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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Diese
Erfindung liegt auf dem Gebiet der drahtlosen Telefonie und betrifft
insbesondere die Steuerung von Leistungsverstärkern in drahtlosen Telefonhandapparaten.
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Moderne
hoch entwickelte mobile Rechenvorrichtungen und drahtlose Telefonhandapparate entwickeln
sich von den so genannten Technologien der zweiten Generation (2G-Technologien)
für die drahtlose
Kommunikation zu der Fähigkeit,
die so genannten drahtlosen Dienste der dritten Generation (3G-Dienste) bereitzustellen.
Es wird erwartet, dass diese 3G-Dienste gegenwärtige Sprach- und Datendienste
der zweiten Generation erweitern, indem neue Unterhaltungsdienste
mit sehr hoher Bandbreite, wie Videodienste und Audiodienste mit
CD-Qualität,
interaktive Nachrichtendienste unter Einschluss von Video- und Graphikinformationen,
Videokonferenzdienste, Video-Streaming-Dienste und Fernsteuer- und Überwachungsdienste,
aufgenommen werden.
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Beispiele
von 2G-Kommunikationsnormen umfassen das globale System für die Mobilkommunikation
(Global System for Mobile – GSM).
Erweiterungen dieser Ansätze,
die sich zu 3G-Diensten entwickeln, umfassen erhöhte Datenraten für die GSM-Weiterentwicklung
(Enhanced Data rates for GSM Evolution – EDGE), woran eine Acht-Pegel-Phasenumtastungsmodulation
(8-PSK-Modulation)
eines 200-kHz-Trägers
beteiligt ist, und CDMA 2000, wobei es sich um eine Weiterentwicklung
der TIA IS-95-Codemultiplex-Vielfachzugriff-(CDMA)-Norm handelt. Es wird erwartet,
dass 3G-Mobilfunktechniken die Norm des universellen Mobiltelekommunikationssystems
(Universal Mobile Telecommunications System – UMTS) und die UTRA-Norm enthalten.
Zusätzlich
zu diesen Techniken mit längerer
Reichweite wird auf dem Fachgebiet auch die als Bluetooth bezeichnete
drahtlose Technologie mit kurzer Reichweite für die Kommunikation zwischen drahtlosen
Peripherievorrichtungen und Computerarbeitsstationen beliebt. Ein
weiteres Beispiel eines erweiterten Diensts ist das allgemeine Datenpaket-Funksystem
(General Packet Radio System – GPRS),
wobei es sich um einen sprachfremden Zusatzdienst handelt, der das
Senden und Empfangen von Informationen über ein Mobiltelefonnetz ermöglicht,
das beispielsweise als ein GSM- oder TDMA-Dienst arbeitet, und welches
solche Funktionen, wie Chat-, Text- und Bildkommunikation, Dateiübertragung,
Heimautomatisierung und dergleichen, einschließt. Es wird erwogen, dass diese
und andere drahtlose Normen in der Industrie implementiert werden.
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Die
Fähigkeit
zum erfolgreichen Übertragen der
hohen Datenraten, die von heutigen und künftigen drahtlosen Diensten
benötigt
werden, hängt
vom Signal-Rausch-Verhältnis bei
den interessierenden Frequenzen ab. Natürlich können höhere Datenraten erhalten werden,
wenn die Sendeleistung vergrößert wird.
Um jedoch Interferenzen bei der drahtlosen Kommunikation und zwischen
drahtlosen Übertragungen
und anderen Funkdiensten zu begrenzen, beinhalten die Kommunikationsnormen
im Allgemeinen eine Spezifikation zur maximalen Sendeleistung, die
von einer drahtlosen Vorrichtung verwendet werden kann. Diese spezifizierten
Leistungsgrenzen können
in vielen Formen, einschließlich
absoluter Leistungspegel, eines Profils der spezifizierten Leistung
im Laufe der Zeit, wie im Fall der GSM-Kommunikation, und dergleichen,
ausgedrückt
werden.
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Um
den Betrieb einer drahtlosen Telefonvorrichtung innerhalb der geeigneten
Leistungsspezifikation aufrechtzuerhalten und aus allgemeinen Erwägungen der
Betriebsstabilität
und der Batterielebensdauer beinhalten herkömmliche drahtlose Telefonvorrichtungen
eine Rückkopplungsregelung
der zum Senden verwendeten Leistungsverstärkerschaltungen. Im Allgemeinen
empfangen herkömmliche Leistungsverstärker-Steuereinrichtungen
ein dem aktuellen Pegel der Ausgangsleistung entsprechendes Rückkopplungssignal
von den Leistungsverstärkern
in der Vorrichtung und vergleichen diese gemessene Leistungsausgabe
mit einem gewünschten Leistungspegelsignal,
um ein Fehlersignal zu erzeugen. Dieses Fehlersignal wird dann zum
Steuern einer Eingabe in die Leistungsverstärker verwendet, so dass die
Ausgangsleistung schließlich
mit dem gewünschten
Leistungspegel übereinstimmt.
