DE602004004291T2

DE602004004291T2 - Vorrichtung und verfahren zur adaptiven orthogonalitätskorrektur

Info

Publication number: DE602004004291T2
Application number: DE602004004291T
Authority: DE
Inventors: Satoshi Denno
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2003-09-15
Filing date: 2004-02-19
Publication date: 2007-05-24
Anticipated expiration: 2024-02-20
Also published as: EP1665710A1; JP4511536B2; WO2005027454A1; JP2007506310A; EP1665710B1; DE602004004291D1

Description

Die vorliegende Erfindung liegt auf dem Gebiet von adaptiver Signalverarbeitung und insbesondere auf dem Gebiet einer adaptiven Fehlerverringerung bei einem Eingangssignal.
Heute sind viele Funkkommunikationssysteme, wie z. B. GSM (globales System zur Mobilkommunikation), verfügbar gemacht worden, und viele neue Funksysteme sind bereit, gestartet zu werden. Jedes der Kommunikationssysteme liefert einen Teilsatz von Diensten, die sich von Diensten unterscheiden, die durch andere Systeme geliefert werden, um die Bedürfnisse der Teilnehmer zu erfüllen. Zum Beispiel unterscheidet sich ein Dienstbereich von GSM komplementär von demjenigen von z. B. PDC (persönlich-digital-zellular), obwohl das GSM eine Übertragungsrate aufweist, die derjenigen von PDC ähnlich ist. Andererseits weisen Systeme wie IMT (internationale Mobiltelekommunikation) oder UMTS (universelles Mobiltelekommunikationssystem) eine höhere Übertragungsrate als die Übertragungsrate von GSM auf. Außerdem überlappt sich ein Dienstbereich dieser beiden Systeme mit einem Dienstbereich von GSM und PDC. In anderen Worten hat jedes System Vorteile, so dass ein Funktelekommunikationssystem, das die Eigenschaft einer Mehrzahl von Kommunikationssystemen umfasst, einem bestimmten Kommunikationssystem überlegen wäre, das darin enthalten ist.
Parallel zu den erwähnten Funkkommunikationssystemen wird derzeit eine Mehrzahl von verdrahteten Kommunikationssystemen bereitgestellt. Unter anderem haben ISDN (dienstintegrierendes digitales Netz) und ADSL (asymmetrische Digitalteilnehmerleitung) erhebliche Bedeutung erreicht. Auch in diesem Fall wäre es jedoch nützlich, mehrere verdrahtete Systeme zu kombinieren und diese Systeme innerhalb eines Endgeräts zu implementieren. Außerdem könnte in dem Fall, dass mehrere Kommunikationssysteme zusammengeführt werden können, die sich ergebende Ausrüstung auch angewendet werden, um z. B. eine Wahrnehmung von Signalen von in Zukunft kommenden Systemen durchzuführen. Herkömmlicherweise kann ein Signal, das einem einer Mehrzahl von Übertragungssystemen entspricht, empfangen werden, wenn ein Empfänger eine Mehrzahl von Empfängern kombiniert, was z. B. bei Mobilendgeräten und Basisstationen implementiert werden kann.
In 12 ist das Beispiel eines Empfängers gezeigt, der in der Lage ist, Signale zu empfangen, die zwei Funknetzsystemen zugeordnet sind.
Der herkömmliche Empfänger von 12 weist eine erste Antenne 1202 und eine zweite Antenne 1203 auf. Die erste Antenne 1201 und die zweite Antenne 1203 werden zum Empfangen von zwei Arten von Signalen verwendet, die über zwei Netze übertragen werden. Signale, die an der ersten Antenne 1201 empfangen werden, werden über einen Eingangsanschluss 1207 in einen Empfänger 1205 gespeist. Bei dem Empfänger 1205 werden die Eingangssignale durch eine Hochfrequenzeinheit (HF-Einheit) 1209 und eine Basisbandeinheit 1211 demoduliert. Eine Basisbandeinheit weist einen Ausgang auf, der mit einem Schalter 1213 gekoppelt ist, der einen Ausgang 1215 aufweist.
Ein empfangenes Signal, das dem zweiten Netz zugeordnet ist, wird einem Empfänger 1217 (System 2) geliefert, der eine identische Struktur zu derjenigen des Empfängers 1205 aufweist. Somit wird ein entsprechendes demoduliertes Signal auch an den Schalter 1213 geliefert. Außerdem weist der Empfänger von 12 eine Steuereinheit 1219 auf, die wirksam ist, um den Empfänger auszuwählen, der zum Demodulieren der empfangenen Signale verwendet werden soll. Zum Beispiel kann die Steuereinheit 1219 durch einen Benutzer gesteuert werden, der ein geeignetes Netz auswählt. Der Schalter 1203 liefert an dem Ausgangsanschluss 1215 das ausgewählte Signal, das weiterverarbeitet werden kann, um die Informationen zu erfassen, die über das entsprechende Netz übertragen werden.
Aus praktischen Gründen werden Komponenten, die in den folgenden Figuren auftauchen, die bereits erörterten Komponenten ähnlich sind, den gleichen Bezugszeichen zugewiesen, und anderen Komponenten werden andere Bezugszeichen zugewiesen.
13 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines herkömmlichen Mehrmodenempfängers.
Der Empfänger, der in 13 gezeigt ist, weist die erste Antenne 1201 auf, die mit der HF-Einheit 1209 gekoppelt ist, die einen Ausgang aufweist, der mit dem Schalter 1213 gekoppelt ist. Die zweite Antenne 1203, die mit einer HF-Einheit 1301 gekoppelt ist, die einen Ausgang aufweist, der mit dem Schalter 1213 verbunden ist.
Der Ausgang 1215 (Ausgangsanschluss des Schalters 1213) ist mit einer Basisbandeinheit 1301 gekoppelt, die einen Ausgang 1303 aufweist. Außerdem weist der Empfänger, der in 13 gezeigt ist, eine Steuerung 1305 auf, die den Betrieb des Schalters 1213 und den Betrieb der Basisbandeinheit 1301 steuert.
Der Empfänger, der in 13 gezeigt ist, weist nur zwei HF-Einheiten auf, die benötigt werden zum Empfangen der Signale, die den beiden unterschiedlichen Netzen entsprechen. Die empfangenen Signale an den Antennen 1201 und 1203 werden den jeweiligen HF-Einheiten 1209 und 1301 geliefert. Die Ausgangssignale, die über die Ausgänge der HF-Einheiten 1209 und 1301 geliefert werden, werden an den Schalter 1203 geliefert, der durch die Steuerung (Steuereinheit) 1305 gesteuert wird. Abhängig von dem ausgewählten System wird eines der Ausgangssignale der HF-Einheit 1209 oder der HF- Einheit 1201 durch den Ausgangsanschluss 1215 des Schalters 1213 verdrahtet. Anders als der Empfänger von 12 weist der herkömmliche Empfänger, der in 13 gezeigt ist, nur eine Basisbandeinheit 1301 auf, so dass eine Leistungsaufnahme des Empfängers, der in 13 gezeigt ist, bezüglich einer Leistungsaufnahme des Empfängers, der in 12 gezeigt ist, verringert wird. Die Empfänger, die in den 12 und 13 gezeigt sind, können jedoch nur bei einem Empfangen von Signalen angewendet werden, die von zwei vorbestimmten Funknetzsystemen kommen, was zu einer verringerten Flexibilität der Wahrnehmung von Signalen von zukünftig kommenden Systemen führt. Dies liegt daran, dass der Empfänger, der in den 12 und 13 gezeigt ist, getrennte Hochfrequenzeinheiten aufweist, die Signale bestimmen, die an eine Basisbandsignalverarbeitungseinheit geliefert werden.
Die im Vorhergehenden angezeigten Nachteile können beseitigt werden, wenn ein Kommunikationsempfänger nur eine Signalkette aufweist, die aus einer Hochfrequenzeinheit und aus einer Basisbandeinheit besteht, zum Empfangen von Signalen, die mehreren Funknetzsystemen zugeordnet sind. 14 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Mehrmodenempfängers, der eine Empfangsantenne 1401 aufweist, die einen Ausgang aufweist, der mit einer HF-Einheit 1403 gekoppelt ist, die in der Lage ist, Signale zu empfangen, die M Systemen zugeordnet sind. Die HF-Einheit 1403 weist einen Ausgang auf, der mit einer Basisbandeinheit 1405 verbunden ist, die einen Ausgangsanschluss 1407 aufweist.
Im Grunde weist die Konfiguration von 14 eine Struktur auf, die mit einer herkömmlichen Empfängerstruktur vergleichbar ist, die in der Lage ist, Signale zu demodulieren, die von nur einem Netz, z. B. von einem GSM-Netz, kommen. Die Vorrichtung, die in 14 gezeigt ist, ist jedoch in der Lage, mit jedem der Systeme 1 bis M zu interoperieren. Somit werden die Signale, die den mehreren Systemen zugeordnet sind, die an der Antenne 1401 empfangen werden, in die HF-Einheit 1403 gespeist, wo die Signale heruntergemischt werden. Die Ausgangssignale, die durch die HF-Einheit 1403 geliefert werden, werden an die Basisbandeinheit 1405 geliefert, wo die Benutzer- oder Systemsignale von dem Eingangssignal getrennt werden. Schließlich werden die getrennten Signale über den Ausgangsanschluss 1407 geliefert. Der Empfänger, der in 14 gezeigt ist, weist jedoch eine schlechte Übertragungsleistung auf, da eine Mehrzahl von Signalen, die in dem empfangenen Signal enthalten sind, einander stören. Diese Störungen verringern die Systemleistung, so dass eine Bitfehlerrate zunimmt. Um den Leistungsverlust zu vermeiden, kann ein Hochfrequenzfilter eingebaut werden, um die störenden Signale zu entfernen, die Trägerfrequenzen aufweisen, die sich außerhalb der gewünschten Frequenzbänder befinden. Ein derartiges Hochfrequenzfilter verringert jedoch, obwohl dasselbe die Leistung verbessert, die Flexibilität des Empfängers bezüglich einem Empfangen einer Mehrzahl von Signalen, die einer Mehrzahl von Systemen zugeordnet sind, die herkömmliche Übertragungsschemata anwenden. Selbst wenn z. B. eine Frequenzantwort eines Hochfrequenzfilters elektrisch veränderbar wäre, können die Signale, die einer Mehrzahl von Systemen zugeordnet sind, die möglicherweise unterschiedliche Trägerfrequenzen aufweisen, empfangen werden. Ein derartiges elektrisches schaltbares (variables) Hochfrequenzfilter weist jedoch eine hohe Leistungsaufnahme und eine gesteigerte Größe auf, so dass eine wesentliche Anforderung an Mobilkommunikationssysteme nicht erfüllt ist. Außerdem erfordert ein elektrisch variables Hochfrequenzfilter auch eine Hochspannungsversorgung. Eine mögliche Lösung für das im Vorhergehenden aufgezeigte Problem besteht darin, ein Durchlassband eines Hochfrequenzfilters zu verbreitern oder ein Hochfrequenzfilter in dem Empfänger zu entfernen. Außerdem können die Störungen, wie dieselben im Vorhergehenden beschrieben sind, unter Verwendung von Aufhebungstechniken aufgehoben werden, um eine höhere Übertragungsleistung zu erreichen. Die herkömmlichen Aufhebungstechniken weisen jedoch eine hohe Komplexität auf.
Da die zu sendenden Sendesignale in einem Sender zu dem Hochfrequenzband hochgemischt werden, müssen die empfangenen Signale zu dem Basisband heruntergemischt werden, um die gesendeten Informationen zu erfassen. Herkömmlicherweise sind zwei Arten von Abwärtsumsetzungsschemata bekannt: ein Heterodynempfänger und ein Direktumwandlungsempfänger (Direktumwandlungsschema).
15 zeigt ein Blockdiagramm eines Direktumwandlungsempfängers. Der Empfänger weist ein Hochfrequenzfilter 1505 (HF-Filter) auf, das einen Eingang und einen Ausgang aufweist. Der Ausgang des HF-Filters 1501 ist mit einem Eingang eines Abwärtsumsetzers (D/C) 1503 verbunden. Der Abwärtsumsetzer 1503 weist einen Ausgang auf, der mit einem Tiefpassfilter 1505 (LPF) gekoppelt ist. Das Tiefpassfilter 1505 weist einen Ausgang auf, der mit einem Analog-Digital-Wandler 1507 (A/D-Wandler) verbunden ist. Der Analog-Digital-Wandler 1507 weist einen Ausgang auf, der mit einem Hilbert-Transformator 1509 verbunden ist, der einen ersten Ausgang 1511 und einen zweiten Ausgang 1513 aufweist. Die Ausgänge des Hilbert-Transformators 1511 sind mit einem Detektor 1515 gekoppelt, der einen ersten Ausgang 1517 und einen zweiten Ausgang 1519 aufweist.
Die Signale, die über eine Antenne empfangen werden, werden über einen Eingangsanschluss 1521 an das HF-Filter 1501 geliefert. Die Ausgangssignale des HF-Filters 1501 werden an den Abwärtsumsetzer 1503 geliefert, der wirksam ist, um die HF-Eingangssignale in das Basisband umzuwandeln. Nach einem Filtern werden die Signale an den Analog-Digital-Wandler 1507 geliefert, der wirksam ist, um ein In-Phase-(I) Signal und ein Quadratursignal (Q) mittels einer Hilbert-Transformation zu liefern. Die I/Q-Signale werden über den Ausgang des Hilbert-Transformators 1509 an den Detektor 1515 geliefert, der wirksam ist, um die Trägerfrequenzkomponenten von den Eingangssignalen vollständig zu entfernen. Somit liefern die Ausgänge des Detektors 1515 Ausgangssig nale als eine Regenerierung eines gesendeten Signals, das durch ein durchschnittliches weißes Gaußsches Rauschen (AWGN) und eine Störung, die Mehrwegcharakteristika des Funkkanals zugeordnet ist, zusammenbricht.
Ein Nachteil des Empfängerschemas, das in 15 gezeigt ist, besteht jedoch darin, dass das Ausgangssignal, das durch den Abwärtsumsetzer 1503 geliefert wird, einen enormen Gleichstrom aufweist, der in den Hochfrequenzschaltungen erzeugt wird. Solange eine Digitalfrequenzmodulation (FM) als ein Modulationsschema angewendet wird, kann der Gleichstrom, der in dem Basisband auftritt, ohne weiteres entfernt werden, da die Informationen mittels Frequenzveränderungen codiert werden. Es ist jedoch unmöglich, den Gleichstrom zu entfernen, wenn z. B. eine Phasenverschiebung (PSK) oder eine Quadraturamplitudenmodulation (QAM) angewendet werden. PSK- und QAM-Modulationsschemata sind jedoch bei Digitalmobilkommunikationssystemen weit verbreitet, da diese Schemata durch einen Wirkungsgrad hoher Bandbreite gekennzeichnet sind.
