um das gefilterte modulierte Signal bereitzustellen.
Nun wird Bezug auf 6 genommen, die eines der FIR-Filter 103–108, die in 5 gezeigt sind, darstellt. Ein FIR-Filter 120 ist über Eingänge 131–133 mit drei Zellen eines Schieberegisters 102, in 5 gezeigt, verbunden. Jeder Eingang ist mit einem Multiplizierer verbunden, der die Eingabe mit einem Gewichtsfaktor multipliziert. Die Multiplizierer sind bei 121 bis 123 gezeigt. Die Ausgaben der Multiplizierer werden durch einen Addierer 124 zusammengezählt, um die gefilterte Ausgabe für die Mehrphasenkomponente an dem Eingang 132 bereitzustellen. Es soll angemerkt werden, dass die Gewichte in den FIR-Filtern sich voneinander unterscheiden könnten. Insbesondere können die Gewichte in den FIR-Filtern, die an den Mehrphasenkomponenten arbeiten, die das Negative der in dem Schieberegister 102 gespeicherten Komponenten sind, verwendet werden, um die Vorzeichenveränderung bereitzustellen. So besteht kein Bedarf, diese Funktion in dem Digitalmodulator bereitzustellen. Es soll außerdem angemerkt werden, dass symmetrische FIR-Filter realisiert werden können, indem die Eingaben hinzugefügt werden, die das gleiche Abgriffsgewicht aufweisen, bevor die Multiplikation durchgeführt wird, was die Anzahl erforderlicher Multiplizierer reduziert. Ebenso wird angemerkt, dass das Filter oft derart skaliert werden kann, dass der größte Abgriff ein Einheitsgewinn ist und so kein Multiplizierer erforderlich ist.
Das oben beschriebene Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendete ein Drei-Abgriffs-Filter und benötigte so nur eine Mehrphasenkomponente aus dem vorherigen und dem folgenden Satz von Mehrphasenkomponenten. Die bei diesem Ausführungsbeispiel aus dem zuvor erzeugten Satz von Mehrphasenkomponenten berechneten gefilterten Komponenten nahmen um eine Komponente aus dem gegenwärtigen Satz zu, d. h. Q₂(n), und eine Mehrphasenkomponente aus dem Satz, der zwei Zyklen zuvor berechnet wurde, d. h. I₀(n – 2). So muss das Schieberegister nur acht Mehrphasenkomponenten speichern.
Allgemein hängt die Anzahl von Mehrphasenkomponenten, die gespeichert werden müssen, von der Anzahl von Abgriffen in den Filtern ab. Eine Definition eines Zyklus soll die Erzeugung der Mehrphasenkomponenten sein, die einem Satz von Eingabe-I- und -Q-Werten entsprechen. Am Anfang des n-ten Zyklus werden I(n) und Q(n) durch einen Digitalmodulator 101 empfangen. Der Digitalmodulator 101 berechnet dann die Mehrphasenkomponenten I_k(n) und Q_k(n). An dem Ende des n-ten Zyklus wird der Inhalt eines Schieberegisters 102 um N_p Plätze nach unten verschoben, wobei N_p die Anzahl von Mehrphasenkomponenten ist, die während des n-ten Zyklus erzeugt werden. Bei dem in den 5 und 6 gezeigten Beispiel ist N_p gleich 6.
Während des (n + 1)-ten Zyklus werden die gefilterten Mehrphasenkomponenten, die einem Zyklus vorher entsprechen, berechnet. An diesem Punkt werden die Mehrphasenkomponenten für den n-ten Zyklus, den (n – 1)-ten Zyklus und zumindest einen Teil des (n – 2)-Zyklus in dem Schieberegister 102 gespeichert. Die Identität des Zyklus vorher und die Anzahl gespeicherter Mehrphasenkomponenten hängen von der Anzahl von Abgriffen in den Filtern ab, N_t und N_p. Wenn N_t kleiner ist als 2N_p, können die Filter mit den Schieberegisterzellen verbunden werden, die den früheren Satz von Mehrphasenkomponenten speichern, in der in 5 gezeigten Weise. Dies bedeutet, dass die gefilterten Mehrphasenkomponenten, die während des n-ten Zyklus berechnet werden, diejenigen sind, die Eingaben I(n – 1) und Q(n – 1) entsprechen.