16 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines herkömmlichen Heterodynempfängers. Die empfangenen Signale werden durch den Eingangsanschluss 1521 an das HF-Filter 1501 geliefert. Nach einem Filtern wird eine Abwärtsumsetzung durchgeführt, wobei der Abwärtsumsetzer 1503 wirksam ist, um die Hochfrequenzsignale in ein Zwischenfrequenzband (IF) umzuwandeln. Die Zwischenfrequenzsignale, die durch den Abwärtsumsetzer 1503 geliefert werden, werden in ein Bandpassfilter 1601 gespeist, das wirksam ist, um ein Zwischenfrequenzfiltern durchzuführen. Nach dem Filtern werden die Signale analog-digital-umgewandelt und an den Hilbert-Transformator 1509 geliefert, der zwei Zwischenfrequenzquadratursignale an den Detektor 1515 liefert. Im Gegensatz zu der Empfängerstruktur, die in 15 gezeigt ist, kann der Gleichstrom ohne weiteres durch das Bandpassfilter 1601 entfernt werden. Deshalb werden die im Vorhergehenden aufgezeigten Probleme, die mit den Gleichströmen zusammenhängen, beseitigt. Aus diesem Grund sind die Heterodynempfängerstrukturen bei den derzeitigen Kommunikationssystemen weit verbreitet.
17 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Heterodynempfängers, der eine Costas-Schleife anwendet. Anders als bei dem Empfänger, der in 16 gezeigt ist, weist das Ausführungsbeispiel in 17 einen quasi-kohärenten Detektor 1701 auf, der mit dem Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 1507 gekoppelt ist. Der quasi-kohärente Detektor weist einen ersten Ausgang 1703 und einen zweiten Ausgang 1705 auf, wobei beide Ausgänge mit einem Detektor 1707 gekoppelt sind. Der Detektor weist einen ersten Ausgang 1709 und einen zweiten Ausgang 1711 auf. Außerdem weist der Detektor 1707 einen weiteren Ausgang auf, mit dem ein Schleifenfilter 1713 gekoppelt ist. Das Schleifenfilter 1713 weist einen Ausgang auf, der mit einem Oszillator 1715 verbunden ist, der einen Ausgang aufweist, der mit einem Eingang des quasi-kohärenten Detektors 1701 gekoppelt ist.
Der Empfänger von 17 weist ein Heterodynabwärtsumsetzungsschema auf, das den Eingangsanschluss 1521, das HF-Filter 1501, den Abwärtsumsetzer 1503, das Bandpassfilter 1601 und den Analog-Digital-Wandler 1507 aufweist. Außerdem weist der Empfänger einen kohärenten Costas-Typ-Detektor auf, der den quasi-kohärenten Detektor 1701, den Detektor 1707, das Schleifenfilter 1713 und den Oszillator 1715 umfasst, bei dem es sich um einen elektrisch gesteuerten Oszillator handelt. Der Detektor 1707 berechnet einen Fehler zwischen einem Detektoreingangssignal und den Harte-Entscheidung-Daten, die durch den Detektor 1707 geliefert werden. Der Fehler wird über das Schleifenfilter 1713 zu dem Oszillator 1715 zurückgeführt. Der Oszillator 1715 erzeugt eine Sinuswelle mit einer bestimmten Zwischenfrequenz. Deshalb ist die Schleife aus dem quasi-kohärenten Detektor 1701, dem Detektor 1707, dem Schleifenfilter 1713 und dem Oszillator 1715 gebildet, die als eine Phasenregelschleife (PLL) betrachtet werden können, so dass eine genaue Phasensynchronisation erreicht werden kann. Da das Eingangssignal durch die Sinuswelle, die durch den Oszillator 1715 geliefert wird, der das empfangene Signal synchronisiert, heruntergemischt werden kann, weist das Detektorausgangssignal Charakteristika auf, die einem Kohärenzerfassungsschema zugeordnet sind.
Falls jedoch die Durchlassbandbreite des HF-Filters 1501 bei einem Empfänger verbreitert wird, um Flexibilität bezüglich eines Empfangs von Signalen zu erreichen, die unterschiedlichen Übertragungsschemata zugeordnet sind, weist der Heterodynempfänger eine Bildfrequenzstörung auf.
18 zeigt ein Diagramm eines sich ergebenden Spektrums, wenn ein Heterodynschema bei einem Empfänger ohne Verwendung eines Hochfrequenzfilters angewendet wird. Unter Bezugnahme auf 18 zeigen f_HF, f_IF und f_c eine Hochfrequenzträgerfrequenz, eine IF-Frequenz und eine Frequenz einer Sinuswelle an, die jeweils während der ersten Abwärtsumsetzung angewendet werden. Wenn ein Signal, das eine Trägerfrequenz f_HF = f_c + f_IF aufweist, durch ein Multiplizieren einer Sinuswelle, die eine Frequenz f_c aufweist, heruntergemischt wird, weist dann das heruntergemischte Signal eine Zwischenfrequenz f_IF auf. Das Signal in dem Bildband f_c – f_IF wird jedoch auch gleichzeitig heruntergemischt, wenn die Sinuswelle zur Abwärtsumsetzung angewendet wird. Das heruntergemischte Signal weist eine Trägerfrequenz –f_c auf. Da die Signale, die an den Abwärtsumsetzer geliefert werden, realwertig sind, kann das Signal, das Trägerfrequenzen f_c aufweist, nicht von dem Signal unterschieden werden, das die Trägerfrequenz –f_c aufweist. Wie es in 18 gezeigt ist, wird das Signal, das eine Trägerfrequenzen f_c aufweist, durch ein Signal mit der Trägerfrequenz –f_c überlappt. In anderen Worten wird das gewünschte Signal, das die Trägerfrequenz f_c aufweist, durch das unerwünschte Signal, das eine Trägerfrequenz –f_c aufweist, gestört. Somit weist das Ausgangssignal einen Fehler aufgrund der Bildspektrumsstörung auf.
Chan, C.K. u. a. offenbaren in „Frequency-Domain Implementations of the Constant Modulus Algorithm", veröffentlicht in Proceedings of the Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, Pacific Grove, 30. Oktober bis 1. November 1989, New York, IEEE, USA, Bd. 2, Konferenz 23, 30. Oktober 1989 (30.10.1989), S. 663–669, dass der Konstantmodulalgorithmus (CMA) ein Verfahren zur Blindentzerrung ist, das eine Kanalverzerrung bei Digitalkommunikationssystemen kompensiert. In dieser Konferenzschrift werden mehrere effiziente Blockimplementierungen von CMA vorgestellt, die auf Frequenzbereichtechniken basieren. Diese Techniken implementieren entweder eine lineare oder eine kreisförmige Faltung, und dieselben verwenden Diskrete-Fourier-Transformation-(DFT-)Filterbänke und eine Mehrratensignalverarbeitung.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein effizientes Konzept zum Entfernen eines Fehlers bei einem Empfangssignal zu liefern.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren eines Fehlers bei einem Eingangssignal gemäß Anspruch 1 oder durch eine Empfängervorrichtung gemäß Anspruch 11 oder durch ein Verfahren zum adaptiven Korrigieren eines Fehlers bei einem Eingangssignal gemäß Anspruch 12 oder durch ein Verfahren zum Verarbeiten eines Empfangssignals gemäß Anspruch 13 oder durch ein Computerprogramm gemäß Anspruch 14.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass der Fehler, der sich aus der Bildspektrumsstörung ergibt, adaptiv entfernt werden kann, wenn vor der Abwärtsumsetzung das realwertige Empfangssignal zu einem komplexwertigen Eingangssignal umgewandelt wird, wobei ein Realteil des Eingangssignals eine In-Phase-(I-)Komponente ist, die von dem Empfangssignal abgeleitet wird, und wobei eine Imaginärkomponente des Eingangssignals eine Quadraturkomponente ist, die von dem Empfangssignal abgeleitet wird.
Insbesondere hat sich herausgestellt, dass der Fehler, der dem Abwärtsumsetzungsschema zugeordnet ist, vollständig reduziert werden kann, wenn der Realteil des Eingangssignals und der Imaginärteil des Eingangssignals vollkommen orthogonal zueinander sind. Während der Orthogonalisierungsprozedur, die zum Erhalten der I- und Q-Komponenten von dem Empfangssignal durchgeführt wird, kann jedoch ein Orthogonalitätsfehler auftreten, wenn der Realteil nicht vollkommen orthogonal zu dem Imaginärteil ist. Nach einem Anwenden eines Abwärtsumsetzungsschemas bei einem derartigen fehlerhaften Eingangssignal weist ein heruntergemischtes Signal einen Störungsfehler auf, der durch den Orthogonalitätsverlust zwischen den Komponenten des Eingangssignals bewirkt wird. Es hat sich ferner herausgestellt, dass dieser Orthogonalitätsfehler adaptiv durch ein Gewichten des Eingangssignals mit einem Satz von Koeffizienten entfernt werden kann, wobei der Satz von Koeffizienten adaptiv bestimmt werden kann, so dass der Orthogonalitätsfehler verringert wird.
Um die Koeffizienten des Satzes von Koeffizienten adaptiv zu bestimmen, kann bevorzugt ein Blindadaptionsschema zum Bestimmen des Satzes von Koeffizienten angewendet werden. Blindadaptionsschemata nutzen nur die Informationen, die durch das Empfangssignal geliefert werden, zum Durchführen des Adaptionsprozesses, wie es bei Simon Haykin, Adaptive Filter Theory, 4. Auflage, Prentice Hall, 2002, beschrieben ist.
Das erfindungsgemäße Konzept wird bevorzugt bei Mehrmodenempfängern von Funkkommunikationssystemen angewendet. Außerdem liefert die vorliegende Erfindung eine Möglichkeit, Blindstörungsaufhebungsschemata bei Mehrträgersystemen anzuwenden.
19 zeigt eine Bildsignalaufhebungseinrichtung, die einen Blindadaptionsalgorithmus anwendet. Die Bildsignal aufhebungseinrichtung weist einen quasi-kohärenten Detektor 1901 in einem Hochfrequenzband auf, wobei der quasi-kohärente Detektor 1901 einen Eingang 1903, einen ersten Ausgang 1905 und einen zweiten Ausgang 1907 aufweist. Der erste Ausgang 1905 und der zweite Ausgang 1907 sind mit einem Bandpassfilter 1909 gekoppelt, das einen ersten Ausgang 1911 und einen zweiten Ausgang 1913 aufweist. Der erste Ausgang 1911 und der zweite 1913 des Bandpassfilters 1909 sind mit einem Analog-Digital-Wandler 1915 gekoppelt, der einen ersten Ausgang 1917 und einen zweiten Ausgang 1919 aufweist. Die Ausgänge des Analog-Digital-Wandlers sind mit einem Orthonormierer 1921 gekoppelt, der einen ersten Ausgang 1923, einen zweiten Ausgang 1925 und einen weiteren Eingang 1927 aufweist. Der erste Ausgang 1923 und der zweite Ausgang 1925 des Orthonormierers 1921 sind mit einem komplexen Multiplizierer 1927 gekoppelt, der einen ersten Ausgang 1929 und einen zweiten Ausgang 1931 aufweist.
Der erste Ausgang 1929 und der zweite Ausgang 1931 des komplexen Multiplizierers 1927 sind mit einem Filter 1933 gekoppelt, das einen ersten Ausgang 1935 und einen zweiten Ausgang 1937 aufweist.
Die Bildsignalaufhebungseinrichtung, die in 19 gezeigt ist, weist ferner eine adaptive Steuerung 1939 auf, die vier Eingänge aufweist. Zwei der Eingänge der adaptiven Steuerung sind mit dem ersten Ausgang 1929 und dem zweiten Ausgang 1931 des komplexen Multiplizierers 1927 gekoppelt. Die verbleibenden zwei Eingänge der adaptiven Steuerung 1939 sind mit den Ausgängen des Filters 1933 gekoppelt. Die adaptive Steuerung 1939 weist ferner einen Ausgang auf, der mit dem Eingang 1927 des Orthonormierers 1921 gekoppelt ist.
Wie es im Vorhergehenden erwähnt ist, wird die Störung eingeführt, da herkömmlicherweise ein Abwärtsumsetzungsschema bei einem realwertigen Signal angewendet wird, so dass alle verarbeiteten Variablen Reellzahlvariablen sind. Die Störungen können unterdrückt werden, wenn die reellzahligen Variablen in einen komplexen Bereich umgewandelt werden. In anderen Worten, wenn alle Variablen komplex sind, dann kann die negative Frequenz ohne weiteres von der positiven Frequenz getrennt werden, so dass die Störung verringert werden kann.
In 19 wird das empfangene Signal (Empfangssignal) an dem Eingangsanschluss 1903 direkt an den quasi-kohärenten Hochfrequenzdetektor 1901 (HF-QCD) geliefert. Der quasi-kohärente Detektor 1901 ist wirksam, um eine Hilbert-Transformation durchzuführen, um orthogonale I/Q-Komponenten von dem Empfangssignal abzuleiten. Deshalb weist das Ausgangssignal, das durch den quasi-kohärenten Detektor 1901 geliefert wird, eine In-Phase- und eine Quadraturkomponente auf, die einem Realteil bzw. einem Imaginärteil (Real- und Imaginärkomponente) einer komplexen Zahl entsprechen. Diese Signale werden an das Bandpassfilter 1909 geliefert und dann nach einem Filtern in einen Digitalbereich umgewandelt, so dass die Ausgänge des Analog-Digital-Wandlers 1915 über den ersten Ausgang 1917 und den zweiten Ausgang 1919 ein Eingangssignal liefern, wobei das Eingangssignal einen Realteil und einen Imaginärteil aufweist, die im Fall einer perfekten Orthogonalisierung orthogonal zueinander sind. Das Eingangssignal wird an den Orthonormierer 1921 geliefert, wobei der Orthonormierer 1921 wirksam ist, um eine erneute Orthonormierung des Eingangssignals durchzuführen, wenn der quasi-kohärente Detektor 1901 eine schlechte Leistung aufweist.
Der Orthonormierer 1921 liefert ein korrigiertes Eingangssignal über den ersten Ausgang 1923 und den zweiten Ausgang 1925, wobei das korrigierte Eingangssignal einen verringerten Orthogonalitätsfehler verglichen mit dem Eingangssignal an dem Eingang des Orthonormierers 1921 aufweist. Da das Eingangssignal und das korrigierte Eingangssignal bevorzugt Digitalsignale sind, kann die Abwärtsumsetzung zu dem Basisband durch ein Anwenden von komplexen Multiplikationen bei dem korrigierten Eingangssignal durchgeführt werden. Diese Operation wird durch den komplexen Multiplizierer 1927 durchgeführt, der das korrigierte Eingangssignal zu dem Basisband heruntermischt. Das Basisbandsignal wird dann an das Filter 1933 geliefert, das gebildet ist, um die Bildstörung zu entfernen. Deshalb wird nur das gewünschte Signal über die Ausgänge 1935 und 1937 geliefert.
Die Bildstörung kann erfolgreich ohne eine erneute Orthonormierung entfernt werden, wenn die Hilbert-Transformation, die durch den quasi-kohärenten Detektor 1901 durchgeführt wird, fehlerfrei ist, d. h. wenn der Realteil des Eingangssignals orthogonal zu dem Imaginärteil des Eingangssignals ist. Da jedoch der quasi-kohärente Detektor 1901 bevorzugt wirksam ist, um Zwischenfrequenzsignale zu orthogonalisieren, müssen Analogvorrichtungen verwendet werden, um den quasi-kohärenten Detektor 1901 zu implementieren. Aufgrund möglicher Unvollkommenheiten der Analogvorrichtungen führt der quasi-kohärente Detektor 1901 einen Orthogonalitätsfehler ein, so dass der Realteil des Eingangssignals und der Imaginärteil des Eingangssignals zueinander nicht orthogonal sind. Außerdem kann, wenn der quasi-kohärente Detektor 1901 innerhalb einer breiten Bandbreite wirksam sein sollte, dann aufgrund der Unvollkommenheiten der Analogvorrichtungen keine perfekte Orthogonalität über alle Frequenzen erhalten werden. Falls z. B. der Empfänger, der in 19 gezeigt ist, angewendet wird, um Signale zu empfangen, die unterschiedlichen Übertragungsschemata zugeordnet sind, die unterschiedliche Trägerfrequenzen aufweisen, dann ist es unmöglich, eine perfekte Orthogonalität für alle Empfangssignale unter Verwendung von Analogkomponenten zu erreichen, die in dem quasi-kohärenten Detektor 1901 implementiert sind.
Im Folgenden wird eine mathematische Beschreibung der im Vorhergehenden genannten Probleme geliefert.
Ein empfangenes Signal r(t) durch eine Antenne kann beschrieben werden als
wobei al(t) = gl(t)exp(θl(t) + φl)wobei t ein Zeitindex ist. ϑ_l(t), s_l(t), η_l(t), ω_l(= 2πf_l) φ_ll = 0 ..., L und Re[·] bezeichnen eine Fading- bzw. Schwundverstärkung, ein übertragenes Signal, additives weißes Gaußsches Rauschen (AWGN), eine Winkelfrequenz einer gewünschten Anfangsphase eines Trägeroszillators bei dem Sender bzw. eine Funktion eines Extrahierens eines Realteils. Außerdem stellen g_l(t) und θ_l(t) einen Amplituden- und Phasenteil eines übertragenen Symbols dar, auf die eine Information abgebildet ist. Es wird angenommen, dass das Bandpassfilter 1909 die folgende Frequenzantwort aufweist:
wobei ω_IF(== 2πf_c) und Δω Winkelzwischenfrequenz bzw. Bandpass des Zwischenfrequenzbandpassfilters 1909 sind. Das Signal, das durch den quasi-kohärenten Detektor 1901 und das Bandpassfilter 1909 hindurchgeht, kann unter Verwendung der folgenden Gleichung ausgedrückt werden, wobei ω₀ die Trägerfrequenz des gewünschten Signals ist.
wobei n_I ⁽⁺⁾, n_Q ⁽⁺⁾, n_I ^(–), n_Q ^(–), ϕ(ω_n) und BPF[] einen Real- und Bildteil des AWGN, das von dem gewünschten Band heruntergemischt wird, einen Real- und einen Bildteil eines AWGN, das von einem Bildband heruntergemischt wird, einen Orthogonalitätsfehler, der durch den quasi-kohärenten Detektor 1901 eingeführt wird, bzw. eine Funktion eines Extrahierens eines Durchlassbandsignals der Zwischenbandpassfrequenz bezeichnen.
Bei der obigen Gleichung ist nur der erste Term die gewünschte Signalkomponente, und der dritte Term ist die Bildstörung. Falls ϕ(ω_n) gleich Null ist, dann weist das Basisbandausgangssignal keine Bildstörung auf. Um den Orthogonalitätsfehler zu entfernen, wird Y(t) an den Orthonormierer 1921 geliefert, der wirksam ist, um das Eingangssignal mit der folgenden (Gewichtungs-) Matrix zu multiplizieren.
wobei w₀(k), w₁(k) und w₂(k) einen Satz von Koeffizienten bezeichnen, der beim Gewichten des Eingangssignals angewendet wird.
Nach der Neuorthonormierungseinheit 1921 ist der komplexe Multiplizierer 1927 angeordnet, bei dem es sich um einen Komplexfrequenzwandler handelt. Der Komplexfrequenzwandler 1927 ist wirksam, um eine Abwärtsumsetzung des korrigierten Eingangssignals (korrigierter Eingangsvektor) durch ein Multiplizieren des korrigierten Eingangsvektors mit einer Matrix, die in der folgenden Gleichung definiert ist, durchzuführen.
Das Ausgangssignal z(k) des Tiefpassfilters 1933 ist Z(k) = H ⊗ F(0)(k)W(k)Y(k).
In der obigen Gleichung stellen H and ⊕ eine Impulsantwort des Tiefpassfilters 1933 bzw. eine Faltungsoperation dar.
Außerdem Y(k) = Y(kT₀), wobei t = kT₀. Das Ziel besteht darin, die optimale Matrix W(k) zum Entfernen der Störung von Z(k) zu bestimmen. Deshalb muss W(k) für eine beliebige Trägerfrequenz des gewünschten Signals geschätzt werden.
In dem Fall von Schwundkanälen kann jedoch eine Störungsleistung erheblich größer sein als die gewünschte Leistung, z. B. 20 Dutzend dB. In anderen Worten kann der erste Term in der obigen Gleichung eine Potenz aufweisen, die größer als eine Potenz des dritten Terms ist.
Um ein Adaptionsschema zum Bestimmen der Koeffizienten von W(k) durchzuführen, kann ein Algorithmus eines minimalen mittleren quadrierten Fehlers (MMSE) angewendet werden. Der MMSE-Algorithmus konvergiert jedoch, wenn ein Kanal-zu-Störung-Verhältnis (CIR) geringer als Null ist. Außerdem erfordert der MMSE-Algorithmus eine Übertragung von bekannten Trainingssequenzen zum Durchführen des Adaptionsprozesses. Deshalb können, wie es im Vorhergehenden erwähnt ist, blinde Algorithmen angewendet werden, die keine Trainingssequenz zum Durchführen des Adaptionsprozesses erfordern.
Neben anderen blinden Algorithmen kann ein Konstantmodulalgorithmus (CMA) angewendet werden, um den Satz von Koeffizienten der Gewichtungsmatrix adaptiv zu bestimmen. Außerdem kann der Konstanmodulalgorithmus beim Bestimmen von Koeffizienten eines Entzerrers angewendet werden, der beim Entzerren eines verzerrten Signals angewendet wird, wobei eine charakteristische Eigenschaft eines ungestörten Signals ausgenutzt wird. Spezieller wird der Konstantmodulalgorithmus bevorzugt bei Signalen angewendet, die eine konstante Hüllkurve in einem ungestörten Zustand aufweisen. Dieser bestimmte Signalverlauf kann zum Bestimmen der Koeffizienten des Entzerrers ausgenutzt werden, derart, dass das entzerrte Signal die konstante Hüllkurve (Konstantmodul) aufweist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann der Konstantmodulalgorithmus auch zum Entfernen des Orthogonalitätsfehlers oder sogar anderer Fehler, die das Eingangssignal stören, angewendet werden. Die Optimumgewichtungsmatrix kann durch ein Wiederholen des folgenden rekursiven Algorithmus erhalten werden e(k) = σp – |Z(k)|p wi,j(k) = wi,j(k – 1) + μ|e(k)|q–2e(k)|Z(k)|p–2ZT(k)H ⊗ F(l)(k)Pi,jY(k)
In der obigen Gleichung bezeichnen σ, p und q eine Referenzebene bzw. einen Exponenten, der die Eigenschaften des CMA-Algorithmus bestimmt (Ganzzahl des CMA-Algorithmus). Die Referenzebene kann z. B. von dem Konstanthüllkurvenwert des ungestörten Signals bestimmt werden. Alternativ dazu kann die Referenzebene aus einem Satz von Referenzebenen ausgewählt werden, der der konstanten Hüllkurve innerhalb eines vorbestimmten Bereichs zugeordnet ist.
Da der CMA-Algorithmus konvergiert, wenn die ungestörten Signale eine konstante Hüllkurve aufweisen, hat derselbe den Nachteil, dass derselbe nur bei Einträgersystemen angewendet werden kann, die ein Konstanthüllkurvenmodulationsschema verwenden, z. B. QPSK (Quadraturphasenumtastung). Einträgersysteme weisen jedoch eine verringerte Bandbreiteneffizienz auf, so dass die gewünschten hohen Datenraten der Übertragungssysteme der nächsten Generation nicht erreicht werden können. Zum Beispiel unterstützen die nächsten Mobilkommunikationssysteme Datenübertragungsraten in einer Abwärtsverbindungsrichtung bei 100 Mbit/s, wohingegen die Systeme der dritten Generation, z. B. UMTS, die Datenrate bei 384 kbit/s unterstützen. Datenübertragungsraten von etwa 50 Mbit/s können jedoch innerhalb eines drahtlosen lokalen Netzes (WLAN) erreicht werden, wenn Mehrträgermodulationstechniken angewendet werden. Der Dienstbereich von WLAN ist jedoch begrenzt und kleiner als der Dienstbereich von Zellularmobilkommunikationssystemen, wie z. B. GSM oder PDC. Deshalb weisen Funkkommunikationssysteme einen Dienstbereich auf, der mit demjenigen der Zellularsysteme vergleichbar ist, was Hochgeschwindigkeitsdatenraten von etwa 100 Mbits/s aufweist. Eine der häufig verwendeten Mehrträgermodulationstechniken ist Orthogonalfrequenzteilungsmultiplexen (OFDM), da dieses Modulationsschema robust gegenüber Zwischensymbolstörungen (ISI) ist, die die erreichbare Datenrate beschränken.
11 zeigt ein OFDM-Übertragungsschema. Ein OFDM-Sender weist einen Seriell-zu-Parallel-Wandler 1101 auf, der einen Eingang 1103 und eine Mehrzahl von Ausgängen 1105 aufweist. Die Mehrzahl von Ausgängen 1105 ist mit einem Transformator 1107 gekoppelt, der wirksam ist, um eine inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) durchzuführen. Der Transformator 1107 weist eine Mehrzahl von Ausgängen 1109 auf, die mit einem Parallel-zu-Seriell-Wandler 1111 gekoppelt sind.
Der Parallel-zu-Seriell-Wandler 1111 ist mit einem Modulator 113 gekoppelt, der mit einer Sendeantenne 1115 gekoppelt ist.
Ein Empfänger weist eine Empfangsantenne 1117 auf, die einen Ausgang aufweist, der mit einer HF-Einheit 1119 gekoppelt ist. Die HF-Einheit 1119 weist einen Ausgang auf, der mit einem Demodulator 1121 gekoppelt ist. Der Demodulator 1121 ist mit einem Seriell-zu-Parallel-Wandler 1123 gekoppelt, der eine Mehrzahl von Ausgängen aufweist, die mit einem Transformator 1125 gekoppelt sind, der wirksam ist, um die schnelle Fourier-Transformation (FFT) durchzuführen. Der Transformator 1125 weist eine Mehrzahl von Ausgängen auf, die mit einem Parallel-zu-Seriell-Transformator 1127 gekoppelt sind, der einen Ausgang 1129 aufweist.
Ein Informationsdatenstrom, der über den Eingang 1103 an den Seriell-zu-Parallel-Wandler 1101 geliefert wird, wird durch denselben zu einer Mehrzahl von Datenströmen gemultiplext, die über die Mehrzahl von Ausgängen 1105 geliefert werden. Die Ströme werden an den Transformator 1107 geliefert, der die IFFT-Operation durchführt, wobei der Transformator 1107 z. B. ein Prozessor sein kann. Die umgewandelten Signale werden über die Mehrzahl von Ausgängen 1109 an den Parallel-zu-Seriell-Wandler 1111 geliefert, der einen Serielldatenstrom über den Ausgang 1111 liefert. Der Modulator 1113 führt ein Schutzintervall in den Serielldatenstrom ein und führt ein Aufwärtsumsetzungsschema durch, um ein Hochfrequenzsendesignal zu liefern, das von der Antenne 1115 sendbar ist. Das emittierte Signal an der Antenne 1115 wird durch einen Kommunikationsfunkkanal gesendet, wobei die Empfangsantenne 1117 ein empfangenes Hochfrequenzsignal erfasst. Das empfangene Hochfrequenzsignal wird durch sowohl die HF-Einheit 1119 als auch den Demodulator 1121 heruntergemischt, der ferner das Schutzintervall entfernt. Der Demodulator 1121 liefert über den Ausgang ein Signal an den Seriell-zu-Parallel-Wandler, wobei es sich bei dem Signal um ein Hilbert-umgewandeltes Signal handeln kann, das eine I- und Q-Komponente aufweist. Der Transformator 1125 wandelt das Signal, das durch den Seriell-zu-Parallel-Wandler 1123 geliefert wird, in den Frequenzbereich um, wobei die Frequenzbereichssignale nach einer Parallel-zu-Seriell-Umwandlung über den Ausgangsanschluss 1129 geliefert werden.