Wenn andererseits die Anzahl von Abgriffen größer als zweimal die Anzahl von Mehrphasenkomponenten ist, benötigt zumindest eines der Filter eine Mehrphasenkomponente, die in dem (n + 1)-ten Zyklus berechnet werden soll und so nicht verfügbar ist. Zusätzlich erfordert zumindest eines der Filter eine Mehrphasenkomponente aus dem (n – 2)-ten Zyklus und so müsste das Schieberegister 102 die Mehrphasenkomponenten aus vier Zyklen speichern. In diesem Fall müssen die Filter mit den Schieberegisterzellen verbunden sein, die die Mehrphasenkomponenten aus dem (n – 2)-ten Zyklus oder einem früheren Zyklus, anstelle derjenigen, die dem (n – 1)-ten Zyklus entsprechen, wie in 5 gezeigt ist, speichern. Zu Erläuterungszwecken wird angenommen, dass N_t und N_p derart ausgewählt sind, dass die Schiebergisterzellen, bei denen die Mehrphasenkomponenten des (n – 2)-ten Zyklus gespeichert sind, mit den Filtern verbunden sind. Die gefilterten Mehrphasenkomponenten, die bei dem n-ten Zyklus erzeugt werden, wären dann diejenigen, die den Mehrphasenkomponenten entsprechen, die bei dem (n – 2)-ten Zyklus erzeugt wurden, und es liegt eine Zwei-Zyklus-Verzögerung bei der Erzeugung der Mehrphasenkomponenten vor.
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung verwenden lineare FIR-Filter zum Filtern des digital modulierten Signals. Eine beliebige Form digitalen Filters kann jedoch eingesetzt werden. Allgemein kann jedes Filter eine willkürliche Funktion der mit demselben verbundenen Mehrphasenkomponenten berechnen. Die Filter können z. B. eine gefilterte Ausgabe berechnen, die die gewichteten Summen von Produkten verschiedener Mehrphasenkomponenten umfasst.
Ferner können beliebige der Filter mit Mehrphasenkomponenten aus mehr als einem Zyklus verbunden sein. Wenn ein Filter eine Komponente aus einem vorherigen Zyklus benötigt, die nicht in dem Schieberegister 102 gespeichert ist, kann das Filter auch ein Register oder eine andere Form Speicher zum Speichern zuvor erzeugter Mehrphasen-Phasenkomponenten umfassen.
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung verwendeten N_p einzelne Filter, eines für jede Mehrphasenkomponente, die durch den digitalen Modulator geliefert wird. Diese Anordnung reduziert die Rechenarbeitslast jedes Filters um einen Faktor von N_p. Wenn die Filter mehr Zeit benötigen, können auch Ausführungsbeispiele, in denen mehr Filter eingesetzt werden, aufgebaut werden.
Nun wird Bezug auf 7 genommen, die ein Blockdiagramm eines Modulators 200 gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Der Modulator 200 verwendet einen Digitalmodulator 201, um sechs Mehrphasenkomponenten bei jedem Zyklus zu erzeugen. Um die folgende Erläuterung zu vereinfachen, wird angenommen, dass die sechs Mehrphasenkomponenten bei jedem Zyklus erzeugt werden und das Filter, das auf das Zf-Signal angewendet wird, wieder ein Drei-Abgriffs-FIR-Filter ist. Zusätzlich werden die Mehrphasenausgaben des Digitalmodulators 201 in einem ersten Schieberegister 203 gespeichert. Bei jedem zweiten Zyklus wird der Inhalt des Schieberegisters 204 um zwölf Orte nach unten verschoben und die zwölf Mehrphasenkomponenten, die bei den vorherigen zwei Zyklen erzeugt und in dem Schieberegister 203 gespeichert werden, werden zu den ersten zwölf Orten in dem Schieberegister 204 bewegt.
Der Modulator 200 verwendet zwei Bänke von FIR-Filtern, um die Rechenlast auf jedem Filter weiter zu reduzieren. Die erste Bank von Filtern umfasst sechs Filter, wie bei 210 gezeigt ist. Exemplarische Filter sind bei 211–213 gezeigt. Zu Erläuterungszwecken wird angenommen, dass diese Filterbank an den Mehrphasenkomponenten arbeitet, die bei den ungeraden Zyklen erzeugt werden. Die zweite Bank von Filtern 220 umfasst ebenso sechs Filter. Exemplarische Filter aus dieser Bank sind bei 221 bis 223 gezeigt. Da die Filterbank 210 an den Mehrphasenkomponenten arbeitet, die bei den ungeraden Zyklen erzeugt werden, arbeitet die Filterbank 220 an den Mehrphasenkomponenten, die bei den geraden Zyklen erzeugt werden. Da jedes Filter nun zwei Zyklen besitzt, in denen seine Berechnungen abzuschließen sind, können die Filter bei einer Hälfte der Eingangstaktrate arbeiten. Ein Multiplexer 240 jedoch muss bei der Ausgangstaktrate arbeiten.