Der Konstantmodulalgorithmus kann jedoch nicht bei den OFDM-Signalen angewendet werden, da dieselben nicht die charakteristische Eigenschaft aufweisen, die für den Konstantmodulalgorithmus erforderlich ist, nämlich eine konstante Hüllkurve. Somit kann die Bildstörungsaufhebungseinrichtung, die im Vorhergehenden beschrieben ist, bei OFDM-Systemen nicht auf eine einfache Weise angewendet werden.
Falls jedoch die Eingangssequenz, die unter Verwendung des OFDM-Übertragungsschemas gesendet werden soll, eine konstante Hüllkurve aufweist, d. h. wenn der Eingangssignalstrom z. B. zu einem QPSK-Modulationsschema gehört, dann ist in dem Frequenzbereich die Signalhüllkurve konstant, was zur Adaption von Koeffizienten einer Gewichtungsmatrix unter Verwendung des Konstantmodulalgorithmus ausgenutzt werden kann.
Deshalb kann eine adaptive Signalverarbeitung, die eine Neuorthonormierungseinheit steuert, in dem Frequenzbereich ausgeführt werden, wo die Signalhüllkurve konstant ist, obwohl die Neuorthonormierung im Zeitbereich ausgeführt wird.
Im Allgemeinen liefert die vorliegende Erfindung ein Konzept zum Anwenden eines Konstantmodulalgorithmus bei Signalen, die durch eine variable Hüllkurve gekennzeichnet sind, durch ein Umwandeln dieser Signale zu umgewandelten Signalen, die die Konstanthüllkurveneigenschaft erfüllen.
Es ist ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung, dass die Bildaufhebung blind an dem Empfänger durchgeführt werden kann, so dass Trainingssequenzen nicht erforderlich sind, um den Adaptionsprozess durchzuführen. Dies führt zu einer erhöhten Bandbreiteneffizienz des sich ergebenden Übertragungssystems.
Weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind detailliert bezüglich der folgenden Figuren beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren eines Fehlers bei einem Eingangssignal gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 ein Blockdiagramm einer Empfängervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
3 ein Ausführungsbeispiel eines quasi-kohärenten Detektors;
4 ein Ausführungsbeispiel einer Mehrträgerbildaufhebungseinrichtung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
5 ein Blockdiagramm einer Mehrträgerbildaufhebungseinrichtung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
6 eine Empfängervorrichtung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
7 ein Blockdiagramm einer Empfängervorrichtung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
8 eine Leistung der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren des Fehlers;
9 eine Leistung der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren des Fehlers;
10 eine Leistung der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren des Fehlers;
11 ein Blockdiagramm des OFDM-Übertragungsschemas;
12 ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Mehrmodenempfängers;
13 ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Mehrmodenempfängers;
14 einen Mehrmodenempfänger;
15 einen herkömmlichen Homodynempfänger;
16 einen herkömmlichen Heterodynempfänger;
17 einen herkömmlichen Heterodynempfänger;
18 ein Frequenzzuteilungsschema;
19 eine Bildsignalaufhebungseinrichtung.
1 zeigt eine Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren eines Fehlers bei einem Eingangssignal auf der Basis eines Adaptionsschemas, das sich auf eine charakteristische Eigenschaft stützt, die nicht in dem Eingangssignal enthalten ist. Bei der charakteristischen Eigenschaft kann es sich um einen charakteristischen Signalverlauf handeln, z. B. eine konstante Hüllkurve.
Die Vorrichtung, die in 1 gezeigt ist, weist ein Fehlerkorrekturelement 101 auf, das einen Eingang 103 und einen Ausgang 107 aufweist. Außerdem weist das Fehlerkorrekturelement 101 einen weiteren Eingang 109 auf. Die Vorrichtung weist ferner einen ersten Transformator 111 auf, der einen Eingang 113, der mit dem Eingang des Eingangs 103 des Fehlerkorrekturelements 101 gekoppelt ist, und einen Ausgang 115 aufweist, der mit einer Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten gekoppelt ist. Die Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten weist einen Ausgang, der mit dem Eingang 109 des Fehlerkorrekturelements 109 gekoppelt ist, und einen weiteren Eingang 119 auf. Ein zweiter Transformator 121 ist zwischen den Ausgang 107 des Fehlerkorrekturelements 101 und die Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten gekoppelt. Spezieller weist der zweite Transformator 121 einen Eingang 123, der mit dem Ausgang 107 des Fehlerkorrekturelements 107 gekoppelt ist, und einen Ausgang auf, der mit dem Eingang 119 der Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten gekoppelt ist.
Das Fehlerkorrekturelement 101 ist wirksam, um ein korrigiertes Eingangssignal durch ein Gewichten des Eingangssignals, das über den Eingang 103 geliefert wird, unter Verwendung eines Satzes von Koeffizienten zu liefern. Das Fehlerkorrekturelement liefert über den Ausgang 107 ein korrigiertes Eingangssignal, das einen verringerten Fehler bezüglich des Eingangssignals aufweist. Um das Eingangssignal adaptiv zu gewichten, gewichtet das Fehlerkorrekturelement 101 das Eingangssignal unter Verwendung eines Satzes von Koeffizienten zu einem ersten Zeitpunkt. Zu einem zweiten Zeitpunkt wird das nächste empfangene Eingangssignal durch einen neuen Satz von Koeffizienten gewichtet, um ein neues korrigiertes Eingangssignal zu liefern. Somit werden die Koeffizienten, die durch die Fehlerkorrekturelemente 101 verwendet werden, im Laufe der Zeit adaptiv bestimmt.
Um einen neuen Satz von Koeffizienten zu bestimmen, werden das Eingangssignal und das korrigierte Eingangssignal in umgewandelte Signale umgewandelt, derart, dass ein entsprechendes umgewandeltes Signal die charakteristische Eigenschaft aufweist, die von der Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten benötigt wird, um den Adaptionsprozess durchzuführen. Spezieller wandelt der erste Transformator 111 das Eingangssignal in ein umgewandeltes Eingangssignal (erstes umgewandeltes Signal) um, das über den Ausgang 115 an die Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten geliefert wird. Dementsprechend wandelt der zweite Transformator 121 das korrigierte Eingangssignal in ein umgewandeltes korrigiertes Eingangssignal (zweites umgewandeltes Signal) um, das über den Eingang 119 an die Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten geliefert wird. Der erste Transformator 111 und der zweite Transformator 121 sind wirksam, um eine Transformation durchzuführen, die das Eingangssignal und das korrigierte Eingangssignal in entsprechende umgewandelte Signale umwandelt, die die charakteristische Eigenschaft aufweisen. Wie es im Vorhergehenden erwähnt wurde, ist die Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten wirksam, um denselben, der bei einem nächsten Adaptionsschritt verwendet werden soll, aus dem Satz von Koeffizienten, der bei einem aktuellen Adaptionsschritt verwendet wird oder bei einem vorhergehenden Adaptionsschritt verwendet wurde, und aus dem ersten und dem zweiten umgewandelten Signal zu bestimmen.
Das Eingangssignal kann z. B. aus einem Empfangssignal gebildet werden, indem eine In-Phase-(I-)Komponente von dem Empfangssignal als ein Realteil des Eingangssignals abgeleitet wird, und indem eine Quadratur-(Q-)Komponente von dem Empfangssignal als ein Imaginärteil des Eingangssignals abgeleitet wird. Während der Ableitung der Quadraturkomponenten kann ein Orthogonalitätsfehler auftreten, so dass der Realteil des Eingangssignals nicht orthogonal zu dem Imaginärteil des Eingangssignals ist. Dieses Szenario entspricht dem Hilbert-Transformationsfall, wobei der angewandte Hilbert-Transformator eine reine Leistung aufweist, wie es im Vorhergehenden erörtert ist. In diesem Fall ist das Fehlerkorrekturelement 101 wirksam, um das korrigierte Eingangssignal, das einen verringerten Orthogonalitätsfehler aufweist, durch ein Gewichten des Eingangssignals unter Verwendung des Satzes von Koeffizienten zu liefern, der durch die Einrichtung eines neuen Satzes von Koeffizienten bestimmt wird.
Insbesondere kann es sich bei dem Eingangssignal und dem korrigierten Eingangssignal um Digitalsignale handeln, die von einer Analog-Digital-Umwandlung eines Analogempfangssignals erhalten werden. In diesem Fall weist das Eingangssignal einen Satz von Eingangspunkten auf, wobei der Satz von Eingangspunkten einen Satz von Realwerten, der dem Realteil des Eingangssignals entspricht, und einen Satz von Imaginärwerten, der dem Imaginärteil des Eingangssignals entspricht, aufweist, wobei das korrigierte Eingangssignal einen Satz von korrigierten Punkten aufweist, wobei der Satz von korrigierten Punkten einen Satz von Realwerten, der dem Realteil des korrigierten Eingangssignals entspricht, und einen Satz von Imaginärwerten, der dem Imaginärteil des korrigierten Eingangssignals entspricht, aufweist. Somit kann jeder der Eingangspunkte so betrachtet werden, dass derselbe ein zweidimensionaler Vektor ist, der zwei Einträge aufweist, die einem Real- und Imaginärwert des zugeordneten Eingangspunktes entsprechen.
Aufgrund des Orthogonalitätsfehlers weist ein fehlerhafter Eingangspunkt des Satzes von Eingangspunkten den Orthogonalitätsfehler auf, so dass der Realwert des fehlerhaften Eingangspunktes nicht orthogonal zu dem Imaginärwert des fehlerhaften Eingangspunktes ist. Das Fehlerkorrekturelement 101 ist wirksam, um den fehlerhaften Eingangspunkt durch den Satz von Koeffizienten zu gewichten, um einen korrigierten Punkt des korrigierten Signals zu liefern, das einen verringerten Orthogonalitätsfehler aufweist. Zusammenfassend führt das Fehlerkorrekturelement 101 eine Fehlerkorrekturoperation durch, die jeden bestimmten Eingangspunkt durch den Satz von Koeffizienten gewichtet. Diese Gewichtungsoperation kann als eine Matrix-mal-Vektor-Multiplikation implementiert werden, wobei der fehlerhafte Eingangspunkt als ein Vektor mit einer Gewichtungsmatrix multipliziert wird, die den Satz von Koeffizienten aufweist, der innerhalb der Matrix angeordnet ist, wobei die Gewichtungsmatrix z. B. folgende Matrix sein kann:
Bei dem Eingangssignal und dem korrigierten Eingangssignal kann es sich um Zeitbereichssignale handeln, wobei die charakteristische Eigenschaft ein bestimmter Signalverlauf sein kann. Zum Beispiel ist die charakteristische Eigenschaft die im Vorhergehenden erwähnte konstante Hüllkurve. Alternativ dazu kann es sich bei dem bestimmten Signalverlauf um einen beliebigen anderen Signalverlauf handeln, der das Eingangssignal in einem fehlerfreien Fall kennzeichnet, z. B. eine Pulsamplitudenmodulation.
Um das erste umgewandelte Signal zu liefern, ist der erste Transformator 111 wirksam, um eine Version des Eingangssignals in den Frequenzbereich umzuwandeln. Dementsprechend ist der zweite Transformator 121 wirksam, um eine Version des korrigierten Signals in den Frequenzbereich umzuwandeln, zum Erhalten des zweiten umgewandelten Signals. Somit wird die Operation des ersten Transformators 111 und des zweiten Transformators 121, nämlich das Liefern von frequenzbereichumgewandelten Signalen, durchgeführt, um umgewandelte Signale zu erhalten, die den bestimmten Signalverlauf aufweisen, z. B. die im Vorhergehenden erwähnte konstante Hüllkurve.
Um die Konvergenzcharakteristik des angewandten Blindadaptionsschemas zu verbessern, kann der erste Transformator 111 wirksam sein, um das Eingangssignal 113 vor einem Liefern des ersten umgewandelten Signals um einen Überabtastfaktor M überabzutasten, wobei M größer oder gleich 2 ist, um ein überabgetastetes Eingangssignal als die Version des Eingangssignals zu liefern. Dementsprechend kann der zweite Transformator wirksam sein, um das korrigierte Signal um den Überabtastfaktor M überabzutasten, um ein überabgetastetes gerichtetes Signal als die Version des korrigierten Signals zu liefern.
Falls das Eingangssignal und das korrigierte Signal Basisbandsignale sind, wandelt der erste Transformator das Eingangssignal oder das überabgetastete Eingangssignal direkt in den Frequenzbereich um. Dementsprechend wandelt der zweite Transformator 121 das korrigierte Eingangssignal, bei dem es sich um ein Basisbandsignal oder eine überabgetastete Version desselben handelt, direkt in den Frequenzbereich um. Das Eingangssignal wie das korrigierte Signal können jedoch Zwischenfrequenzsignale und nicht Basisbandsignale sein. In diesem Fall kann der erste Transformator einen ersten Abwärtsumsetzer zum Heruntermischen des Zwischenfrequenzsignals aufweisen, um eine heruntergemischte Version des Eingangssignals als die Version des Eingangssignals zu liefern, die in den Frequenzbereich umgewandelt werden soll. Dementsprechend kann der zweite Transformator 121 einen zweiten Abwärtsumsetzer aufweisen, der wirksam ist zum Liefern einer heruntergemischten Version des korrigierten Signals als die Version des korrigierten Signals, die in den Frequenzbereich umgewandelt werden soll.
Um das erste umgewandelte Signal als ein Frequenzbereichumwandlungssignal zu liefern, kann der erste Transformator einen schnellen Fourier-Transformator (FFT) oder einen diskreten Fourier-Transformator (DFT) aufweisen, um die Version des Eingangssignals in den Frequenzbereich umzuwan deln, um das erste umgewandelte Signal zu erhalten. Dementsprechend kann der zweite Transformator einen schnellen Fourier-Transformator oder einen diskreten Fourier-Transformator aufweisen, um die Version des korrigierten Eingangssignals in den Frequenzbereich umzuwandeln, um das zweite umgewandelte Signal zu erhalten.
Wie es im Vorhergehenden erwähnt wurde, kann das Eingangssignal von einem Empfangssignal gebildet werden, indem eine In-Phase-(I-)Komponente von dem Empfangssignal als der Realteil des Eingangssignals abgeleitet wird, und indem die Quadratur-(Q-)Komponente von dem Empfangssignal als der Imaginärteil des Eingangssignals abgeleitet wird. Der Orthogonalitätsfehler kann während der Ableitung der I- und Q-Komponente auftreten, so dass der Realteil des Eingangssignals nicht orthogonal zu dem Imaginärteil des Eingangssignals ist. Somit ist das Fehlerkorrekturelement 101 wirksam, um den Orthogonalitätsfehler unter Verwendung der Gewichtungskoeffizienten zu verringern, die durch die Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten geliefert werden. Die Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten stützt sich z. B. auf die im Vorhergehenden erwähnte Konstanthüllkurveneigenschaft. Zum Beispiel weist das erste umgewandelte Signal eine konstante Hüllkurve innerhalb eines vorbestimmten Bereichs auf, wenn der Orthogonalitätsfehler nicht auftritt. Der vorbestimmte Bereich berücksichtigt kleine Veränderungen der Hüllkurve, z. B. wenn die Hüllkurve innerhalb eines Bereichs von z. B. 5% eines Durchschnittskonstanthüllkurvenwerts variiert.
In dem Fall des Orthogonalitätsfehlers weist das erste umgewandelte Signal jedoch eine verzerrte Hüllkurve auf, die eine Überlagerung der konstanten Hüllkurve und einer Fehlerhüllkurve aufgrund des Orthogonalitätsfehlers aufweist. Die Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten, der bei den nächsten Adaptionsschritten verwendet werden soll, ist wirksam, um die neuen Koeffi zienten unter Ausnutzung der Konstanthüllkurveneigenschaft in dem fehlerfreien Fall zu bestimmen. Zum Beispiel kann die Einrichtung zum Bestimmen des Satzes von neuen Koeffizienten wirksam sein, um den im Vorhergehenden erwähnten Konstantmodulalgorithmus durchzuführen, um den Satz von neuen Koeffizienten, die bei dem nächsten Adaptionsschritt verwendet werden sollen, zu erhalten. Die Adaption wird durchgeführt, so dass die Fehlerhüllkurve, die in dem zweiten umgewandelten Signal enthalten ist, verringert wird, wenn das Fehlerkorrekturelement 101 das Eingangssignal durch den neuen Satz von Koeffizienten gewichtet, der durch die Einrichtung 117 zum Bestimmen des neuen Satzes von Koeffizienten geliefert wird.
Der Konstantmodullösungsansatz, der durch die erfindungsgemäße Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten durchgeführt wird, ist im Folgenden genauer erörtert.
2 zeigt eine Empfängervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Die Vorrichtung, die in 2 gezeigt ist, weist eine Einrichtung 201 zum Ableiten der I- und Q-Komponenten auf. Die Einrichtung 201 zum Ableiten weist einen Eingang 203, einen ersten Ausgang 205 und einen zweiten Ausgang 207 auf. Die Ausgänge der Einrichtung 201 zum Ableiten sind mit dem Fehlerkorrekturelement 101 gekoppelt, das einen ersten Ausgang 209 und einen zweiten Ausgang 211 aufweist.
Die Vorrichtung, die in 2 gezeigt ist, weist ferner den ersten Transformator 111 auf, der einen Abwärtsumsetzer 213 aufweist, der einen ersten Ausgang 215 und einen zweiten Ausgang 217 aufweist, wobei beide Ausgänge mit einem Fourier-Transformator 219 gekoppelt sind. Der Fourier-Transformator 219 weist eine Mehrzahl von Ausgängen 211 auf, die mit der Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten gekoppelt sind.
Außerdem weist die Vorrichtung den zweiten Transformator 121 auf, der einen Abwärtsumsetzer 213 und einen Fourier-Transformator 219 aufweist, wobei die Struktur des zweiten Transformators 121 der Struktur des ersten Transformators 111 entspricht. Die Ausgänge des Fourier-Transformators 219 des zweiten Transformators 121 sind mit der Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten gekoppelt, wobei der Ausgang 109 der Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten mit dem Fehlerkorrekturelement 101 gekoppelt ist.
Die Empfängervorrichtung, die in 2 gezeigt ist, verwendet die erfindungsgemäße Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren des Orthogonalitätsfehlers gemäß der vorangegangenen Beschreibungen. Insbesondere sind das Fehlerkorrekturelement 101, der erste Transformator 111 und der zweite Transformator 121 und die Einrichtung 117 zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten wirksam, um die im Vorhergehenden aufgezeigten Operationen durchzuführen.
Über den Eingang 203 wird ein Empfangssignal an die Einrichtung 201 zum Ableiten der Quadraturkomponenten geliefert. Das Empfangssignal kann durch eine Einrichtung zum Liefern eines Empfangssignals geliefert werden, die in 2 nicht gezeigt ist. Die Einrichtung zum Liefern des Empfangssignals kann z. B. eine Empfangsantenne und eine HF-Einheit aufweisen.
Bei dem Empfangssignal kann es sich um ein Zwischenfrequenzanalogsignal handeln. In diesem Fall ist die Einrichtung zum Ableiten der Quadraturkomponenten wirksam, um die Quadraturkomponenten abzuleiten und eine analog-digital-umgewandelte Version der Quadraturkomponenten als das Eingangssignal zu liefern. Somit kann die Einrichtung 201 zum Ableiten der Quadraturkomponenten ferner einen Analog- Digital-Wandler aufweisen, der wirksam ist, um die abgeleitete I- und Q-Komponente in den Digitalbereich umzuwandeln.
Die Einrichtung 201 zum Ableiten des Eingangssignals ist wirksam, um das Eingangssignal, das einen Realteil und einen Imaginärteil aufweist, von dem Empfangssignal abzuleiten, wobei die Einrichtung 201 zum Ableiten wirksam ist, um eine In-Phase-(I-)Komponente von dem Empfangssignal als den Realteil des Eingangssignals abzuleiten, und um eine Quadratur-(Q-)Komponente als den Imaginärteil des Eingangssignals abzuleiten. Wie es im Vorhergehenden erwähnt wurde, kann die Quadraturkomponente des Eingangssignals in den Digitalbereich umgewandelt werden, wenn das Empfangssignal ein Analogsignal ist. Während des Ableitungsprozesses führt die Einrichtung 201 zum Ableiten des Eingangssignals einen Orthogonalitätsfehler ein, so dass der Realteil des Eingangssignals und der Imaginärteil des Eingangssignals nicht orthogonal zueinander sind. Um den Orthogonalitätsfehler zu verringern, kann die Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren des Orthogonalitätsfehlers gemäß den vorangegangenen Beschreibungen angewendet werden.
Da es sich bei dem Eingangssignal und dem korrigierten Eingangssignal um Zwischenfrequenzsignale handeln kann, weist der erste Transformator 111 den Abwärtsumsetzer 213 (erster Abwärtsumsetzer) auf, der zweite Transformator 121 weist den Abwärtsumsetzer 213 (zweiter Abwärtsumsetzer) auf, zum Liefern heruntergemischter Basisbandsignale über den entsprechenden ersten oder zweiten Ausgang 215 und 217. Die Fourier-Transformatoren 219 sind wirksam, um die Basisbandsignale umzuwandeln, um das erste umgewandelte Signal und das zweite umgewandelte Signal zu erhalten.
Die Einrichtung 117 ist wirksam, um den neuen Satz von Koeffizienten ausgehend von dem ersten umgewandelten Signal, dem zweiten umgewandelten Signal und dem derzeit verwendeten Satz von Koeffizienten zu bestimmen. Da das Fehlerkorrekturelement 101 wirksam sein kann, um das Ein gangssignal zu gewichten, das ein Zwischenfrequenzsignal ist, kann der Satz von Koeffizienten durch einen Aufwärtsumsetzer, der durch die Einrichtung 117 zum Bestimmen des neuen Satzes von Koeffizienten oder alternativ dazu durch das Fehlerkorrekturelement 101 gebildet werden kann, zu dem Zwischenfrequenzsatz von Koeffizienten umgewandelt werden. Alternativ dazu kann der neue Satz von Koeffizienten direkt derart geliefert werden, dass das Eingangssignal direkt durch den neuen Satz von Koeffizienten gewichtet werden kann. Das Eingangssignal, bei dem es sich um ein Zeitbereichssignal handelt, wird durch den neuen Satz von Koeffizienten gewichtet, der auf der Basis von Frequenzbereichssignalen (erstes umgewandeltes Signal und zweites umgewandeltes Signal) bestimmt wird. Und in anderen Worten wird der Adaptionsprozess, der beim Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten angewendet wird, in dem Frequenzbereich durchgeführt, wobei die Gewichtungsoperation in dem Zeitbereich durchgeführt wird.
3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Einrichtung zum Ableiten eines Eingangssignals, die als ein quasi-kohärenter Hochfrequenzdetektor gebildet ist.
Der quasi-kohärente Detektor, der in 3 gezeigt ist, weist ein Hybrid 301 auf, das einen Eingang 303, einen ersten Ausgang 305 und einen zweiten Ausgang 307 aufweist. Der erste Ausgang 305 ist mit einem Multiplizierer 309 gekoppelt, der einen Ausgang 311 und einen weiteren Eingang 313 aufweist.
Der zweite Ausgang 307 des Hybrid ist mit einem Multiplizierer 315 gekoppelt, der einen Ausgang 317 und einen weiteren Eingang 319 aufweist. Die Ausgänge 311 und 317 sind jeweils mit einem Bandpassfilter 321 gekoppelt, wobei jedes der Bandpassfilter 321 einen Ausgang aufweist, der mit einem Variable-Verstärkung-Verstärker 323 gekoppelt ist, wobei jeder der Variable-Verstärkung-Verstärker 323 einen Ausgang 325 aufweist.
Der quasi-kohärente Detektor, der in 3 gezeigt ist, weist ferner einen variablen Phasenschieber 327 auf, der einen ersten Ausgang, der mit dem ersten Multiplizierer 309 gekoppelt ist, und einen zweiten Ausgang aufweist, der über ein weiteres Hybrid 329 mit dem weiteren Eingang 319 des zweiten Multiplizierers 315 gekoppelt ist. Das weitere Hybrid 329 weist einen Eingang auf, mit dem ein Oszillator 331 gekoppelt ist.
Das Empfangssignal, das über den Eingangsanschluss 303 geliefert wird, wird dem Hybrid 301 zugeführt. Die Ausgangssignale des Hybrids 301 werden an die bevorzugt realwertigen Multiplizierer 309 und 315 geliefert. Außerdem wird eine Sinuswelle, die durch den Lokaloszillator 331 erzeugt wird, an das weitere Hybrid geliefert. Das Ausgangssignal des weiteren Hybrids wird über den variablen Phasenschieber 327 an den Multiplizierer 313 und an den Multiplizierer 315 geliefert. Es ist offensichtlich, dass der variable Phasenschieber 327 wirksam ist, um eine Phasenverschiebung von 90° zwischen dem Signal zu liefern, das an die weiteren Eingänge der jeweiligen Multiplizierer 315 und 309 geliefert wird. Wie es in 3 gezeigt ist, sind die Verstärkungen einer oberen und einer unteren Leitung einstellbar, da ein Variable-Verstärkung-Verstärker 323 verwendet wird. Außerdem ist die Orthogonalität zwischen den beiden Leitungen aufgrund des angewendeten variablen Phasenschiebers 327 variabel. Insbesondere wenn das Empfangssignal ein Analogsignal ist, kann jedoch ein Orthogonalitätsfehler auftreten, der zu einem Verlust von Orthogonalität zwischen den Signalen führt, die über die obere und die untere Leitung geliefert werden.
4 zeigt eine Empfängervorrichtung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, die die erfindungsgemäße Mehrträgerbildaufhebungseinrichtung verwendet.
Die Vorrichtung, die in 4 gezeigt ist, weist einen Sender und einen Empfänger auf, wobei der Sender eine Struktur aufweist, die zu der Struktur des Senders, der in 11 gezeigt ist, identisch ist. Der Empfänger ist jedoch anders.
Spezieller weist die Vorrichtung in 4 einen quasi-kohärenten Detektor 401 auf, der einen Eingang 403, einen ersten Ausgang 405 und einen zweiten Ausgang 407 aufweist. Der erste Ausgang 405 und der zweite Ausgang 407 sind mit einem Orthonormierer 409 gekoppelt, der einen ersten Ausgang 411 und einen zweiten Ausgang 413 aufweist. Der Orthonormierer 409 weist einen weiteren Eingang 415 auf.
Der erste Ausgang 411 und der zweite Ausgang 413 des Orthonormierers 409 sind mit einem komplexen Multiplizierer 417 gekoppelt, der einen ersten Ausgang 419 und einen zweiten Ausgang 421 aufweist, wobei beide Ausgänge mit einem Transformator 423 gekoppelt sind, der wirksam ist, um eine FFT-Transformation durchzuführen. Der Transformator 423 weist eine Mehrzahl von Ausgängen 425 auf.
Außerdem weist die Vorrichtung, die in 4 gezeigt ist, eine adaptive Steuerung 427 auf, die eine Mehrzahl von Eingängen 429 aufweist, wobei jeder der Eingänge mit einem entsprechenden Ausgang der Mehrzahl von Ausgängen 427 des Transformators 423 gekoppelt ist. Außerdem weist die adaptive Steuerung 427 einen Ausgang auf, der mit dem weiteren Eingang 415 gekoppelt ist, der mit dem weiteren Eingang des Orthonormierers 409 gekoppelt ist. Außerdem empfängt die adaptive Steuerung 427 die Signale, die durch den quasi-kohärenten Detektor über die Ausgänge 405 und 407 geliefert werden. Dieses Merkmal ist in 4 nicht explizit gezeigt.
Eine Informationssequenz, die über die Ausgänge 1105 des IFFT 1101, bei dem es sich um einen Prozessor handeln kann, geliefert wird, wird in Zeitbereichdarstellungen umgewan delt, die parallel zu seriell umgewandelt werden. Der Modulator 1113 liefert ein Hochfrequenzsignal, das durch einen Kommunikationskanal 431 übertragen wird. Eine Einrichtung zum Liefern eines Empfangssignals, die in 4 nicht gezeigt ist, erfasst das Empfangshochfrequenzsignal und liefert das Empfangssignal an den quasi-kohärenten Detektor 401, der das realwertige Empfangssignal in das Komplexwerteingangssignal umwandelt. Der Orthonormierer 409 führt eine Neuorthonormierung durch, wie es im Vorhergehenden beschrieben ist, und liefert die korrigierten Eingangssignale an den komplexen Multiplizierer 417, der wirksam ist, um das korrigierte Signal zu dem Basisband herunterzumischen. Das heruntergemischte Eingangssignal wird an den Transformator 423 geliefert, der dem zweiten Transformator bei den obigen Beschreibungen entspricht. Das zweite umgewandelte Signal, das durch den Transformator 423 geliefert wird, wird der adaptiven Steuerung 427 zugeführt, die der erfindungsgemäßen Einrichtung zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten entspricht. Die adaptive Steuerung 427 bestimmt die optimalen Koeffizienten, die bei einem nächsten Adaptionsschritt durch den Orthonormierer 409 zu verwenden sind, wobei der Orthonormierer 409 dem Fehlerkorrekturelement entspricht.