Das in 7 gezeigte Ausführungsbeispiel verwendet zwei Schieberegister. Das erste Schieberegister jedoch kann eine beliebige Form von Speicherregister oder Speicher sein, das/der die Mehrphasenkomponenten speichert, die bei entweder den geraden oder ungeraden Zyklen erzeugt werden. Wenn das Schieberegister 204 bei den geraden Zyklen verschiebt, muss dieser Speicher die Mehrphasenkomponente speichern, die bei den ungeraden Zyklen erzeugt werden. In diesem Fall können die Mehrphasenkomponenten, die bei den geraden Zyklen erzeugt werden, direkt in das Schieberegister 204 übertragen werden, nachdem das Schieberegister 204 seine Verschiebung und zwölf Positionen abgeschlossen hat.
Wenn der Filterentwurf erlaubt, dass die Filterberechnungen in einem Zeitrahmen ausgeführt werden, der weniger als eine Hälfte eines Eingangszyklus ist, können zwei oder mehr der Filter durch einen Datenprozessor, der eine Mehrzahl von Filtern simuliert, ersetzt werden. Derartige Ausführungsbeispiele sind in dem Fall nützlich, in dem die Filterberechnung weniger als T/2, jedoch mehr als T/N_p benötigt, wobei 1/T die Eingangsfrequenz in den Digitalmodulator 201 ist und N_p die Anzahl von Mehrphasenkomponenten ist, die durch den Digitalmodulator 201 für jeden Eingangszyklus erzeugt werden.
Verschiedene Modifizierungen an der vorliegenden Erfindung werden für Fachleute auf dem Gebiet aus der vorstehenden Beschreibung und beigefügten Zeichnungen ersichtlich werden. Entsprechend soll die vorliegende Erfindung lediglich durch den Schutzbereich der folgenden Ansprüche eingeschränkt sein.
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität aus der Patentanmeldung der Vereinigten Staaten Nr. 10/814,472.

Claims

Eine Frequenzhochmischschaltung, die folgende Merkmale umfasst: einen Taktgeber zum Bereitstellen einer Sequenz von Eingangsmehrphasenzyklen; einen Mehrphasenkomponentenerzeuger (101), der das Eingangssignal der Schaltung empfängt und wirksam ist, um N_p Mehrphasenkomponenten bei jedem Eingangsmehrphasenzyklus bereitzustellen, wobei N_p > 2; einen Speicher (102), der ein Schieberegister aufweist, der wirksam ist, um die Mehrphasenkomponenten von zumindest einem Mehrphasenzyklus vor dem gegenwärtigen Mehrphasenzyklus zu speichern; eine Mehrzahl von Filtern (103–108) zum Kompensieren der Variation des Gewinns der Schaltung in Bezug auf eine Frequenz, wobei jedes Filter wirksam ist, um eine Mehrzahl der Mehrphasenkomponenten, die in dem Speicher (102) gespeichert sind, zu verarbeiten, um eine gefilterte Mehrphasenkomponente zu erzeugen, die diesem Filter entspricht; und einen Multiplexer (110), der wirksam ist, um die gefilterten Mehrphasenkomponenten in einer vorbestimmten Reihenfolge auszugeben, um ein gefiltertes frequenzhochgemischtes Ausgangssignal als das Ausgangssignal der Schaltung zu erzeugen.
Eine Hochmischschaltung gemäß Anspruch 1, bei der jedes Filter die gleiche Funktionsbeziehung nutzt, um die gefilterten Mehrphasenkomponenten zu erzeugen.
Eine Hochmischschaltung gemäß Anspruch 1 oder Anspruch 2, bei der die Filter (103–108) Finite-Impulsantwort-Filter (120) sind.
Eine Hochmischschaltung gemäß einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Filter (103–108) wirksam sind, um eine gefilterte Mehrphasenkomponente zu erzeugen, die von einer nichtlinearen Kombination der Mehrphasenkomponenten abhängt.
Eine Hochmischschaltung gemäß einem der vorherigen Ansprüche, bei der der Mehrphasenkomponentenerzeuger (101) angeordnet ist, um ein Paar digitaler Signale in jedem Mehrphasenzyklus zu empfangen.