Es sei hier darauf hingewiesen, dass der quasi-kohärente Detektor 401, der Orthonormierer 409 und der komplexe Multiplizierer 417 dem quasi-kohärenten Detektor 1901, dem Orthonormierer 1921 und dem komplexen Multiplizierer 1927, die in 19 gezeigt sind, entsprechen. Anders als der quasi-kohärente Detektor 1901 von 19 kann der quasi-kohärente Detektor 401 ein Bandpassfilter und einen Analog-Digital-Wandler aufweisen, so dass das Eingangssignal, das an den Orthonormierer 409 geliefert wird, ein Digitalsignal ist.
Wie es in 4 gezeigt ist, werden die optimalen Koeffizienten, die durch den Orthonormierer 409 (Neuorthonormierungseinheit) verwendet werden sollen, durch ein Verwenden von Frequenzbereichssignalen berechnet, obwohl der Orthonormierer 409 wirksam ist, um ein Zeitbereichssignal zu verarbeiten. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die adaptive Steuerung 427 in der Lage, die optimalen Koeffizienten zu schätzen, obwohl die Eingangssignale und die Ausgangssignale sich in einem unterschiedlichen Bereich befinden, nämlich in einem Zeitbereich und in dem Frequenzbereich. Im Folgenden wird das erfindungsgemäße Konzept genau erläutert.
Es sei ein i-tes Informationssymbol des l-ten Benutzers bezeichnet als a_l,i(k), wobei k einen Zeitindex darstellt.
Die Ausgabe des IFFT-Prozessors des l-ten Benutzers, d_l(k), kann folgendermaßen ausgedrückt werden:
Bei der obigen Gleichung bezeichnen N und j eine Anzahl von Eingängen, die gleich der Dimension des IFFT und der Imaginäreinheit ist. Die Ausgabe des Quadraturmodulators wird ausgedrückt als
wobei Re[·] und ω_l eine Funktion eines Extrahierens eines Realteils bzw. eine Winkelträgerfrequenz, die einem l-ten Benutzer zugeordnet ist, bezeichnen. Im Folgenden wird angenommen, dass der Kommunikationskanal ein AWGN-Kanal ist. Deshalb ist das Empfangssignal (das Eingangssignal) bei dem quasi-kohärenten Detektor 401
wobei ϑ_l(k) eine Kanalverstärkung darstellt, die einem i-ten Benutzersignal zugeordnet ist. Dieses Signal wird an den quasi-kohärenten Detektor 401 (QCD) geliefert, der wirksam ist, um eine Hilbert-Transformation durchzuführen. Deshalb sind die Ausgangssignale
Bei der obigen Gleichung bezeichnen Δω_l = ω_l – ω₀, n_IF(k) = BPF[n_IF(k)exp(j)ω_l – ω₀)k)] und Δφ einen Phasenfehler bei dem QCD 401, wobei BPF[·] eine Funktion eines Extrahierens eines Bandpasssignals bezeichnet. Die Bandpassfunktion ist definiert als
Zur Vereinfachung wird angenommen, dass ω_oben und ω_unten derart ausgewählt sind, dass L = 1. Das l-te Benutzersignal ist das Störungssignal, während das 0-te Benutzersignal das gewünschte Signal ist. Außerdem bezeichnet Δω₀ = –Δω₁ ein Szenario des ungünstigsten Falls, bei dem alle Störungssignale mit dem gewünschten Signal in dem Zwischenfrequenzband überlappen. Deshalb beschränkt das Szenario des ungünstigsten Falls erheblich die Leistung des Systems. Deshalb wird im Folgenden angenommen, dass Δω₀ = –Δω₁.
Es sei Im[] eine Funktion eines Extrahierens eines Imaginärteils des Eingangssignals, also wird y(kN + n) über die Neuorthonormierungseinheit 401 an den komplexen Multiplizierer 417 angelegt. Das Ausgangssignal, das durch den komplexen Multiplizierer geliefert wird, ist Y(kN + n) = F(kN + n)W(kN + n)X(kN + n)wobei X(k) = [Re[x(k)]Im[x(k)]^T·W(k) die Gewichtungsmatrix ist, die im Vorhergehenden definiert wurde. F(k) bezeichnet eine Abwärtsumsetzungsmatrix
Um das gewünschte Signal von dem Störungssignal zu unterscheiden, wird eine Überabtastung um einen Faktor M bei der FFT angewendet. Somit kann das Ausgangssignal, das durch FFT 423 geliefert wird, ausgedrückt werden als
Deshalb beschreibt die obige Gleichung ein Ausgangssignal des FFT 423, wobei die Abwärtsumsetzungsoperation während der schnellen Fourier-Transformation berücksichtigt wird.
Da eine FFT-Operation durchgeführt wird, kann ein Empfangsfilter vermieden werden. Somit wird das gewünschte Signal zu dem Basisband heruntergemischt, wobei das Ausgangssignal z_i(k) das gewünschte Signal ist, wobei i zwischen 0 und N – 1 liegt. Im Gegensatz dazu erscheint die Störungskomponente um M/T – Δω₀/(2π).
Es hat sich herausgestellt, dass z_i(k) auch im Zeitbereich folgendermaßen ausgedrückt werden kann
wobei
In der obigen Gleichung bezeichnet E(a) einen Abtastdurchschnitt von a. Es ist offensichtlich, dass z_i(k) aus einem gewünschten a_0,i(k) und einem Störungssignal a_i,N–i(k) gebildet ist. Deshalb weist das Ausgangssignal, das durch den FFT 423 geliefert wird, eine Störung auf. Wenn ϑ ₁(kN) größer ist als ϑ ₀(kN), dann ist es fast unmöglich, mit einem gewünschten Benutzer zu kommunizieren, wenn a_0,i(k) gesendet wird. Bezüglich der Potenz von z_i(k) wurde die folgende Beziehung durch eine Ausnutzung der Tatsache festgestellt, dass a_0,i(k) und a_1,i(k) nicht korreliert sind.
Um die obige Gleichung abzuleiten, wurde eine Schwartz-Ungleichung verwendet. Falls deshalb eine Leistung des Empfangssignals abhängig vom Halten einer Norm von W(k) innerhalb eines geeigneten Werts minimiert wird, kann das Störungssignal a_1,i(k) von z_i(k) entfernt werden. Wenn a_1,i(k) entfernt wird, muss W(k) zu folgender Lösung konvergieren, die einen Satz von Koeffizienten der Gewichtungsmatrix W(k) liefert

wobei σ und <a> einen gewünschten Pegel des Ausgangssignals z_i(k) und einen Abtastdurchschnitt von a bezeichnen.
Wie es im Vorhergehenden beschrieben ist, führt der Orthogonalitätsfehler die Störung ein, die in dem gewünschten Signal erscheint. Allgemein gesagt kann, wenn ein Imaginärteil und ein Realteil einer komplexen Zahl orthogonal zueinander sind, die komplexe Zahl auf einem Kreis in komplexen Koordinaten ausgedrückt werden. Falls deshalb die Gewichtungsmatrix W(k) ein korrigiertes Signal liefert, das einen Realteil und einen Imaginärteil aufweist, wobei sich das korrigierte Signal auf einem Einheitskreis bei den komplexen Koordinaten befindet, dann ist die im Vorhergehenden aufgezeigte Lösung für den Satz von Koeffizienten korrekt. Somit ist eine Matrix G
Ein Produkt von W(k) und G weist einen Wert auf, der sich auf dem Einheitskreis der komplexen Koordinate befindet. In anderen Worten, falls ein Adaptionsalgorithmus, der die Leistung des Empfangssignals minimiert, während die Norm von W(t) konstant gehalten wird, geliefert werden kann, dann liefert der Algorithmus W(k), das zu der optimalen Lösung konvergiert, die im Vorhergehenden angezeigt ist.
Bei Funkkommunikationskanälen kann ein Signal, das dem Bildband entspricht, sich aus einer Störung ergeben, die durch unterschiedliche Signale verursacht wird, die zu unterschiedlichen Kommunikationssystemen gehören, die durch eine unterschiedliche Sendeleistung gekennzeichnet sind. Deshalb könnte die Sendeleistung, die der Störung zugeord net ist, größer als eine Sendeleistung sein, die dem gewünschten Signal zugeordnet ist. Außerdem verändert sich die Empfangsleistung, wenn eine Entfernung zwischen einem Empfänger und einem Sender sich verändert. Deshalb kann die Leistung des gewünschten Signals geringer sein als die Leistung des Störungssignals, z. B. um einen Faktor –60 dB. Wie es im Vorhergehenden erwähnt wurde, kann ein MMSE-basierter Algorithmus, der Trainingssequenzen benötigt, um umzuwandeln, nicht bei dem Szenario, auf das im Vorhergehenden verwiesen wurde, bei einer Adaption der Koeffizienten der Gewichtungsmatrix angewendet werden, da der MMSE-Algorithmus divergiert, wenn ein Signal-Störung-Verhältnis (SIR), das einer Trainingssequenz zugeordnet ist, geringer als 0 ist.
Wie es im Vorhergehenden erwähnt wurde, erfordern blinde Algorithmen keine Trainingssequenz zum Durchführen eines Adaptionsprozesses. Deshalb können viele Arten von blinden Algorithmen durch die adaptive Steuereinheit 427 durchgeführt werden, um die Koeffizienten der Gewichtungsmatrix W(k) zu finden, die zu der optimalen Lösung konvergiert, auf die im Vorhergehenden verwiesen wurde.
Unter anderem kann der im Vorhergehenden erwähnte CMA-Algorithmus bei einem Bestimmen des Satzes von Koeffizienten der Gewichtungsmatrix angewendet werden.
Ein Fehler ist durch die folgende Gleichung definiert. ei(k) = σp – |zi(k)|p wobei p eine Ganzzahl ist. Dementsprechend ist eine Kostenfunktion definiert durch
wobei q eine Ganzzahl ist.
Insbesondere hat sich herausgestellt, dass ein Koeffizient des Satzes von Koeffizienten der Gewichtungsmatrix aus der folgenden Gleichung bestimmt werden kann.
wobei μ ein Schrittgrößenparameter ist. P_i definiert eine Auswahlmatrix, die bei einer Ableitung angewendet wird, die definiert ist durch
Dementsprechend X(n) = [Re[x(n)]Im[x(n)]]T
Der obige Algorithmus kann jedoch instabil sein, wenn eine schwere Störung auftritt. Um mit diesem Problem fertig zu werden, kann der Schrittgrößenparameter durch die Leistung der empfangenen Signale einschließlich der Störung normiert werden. Es hat sich ferner herausgestellt, dass die Aktualisierungsgleichung erneut in die folgende Gleichung geschrieben werden kann, wenn die oben genannten Probleme berücksichtigt werden.
L bezeichnet eine Fensterlänge. Falls der Kommunikationskanal zeitvariierend ist, kann ein Vergessfaktor β eingeführt werden, so dass der folgende Schrittfaktor erhalten wird:
Die obigen (Festschritt-) Gleichungen werden jedoch nicht vollständig in den Frequenzbereich umgewandelt, da z. B. der Schrittfaktor für alle Träger gemeinsam ist, die durch den schnellen Fourier-Transformator geliefert werden.
Es hat sich ferner herausgestellt, dass ein Adaptionsalgorithmus voll in dem Frequenzbereich implementiert werden kann. Es sei Δω₀ definiert als 4π/T. Somit ist ein Neuorthonormierungsaktualisierungsalgorithmus (adaptiver Schritt) definiert durch
M bezeichnet, wie es im Vorhergehenden erwähnt wurde, den Überabtastfaktor.
Obwohl ein CMA-Algorithmus nicht durch ein Minimieren eines empfangenen Signals abgeleitet wird, während die Norm von W(k) gehalten wird, ermöglicht der CMA-Algorithmus eine direkte Minimierung der Störung, während eine gewünschte Signalleistung konstant gehalten wird. Da ein Konstanthalten der gewünschten Signalleistung äquivalent zu einem Konstanthalten der Norm von W(k) ist, erfüllt der CMA- Lösungsansatz die im Vorhergehenden beschriebenen Anforderungen.
5 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Empfängervorrichtung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Das Übertragungssystem, das in 5 gezeigt ist, weist einen Sender auf, der eine identische Struktur wie der Sender aufweist, der in 11 gezeigt ist.
Die Empfängervorrichtung, die in dem Übertragungssystem enthalten ist, das in 5 gezeigt ist, weist eine Struktur auf, die der Struktur der Empfängervorrichtung ähnlich ist, die im Zusammenhang mit dem Ausführungsbeispiel von 4 beschrieben ist. Außerdem weist die Empfängerstruktur ein Bandpassfilter 501 auf, das zwei Eingänge aufweist, die mit dem ersten Ausgang 401 und mit dem zweiten Ausgang 407 des quasi-kohärenten Detektors 401 gekoppelt sind. Das Bandpassfilter 501 weist einen ersten Ausgang 503 und einen zweiten Ausgang 505 auf, wobei die Ausgänge mit einem Analog-Digital-Wandler 507 gekoppelt sind. Der Analog-Digital-Wandler 507 weist einen ersten Ausgang 509 und einen zweiten Ausgang 511 auf, die mit dem Orthonormierer 409 gekoppelt sind.
Zum Beispiel veranschaulicht das drahtlose Übertragungssystem, das in 5 gezeigt ist, ein Szenario, bei dem nur ein Benutzer (ein System) einen Funkkanal belegt.
In 5 sind der QCD 401, das Bandpassfilter 501 und der Analog-Digital-Wandler 507 Komponenten der erfindungsgemäßen Einrichtung zum Ableiten des Eingangssignals, das über die Ausgänge des Analog-Digital-Wandlers 507 geliefert wird. Die verbleibenden Komponenten sind wirksam, wie es im Vorhergehenden beschrieben wurde.
Da das Bandpassfilter 501 wirksam ist, um Signale nur in dem gewünschten und in dem Bildband durchzulassen, ermöglicht der erfindungsgemäße Lösungsansatz, der in der Vorrichtung, die in 5 gezeigt ist, enthalten ist, eine Demodulation von empfangenen Signalen von z. B. zwei Funknetzen sogar in dem Fall von beliebigen Kanälen.
In 5 werden die Signale mittels einer Digitalsignalverarbeitung mit Ausnahme der Mikrowellenteile verarbeitet. Insbesondere wird auch die adaptive Steuerung in dem Digitalsignalverarbeitungsbereich durchgeführt. Digitalsignalverarbeitung kann jedoch eine hohe Leistung verbrauchen, die proportional zu der Hardwarekomplexität und Verarbeitungsrate ist. Die Überabtastung und die Schnelle-Fourier-Transformation-Operationen werden mit der Rate M/NT durchgeführt, wobei T eine Bitrate bezeichnet. Deshalb müssen die Neuorthonormierungseinheit 409 und der komplexe Multiplizierer 417 mit der Rate 1/T betrieben werden, die einer erheblichen Leistungsaufnahme zugeordnet ist.
Da die Störung durch die Unvollkommenheit des quasi-kohärenten Detektors 401 verursacht wird, ist eine Neuorthonormierung bei dem Empfänger nicht erforderlich, wenn der quasi-kohärente Detektor 401 adaptiv gesteuert werden kann, um die Orthogonalität sogar in dem Hochfrequenzband zu garantieren. Eine Genauigkeit eines Digitalsignalverarbeitungsalgorithmus ist jedoch durch eine Auflösung eines Analog-Digital-Wandlers beschränkt, besonders in dem Fall einer Koexistenz einer Analogsignalverarbeitungsvorrichtung und Digitalsignalverarbeitungsvorrichtungen. Da Analog-Digital-Wandler, die durch einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb und eine hohe Auflösung gekennzeichnet sind, teuer sind, können Teile der erfindungsgemäßen Signalverarbeitung unter Verwendung von Analogvorrichtungen implementiert werden.
Um dies zu berücksichtigen, kann das erfindungsgemäße Adaptionsschema auch bei einem adaptiven Steuern der Analogvorrichtungen angewendet werden.
6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Mehrmodenempfängers, wobei eine Hochfrequenzeinheit gesteuert wird.
Die Empfängervorrichtung, die in 6 gezeigt ist, weist eine Empfangsantenne 601 auf, die einen Ausgang aufweist, der mit einem Eingang 603 einer Hochfrequenzeinheit 605 gekoppelt ist. Die Hochfrequenzeinheit 605 weist einen Ausgang 607 und einen weiteren Eingang 609 auf. Der Ausgang 607 der Hochfrequenzeinheit 605 ist mit einer Basisbandeinheit 609 gekoppelt, die einen Ausgang 611 und einen weiteren Ausgang aufweist, der mit dem weiteren Eingang 609 der Hochfrequenzeinheit 605 gekoppelt ist.
Die Empfängervorrichtung, die in 6 gezeigt ist, weist einen quasi-kohärenten Hochfrequenzdetektor auf, der adaptiv durch die Basisbandeinheit 609 gesteuert wird. Die Signale, die an der Antenne 601 empfangen werden, werden über den Eingangsanschluss 603 an die adaptive Hochfrequenzeinheit 609 geliefert. Der Real- und der Imaginärteil des Ausgangssignals werden orthogonalisiert, und das Ausgangssignal der Hochfrequenzeinheit 609 wird gemäß der vorliegenden Erfindung an die Basisbandeinheit 609 als das Eingangssignal geliefert. Bei der Basisbandeinheit 609 werden Steuersignale erzeugt, um den adaptiven quasi-kohärenten Hochfrequenzdetektor zu steuern, der in der Hochfrequenzeinheit 605 implementiert ist, derart, dass komplexe Signale, die orthogonal zueinander sind, an seinem Ausgang erzeugt werden.
Zum Beispiel weist der steuerbare quasi-kohärente Detektor eine Struktur auf, die in 3 gezeigt ist.
7 zeigt eine Empfängervorrichtung, die einen quasi-kohärenten Hochfrequenzdetektor gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufweist.
Die Empfängervorrichtung, die in 7 gezeigt ist, ist in ein Sendesystem eingebettet, das einen Sender aufweist, wie es z. B. in Verbindung mit dem Ausführungsbeispiel, das in 11 gezeigt ist, beschrieben ist.
Die Empfangsvorrichtung weist eine Empfangsantenne 701 auf, die einen Ausgang aufweist, der mit einem quasi-kohärenten Hochfrequenzdetektor 703 (HF-QCD) gekoppelt ist. Der HF-QCD 703 weist einen ersten Ausgang 705 und einen zweiten Ausgang 707 auf. Außerdem weist der HF-QCD 703 einen weiteren Eingang 709 auf. Die Ausgänge 705 und 707 des HF-QCD 703 sind mit einem Bandpassfilter 711 gekoppelt, das einen ersten Ausgang 713 und einen zweiten Ausgang 715 aufweist. Die Ausgänge des Bandpassfilters 713 und 715 sind mit einem ersten quasi-kohärenten Detektor 717 und mit einem zweiten quasi-kohärenten Detektor 719 gekoppelt. Die Ausgänge des quasi-kohärenten Detektors 717 sind mit einem Tiefpassfilter 721 gekoppelt, wobei die Ausgänge des zweiten quasi-kohärenten Detektors 719 mit einem Tiefpassfilter 723 gekoppelt sind. Die Ausgänge des Tiefpassfilters 721 und die Ausgänge des Tiefpassfilters 723 sind mit einem Analog-Digital-Wandler 725 gekoppelt, wobei ein erster Analog-Digital-Wandler dem Signalweg zugeordnet ist, der durch das Tiefpassfilter 721 bestimmt wird, und ein zweiter Analog-Digital-Wandler 725 einem zweiten Signalweg zugeordnet ist, der durch das zweite Tiefpassfilter 723 bestimmt wird. Der erste Analog-Digital-Wandler 725 weist zwei Ausgänge auf, die mit einem ersten schnellen Fourier-Transformator 727 (FFT) verbunden sind, und die zwei Ausgänge des zweiten Analog-Digital-Wandlers sind mit einem zweiten schnellen Fourier-Transformator 729 (FFT) gekoppelt.
Die Empfängervorrichtung, die in 7 gezeigt ist, weist ferner eine adaptive Steuereinheit 731 auf, die der erfin dungsgemäßen Einrichtung zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten entspricht. Die adaptive Steuereinheit 731 weist eine Mehrzahl von Eingängen 733 auf. Eine erste Anzahl der Eingänge ist mit einer Anzahl von Ausgängen des ersten FFT 729 gekoppelt, und eine zweite Anzahl der Eingänge 733 ist mit einer Anzahl von Ausgängen des FFT 727 gekoppelt. Die adaptive Steuereinheit 731 weist ferner einen Ausgang auf, der mit dem weiteren Eingang 709 des HF-QCD 703 gekoppelt ist.
Außerdem weist die Empfängervorrichtung, die in 7 gezeigt ist, einen Parallel-zu-Seriell-Wandler 735 auf, der eine Anzahl von Eingängen aufweist, die mit der Anzahl von Ausgängen des FFT 727 gekoppelt sind. Außerdem weist der Parallel-zu-Seriell-Wandler 735 einen Ausgang 737 auf.
Das Ausgangssignal, das durch das Bandpassfilter 711 geliefert wird, wird an den ersten quasi-kohärenten Detektor 717 und an den zweiten quasi-kohärenten Detektor 719 (C-QCD) geliefert. Der QCD 717 und der QCD 719 sind wirksam, um die folgende Berechnung durchzuführen: Y0(kN + n) = F(kN + n)X(kN + n) Y1(kN + n) = F(– kN – n)X(kN + n)
Die Ausgangssignale, die durch die QCDs 717 und 719 geliefert werden, werden durch die entsprechenden Tiefpassfilter 721 und 723 gefiltert. Nach einer Analog-Digital-Umwandlung wird die Schnelle-Fourier-Transformator-Operation durchgeführt. Die Ausgangssignale der FFTs 727 und 729 werden folgendermaßen beschrieben:
In 7 kann eine Neuorthonormierungsmatrixaktualisierung mittels eines Störungsverfahrens erhalten werden, da ein herkömmliches MMSE-Schätzungsschema für eine Hochfrequenzsignalverarbeitung nicht gültig ist.
Unter erneuter Bezugnahme auf 3 ist ein Beispiel des adaptiven quasi-kohärenten Hochfrequenzdetektors gezeigt. Der quasi-kohärente Hochfrequenzdetektor weist eine variable Funktionalität aufgrund des variablen Phasenschiebeelements 327 auf, das die Phasenverschiebung derart einstellt, dass die Quadratursignale, die über den Ausgang 325 geliefert werden, im Idealfall orthogonal zueinander sind. Diese variable Funktionalität des adaptiven quasi-kohärenten Hochfrequenzdetektors, der in 3 gezeigt ist, ist vergleichbar mit der variablen Funktionalität der Neuorthonormierungseinheiten, die im Vorhergehenden beschrieben sind. Deshalb kann eine Übertragungsfunktion eines adaptiven quasi-kohärenten Detektors folgendermaßen ausgedrückt werden:
Dementsprechend hat sich herausgestellt, dass die Gewichtungskoeffizienten aus dem folgenden Aktualisierungsalgorithmus erhalten werden können:
wobei P _i und z _i(k) definiert sind als
Bei den obigen Gleichungen sind
Werte, die durch eine Ableitung der Ausgangsamplitude der Verstärker 323 erhalten werden, um eine Spannung bzw. eine Phasenschiebefunktion des variablen Phasenschiebers 327 bezüglich der Steuerspannung v zu steuern. Außerdem bezeichnen Δg und Δν kleine Amplituden- und Phasenabweichungen. Die Phasenschiebefunktion kann unter Ausnutzung der Charakteristika der Vorrichtungen bestimmt werden, die gemessen werden können. Der oben genannte Algorithmus ist jedoch gegenüber der charakteristischen Abweichung von Verstärkern und Phasenschiebern robust. Durch ein Verwenden einer Analogsignalverarbeitung, um den dynamischen Bereich der Signale zu komprimieren, die an die Analog-Digital-Wandler geliefert werden, kann eine beliebige Art von Signalen, die von beliebigen Funknetzen geliefert werden, gleichzeitig verarbeitet werden. Deshalb erhöht der oben genannte erfindungsgemäße Algorithmus die Flexibilität der Mehrmodenempfänger.
Es sei darauf hingewiesen, dass das Fehlerkorrekturelement, das bei der Empfängervorrichtung, die in 7 gezeigt ist, angewendet wird, bei dem quasi-kohärenten Hochfre quenzdetektor derart implementiert ist, dass ein Eingangssignal, das über die Ausgänge 305 und 307 geliefert wird, durch die sich ergebenden Koeffizienten des Multiplizierers 309 und 315 gemäß einer gewählten Phasenverschiebung des Phasenschiebeelements 327 gewichtet wird. Außerdem wird die Amplitude der erhaltenen Signale mittels des variablen Verstärkers 323 eingestellt. Deshalb sind die Einrichtung zum Bestimmen des Eingangssignals und das Fehlerkorrekturelement in dem quasi-kohärenten Hochfrequenzdetektor integriert.
8 zeigt eine Leistung der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren eines Fehlers bei einem Eingangssignal. Die Vorrichtung wurde als eine Bildaufhebungseinrichtung bei einem Zweimodenempfänger verwendet. 8 zeigt eine Bitfehlerratenleistung über einem Kanal-Störung-Verhältnis (CIR) bei einem Kanal-Rausch-Verhältnis (CNR) gleich 10 db. Somit werden zwei Signale gleichzeitig durch einen Empfänger empfangen, der eine Hochfrequenzschaltung aufweist. Deshalb wird die Leistung durch ein Variieren der Störungsleistung bezüglich einer Leistung des gewünschten Signals erhalten, das konstant gehalten wurde. Deshalb ist das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) des gewünschten Signals konstant. Außerdem wurde ein OFDM-System verwendet, das eine Anzahl von Unterträgern gleich 64 aufweist. Außerdem gehört jeder modulierte Unterträger zu einer QPSK-Modulation (Quadraturphasenumtastung). Die Zwischenfrequenz wurde auf 2/T gesetzt, wobei T eine Symbolperiode von Signalen bezeichnet, die durch den Signal-zu-Parallel-Transformator bei einem Sender geliefert werden.
Der quasi-kohärente Detektor variabler Frequenz, der bei dem Empfänger verwendet wird, führt einen Orthogonalitätsfehler von 10 Grad ein. Die Kurve 801 zeigt eine Leistung des Systems, wobei keine Bildaufhebungseinrichtung angewendet wird. Wie es ersichtlich ist, ist die Leistung groß und verschlechtert sich mit einer zunehmenden Störungsleistung.
Die Kurve 803 zeigt eine Leistung eines Systems, das die erfindungsgemäße Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren eines Fehlers bei dem Eingangssignal verwendet, wobei ein Festschrittalgorithmus, der im Vorhergehenden beschrieben ist, angewendet wurde, wobei der Festschrittalgorithmus durch einen festen Iterationsschritt für alle Unterträger gekennzeichnet ist, wie es im Vorhergehenden erwähnt wurde. Es ist ersichtlich, dass der Festschrittalgorithmus eine Leistung aufweist, die der Leistung des Systems ohne irgendeine Aufhebungseinrichtung überlegen ist.
Die Kurve 805 zeigt eine Systemleistung, wobei der Adaptionsschritt adaptiv für jeden Unterträger ausgewählt werden kann, wie es im Vorhergehenden beschrieben ist. Es ist ersichtlich, dass der Adaptivschrittalgorithmus eine flache CIR-Region noch mehr erweitern kann als der Festschrittalgorithmus. Tatsächlich kann der Empfänger selbst bei 70 db von CIR das gewünschte Signal ohne irgendeine Verschlechterung demodulieren, wenn das erfindungsgemäße Konzept angewendet wird.
9 zeigt eine Bitfehlerverhältnis-(BER-)Leistung gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Parameter sind die gleichen wie die Parameter, die verwendet wurden, um die Ergebnisse zu erhalten, die in 8 präsentiert sind, mit der Ausnahme des Orthogonalitätsfehlers und des CIR. Das CIR ist auf –40 db gesetzt, und der Orthogonalitätsfehler ist variabel. Außerdem ist die Leistung des Empfängers ohne eine Aufhebungseinrichtung bei einem AWGN-Kanal gezeigt. Es ist offensichtlich, dass die Leistung des Empfängers ohne irgendeine Aufhebungseinrichtung sogar bei Vorhandensein eines kleinen Orthogonalitätsfehlers verschlechtert wird. Im Gegensatz zu dieser Verschlechterung weist ein Empfänger, der die erfindungsgemäße Störungsaufhebungseinrichtung aufweist, eine bessere Leistung auf als der Empfänger ohne irgendeine Aufhebungseinrichtung. Die Leistung kann selbst dann konstant gehalten werden, wenn der Orthogonalitätsfeh ler von 0 Grad auf etwa 40 Grad verändert wird. Selbst bei einem AWGN-Szenario, das durch eine Umgebung einer vernachlässigbaren oder Nullstörung gekennzeichnet ist, weist der Empfänger ohne eine Aufhebungseinrichtung eine Leistung auf, die durch den Orthogonalitätsfehler leicht verschlechtert ist. Somit schätzen die erfindungsgemäßen Algorithmen erfolgreich die optimale Neuorthonormierungsmatrix.
10 zeigt Konvergenzeigenschaften hinsichtlich MSE (mittlerer quadrierter Fehler) über einer Anzahl von Iterationen, wobei CNR auf 50 db gesetzt ist und CIR minus 40 db ist. Die verbleibenden Parameter sind die gleichen wie die Parameter des Aufbaus, der den Ergebnissen zugeordnet ist, die in 8 gezeigt sind. Es ist ersichtlich, dass die Festschrittalgorithmen gemäß der vorliegenden Erfindung eine Grundkonvergenz aufweisen, die bei 5.000 Iterationen beginnt, wobei der Grund das Optimum erreicht, wenn die Anzahl von Iterationen ansteigt. Andererseits erreichen die erfindungsgemäßen Adaptivschrittalgorithmen die optimalen Umwandlungen rasch nach 5.000 Iterationen.
Abhängig von bestimmten Implementierungsanforderungen können die erfindungsgemäßen Verfahren in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums durchgeführt werden, insbesondere einer Diskette oder einer CD, auf denen elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sind, die mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenwirken können, dass die erfindungsgemäßen Verfahren durchgeführt werden. Im Allgemeinen ist die vorliegende Erfindung deshalb ein Computerprogrammprodukt mit einem Programmcode, der auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert ist, wobei der Programmcode das erfindungsgemäße Verfahren durchführt, wobei das Computerprogrammprodukt auf einem Computer läuft. In anderen Worten bestehen die erfindungsgemäßen Verfahren deshalb in einem Computerprogramm mit einem Programmcode zum Bilden der erfindungsgemäßen Verfahren, wenn das Computerprogramm auf einem Computer läuft.

Claims

Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren eines Fehlers bei einem Eingangssignal auf der Basis eines Adaptionsschemas, das Adaptionsschritte aufweist, wobei das Eingangssignal aus einem Empfangssignal gebildet wird, indem eine In-Phase-Komponente, die im Folgenden als I-Komponente bezeichnet wird, von dem Empfangssignal als ein Realteil des Eingangssignals abgeleitet wird und indem eine Quadraturkomponente, die im Folgenden als Q-Komponente bezeichnet wird, von dem Empfangssignal als ein Imaginärteil des Eingangssignals abgeleitet wird, wobei der Fehler ein Orthogonalitätsfehler ist, der auftritt, während die I- und Q-Komponente abgeleitet werden, so dass der Realteil des Eingangssignals nicht orthogonal zu dem Imaginärteil des Eingangssignals ist, wobei sich das Adaptionsschema auf eine charakteristische Eigenschaft stützt, die nicht in dem Eingangssignal enthalten ist, wobei die Vorrichtung folgende Merkmale aufweist: ein Fehlerkorrekturelement (101; 409) zum Liefern eines korrigierten Eingangssignals durch ein Gewichten des Eingangssignals unter Verwendung eines Satzes von Koeffizienten, wobei das Eingangssignal und das korrigierte Eingangssignal Zeitbereichsignale sind; einen ersten Transformator (111) zum Umwandeln des Eingangssignals in ein erstes umgewandeltes Signal, das die charakteristische Eigenschaft aufweist, wobei der erste Transformator (111) wirksam ist, um eine Version des Eingangssignals in den Frequenzbereich umzuwandeln, um das erste umgewandelte Signal zu erhalten, wobei die charakteristische Eigenschaft eine konstante Hüllkurve ist, wobei das erste umgewandelte Signal eine konstante Hüllkurve innerhalb eines vorbestimmten Bereichs aufweist, wenn der Orthogonalitätsfehler nicht auftritt, und wobei das erste umgewandelte Signal eine verzerrte Hüllkurve aufweist, die eine Überlagerung der konstanten Hüllkurve und einer Fehlerhüllkurve aufweist, wenn der Orthogonalitätsfehler auftritt; einen zweiten Transformator (121; 423) zum Umwandeln des korrigierten Eingangssignals in ein zweites umgewandeltes Signal, das die charakteristische Eigenschaft aufweist, wobei der zweite Transformator (121) wirksam ist, um eine Version des korrigierten Signals in den Frequenzbereich umzuwandeln, um das zweite umgewandelte Signal zu erhalten; eine Einrichtung (117; 427; 731) zum Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten, die bei einem nächsten Adaptionsschritt verwendet werden sollen, aus dem Satz von Koeffizienten und aus dem ersten und zweiten umgewandelten Signal durch ein Ausnutzen der charakteristischen Eigenschaft, wobei die Einrichtung (117) zum Bestimmen des Satzes von neuen Koeffizienten, die bei dem nächsten Adaptionsschritt verwendet werden sollen, wirksam ist, um den Satz von neuen Koeffizienten durch ein Ausnutzen der Konstanthüllkurveneigenschaft in einem fehlerfreien Fall zu bestimmen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der das Eingangssignal aus einem Empfangssignal gebildet wird, indem eine In-Phase-Komponente von dem Empfangssignal als ein Realteil des Eingangssignals abgeleitet wird und indem eine Quadraturkomponente von dem Empfangssignal als ein Imaginärteil des Eingangssignals abgeleitet wird, wobei der Fehler ein Orthogonalitätsfehler ist, der während der Ableitung der I- und Q-Komponente auftritt, so dass der Realteil des Eingangssignals nicht orthogonal zu dem Imaginärteil des Eingangssignals ist, wobei das Fehlerkorrekturelement (101; 409) wirksam ist, um das korrigierte Eingangssignal zu liefern, das einen verringerten Orthogonalitätsfehler aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 2, bei der das Eingangssignal einen Satz von Eingangspunkten aufweist, wobei jeder Eingangspunkt einen Realwert und einen Imaginärwert aufweist, so dass der Satz von Eingangspunkten einen Satz von Realwerten, der dem Realteil des Eingangssignals entspricht, und einen Satz von Imaginärwerten, der dem Imaginärteil des Eingangssignals entspricht, aufweist, wobei das korrigierte Eingangssignal einen Satz von korrigierten Punkten aufweist, wobei jeder korrigierte Eingangspunkt einen Realwert und einen Imaginärwert aufweist, so dass der Satz von korrigierten Punkten einen Satz von Realwerten, der dem Realteil des korrigierten Eingangssignals entspricht, und einen Satz von Imaginärwerten, der dem Imaginärteil des korrigierten Eingangssignals entspricht, aufweist, wobei der Satz von Eingangspunkten einen fehlerhaften Eingangspunkt aufweist, der den Orthogonalitätsfehler aufweist, und wobei das Fehlerkorrekturelement (101; 409) wirksam ist, um den fehlerhaften Eingangspunkt durch den Satz von Koeffizienten zu gewichten, um einen korrigierten Punkt des korrigierten Eingangssignals zu liefern, das einen verringerten Orthogonalitätsfehler aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 3, bei der der fehlerhafte Eingangspunkt ein Vektor ist, und wobei der Satz von Koeffizienten in einer Matrix angeordnet ist, und wobei das Fehlerkorrekturelement (101; 409) wirksam ist, um eine Matrix durch Vektormultiplikation durchzuführen, um einen korrigierten Punkt des Satzes von korrigierten Punkten zu liefern.
Vorrichtung gemäß Anspruch 4, bei der der erste Transformator (111) wirksam ist, um das Eingangssignal um einen Überabtastfaktor überabzutasten, um ein überabgetastetes Eingangssignal als die Version des Eingangssignals zu liefern, und wobei der zweite Transformator (121) wirksam ist, um das korrigierte Eingangssignal um den Überabtastfaktor überabzutasten, um ein überabgetastetes korrigiertes Eingangssignal als die Version des korrigierten Eingangssignals zu liefern.
Vorrichtung gemäß Anspruch 4 oder 5, bei der das Eingangssignal und das korrigierte Eingangssignal Zwischenfrequenzsignale sind, wobei der erste Transformator (111) einen ersten Abwärtsumsetzer (213) zum Liefern einer heruntergemischten Version des Eingangssignals als die Version des Eingangssignals aufweist, und wobei der zweite Transformator (121) einen zweiten Abwärtsumsetzer (213) zum Liefern einer heruntergemischten Version des korrigierten Eingangssignals als die Version des korrigierten Eingangssignals aufweist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 4 bis 6, bei der der erste Transformator (111) einen schnellen Fourier-Transformator oder einen diskreten Fourier-Transformator aufweist, um die Version des Eingangssignals in einen Frequenzbereich umzuwandeln, um das erste umgewandelte Signal zu erhalten, und/oder bei der der zweite Transformator (121) einen schnellen Fourier-Transformator oder einen diskreten Fourier-Transformator aufweist, um die Version des korrigierten Eingangssignals in einen Frequenzbereich umzuwandeln, um das zweite umgewandelte Signal zu erhalten.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der die Einrichtung (117) zum Bestimmen des Satzes von neuen Koeffizienten wirksam ist, um einen Konstantmodulalgorithmus oder einen Algorithmus eines minimalen mittleren quadrierten Fehlers durchzuführen, um den Satz von neuen Koeffizienten zu erhalten, die bei dem nächsten Adaptionsschritt verwendet werden sollen.
Empfängervorrichtung, die folgende Merkmale aufweist: eine Einrichtung zum Liefern eines Empfangssignals; eine Einrichtung (201) zum Ableiten eines Eingangssignals von dem Empfangssignal, wobei das Eingangssignal einen Realteil und einen Imaginärteil aufweist, wobei die Einrichtung (201) zum Ableiten wirksam ist, um eine In-Phase-Komponente von dem Empfangssignal als den Realteil des Eingangssignals abzuleiten und eine Quadraturkomponente von dem Empfangssignal als den Imaginärteil des Eingangssignals abzuleiten, wobei die Einrichtung (201) zum Ableiten einen Orthogonalitätsfehler einführt, so dass der Realteil des Eingangssignals und der Imaginärteil des Eingangssignals nicht orthogonal zueinander sind; und die Vorrichtung zum adaptiven Korrigieren des Orthogonalitätsfehlers gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8.
Verfahren zum adaptiven Korrigieren eines Fehlers bei einem Eingangssignal auf der Basis eines Adaptionsschemas, das sich auf eine charakteristische Eigenschaft stützt, die nicht in dem Eingangssignal enthalten ist, wobei das Eingangssignal aus einem Empfangssignal gebildet wird, indem eine In-Phase-Komponente von dem Empfangssignal als ein Realteil des Eingangssignals abgeleitet wird und indem eine Quadraturkomponente von dem Empfangssignal als ein Imaginärteil des Eingangssignals abgeleitet wird, wobei der Fehler ein Orthogonalitätsfehler ist, der auftritt, während die I- und Q-Komponente abgeleitet werden, so dass der Realteil des Eingangssignals nicht orthogonal zu dem Imaginärteil des Eingangssignals ist, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Liefern eines korrigierten Eingangssignals durch ein Gewichten des Eingangssignals unter Verwendung eines Satzes von Koeffizienten, wobei das Eingangssignal und das korrigierte Eingangssignal Zeitbereichsignale sind; Umwandeln des Eingangssignals in ein erstes umgewandeltes Signal, das die charakteristische Eigenschaft aufweist, wobei ein erster Transformator (111) wirksam ist, um eine Version des Eingangssignals in den Frequenzbereich umzuwandeln, um das erste umgewandelte Signal zu erhalten, wobei die charakteristische Eigenschaft eine konstante Hüllkurve ist, wobei das erste umgewandelte Signal eine konstante Hüllkurve innerhalb eines vorbestimmten Bereichs aufweist, wenn der Orthogonalitätsfehler nicht auftritt, und wobei das erste umgewandelte Signal eine verzerrte Hüllkurve aufweist, die eine Überlagerung der konstanten Hüllkurve und einer Fehlerhüllkurve aufweist, wenn der Orthogonalitätsfehler auftritt; Umwandeln des korrigierten Eingangssignals in ein zweites umgewandeltes Signal, das die charakteristische Eigenschaft aufweist, wobei ein zweiter Transformator (121) wirksam ist, um eine Version des korrigierten Signals in den Frequenzbereich umzuwandeln, um das zweite umgewandelte Signal zu erhalten; und Bestimmen eines neuen Satzes von Koeffizienten, die bei einem nächsten Adaptionsschritt verwendet werden sollen, aus dem Satz von Koeffizienten und aus dem ersten und zweiten umgewandelten Signal durch ein Ausnutzen der charakteristischen Eigenschaft, wobei eine Einrichtung (117) zum Bestimmen des Satzes von neuen Koeffizienten, die bei dem nächsten Adaptionsschritt verwendet werden sollen, wirksam ist, um den Satz von neuen Koeffizienten durch ein Ausnutzen der Konstanthüllkurveneigenschaft in einem fehlerfreien Fall zu bestimmen.
Verfahren zum Verarbeiten eines Empfangssignals, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Liefern eines Empfangssignals; Ableiten eines Eingangssignals von dem Empfangssignal, wobei das Eingangssignal einen Realteil und einen Imaginärteil aufweist, wobei der Schritt des Ableitens des Eingangssignals den Schritt eines Ableitens einer In-Phase-Komponente von dem Empfangssignal als den Realteil des Eingangssignals und den Schritt eines Ableitens einer Quadraturkomponente als den Imaginärteil des Eingangssignals aufweist, wobei während des Ableitungsprozesses ein Orthogonalitätsfehler auftritt, so dass der Realteil des Eingangssignals und der Imaginärteil des Eingangssignals nicht orthogonal zueinander sind; und adaptives Korrigieren des Orthogonalitätsfehlers unter Verwendung des Verfahrens gemäß Anspruch 10.
Computerprogramm mit einem Programmcode zum Durchführen des Verfahrens gemäß Anspruch 10 oder des Verfahrens gemäß Anspruch 11, wenn das Programm auf einem Computer läuft.