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Herkömmliche
Leistungserfassungsschaltungen für
verschiedene Anwendungen, wie Videodetektorschaltungen und Videoempfängerschaltungen,
haben Halbleiter-Diodendetektoren, beispielsweise Schottky-Diodenschaltungen,
aufgewiesen. Beispiele solcher Leistungsdetektoren sind in "The Zero Bias Schottky
Detector Diode",
Application Note 969 (Agilent Technologies, Inc., 1999), "Schottky Barrier
Diode Video Detectors",
Application Note 923 (Agilent Technologies, Inc., 1999) und "Surface Mount Zero
Bias Schottky Detector Diodes: Technical Data" (Agilent Technologies, Inc., 1999)
beschrieben. Diese Schaltungen empfangen typischerweise Funkfrequenz-Signaleingaben,
und der Schottky-Diodendetektor erzeugt effektiv eine Spannung,
die zur Leistung des eingegebenen Funkfrequenzsignals proportional
ist. Herkömmliche
Schottky-Diodendetektoren sind
jedoch zur Verwendung als Detektoren zur Leistungsverstärkersteuerung
in drahtlosen Telefonen ungeeignet, weil der Dynamikbereich von
Schottky-Diodendetektorschaltungen für diese Anwendung ungeeignet
ist. Beispielsweise kann in einem herkömmlichen GSM-Telefon die Sendeleistung über einen
Dynamikbereich von 70 dB variieren. Herkömmliche Schottky-Diodendetektoren
sind nicht in der Lage, Leistungspegel über einen so breiten Dynamikbereich
genau zu erfassen.
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Diese
Beschränkung
des Dynamikbereichs wurde von anderen bekannten Leistungsdetektorschaltungen
zum Erfassen der Leistungsausgabe in Verbindung mit drahtlosen Telefonen
adressiert, wobei ein Beispiel dafür der logarithmische Detektor
ist. In US-A-6 163 709 ist ein Beispiel eines logarithmischen Detektors
zum Erfassen der Leistungsverstärkerausgabe
in einem drahtlosen Telefon offenbart. Wie in diesem Patent US-A-6
163 709 offenbart ist, weist die logarithmische Detektorschaltung
eine Reihe von Verstärkern
auf, die bei unterschiedlichen Strompegeln sättigen. Jeder Verstärkerausgang
ist mit einer Detektorschaltung verbunden, die ein der Leistung
des zugeordneten Verstärkers entsprechendes
Ausgangssignal erzeugt. Diese Ausgangssignale werden addiert, um
die Ausgabe des logarithmischen Detektors zu erzeugen.
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Wenngleich
die logarithmische Detektorschaltung in der Lage ist, Leistungspegel über einen breiten
Dynamikbereich zu erfassen, sind diese Schaltung und andere, die
damit vergleichbar sind, recht komplex und weisen typischerweise
mehrere Verstärker-
und Detektorstufen auf. Dementsprechend werden von diesen herkömmlichen
Leistungsdetektorschaltungen eine erhebliche Chipfläche der integrierten
Schaltung und eine erhebliche Leistung verbraucht. Insbesondere
können
die Kosten des logarithmischen Detektors angesichts der Wichtigkeit des
Einsparens von Leistung bei batteriebetriebenen Vorrichtungen, wie
drahtlosen Telefonen, erheblich sein.
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Als
weiterer Hintergrund ist in "Dynamic
Range Extension of Schottky Detectors", Application Note 956-5 (Hewlett Packard
Co., 1975), welches als "Dynamic
Range Extension of Schottky Detectors", Application Note 956-5 (Agilent Technologies,
Inc., November 1999) neu gedruckt wurde, offenbart, dass der Dynamikbereich
eines Schottky-Diodendetektors mit ansteigendem Vorstrom zunimmt
und dass die tangentiale Signalempfindlichkeit (TSS) eines solchen
Detektors mit zunehmendem Vorstrom abnimmt. In diesem Artikel ist
auch offenbart, dass der Dynamikbereich eines Schottky-Detektors
durch die Verwendung eines verhältnismäßig hohen
Vorstroms verbreitert werden kann.
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In
der japanischen Patentanmeldung 63187820 (Hitachi Denshi Ltd.) vom
3. August 1988 ist beschrieben, wie ein Spitzenwert eines Eingangssignals
in den Betriebsbereich einer Diode gebracht werden kann, indem ein
Sendeleistungs-Erfassungsabschnitt
bereitgestellt wird, dessen Schwellenpegel durch die Änderung
einer Vorspannung in einer Sendeleistungs-Steuerschaltung eines
Senders geändert
wird, um eine Sperrschaltung ansprechend auf die Sendeleistung für eine Diode
zur Erfassung anzuwenden.
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KURZZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, eine wirksame
Leistungsdetektorschaltung bereitzustellen, die über einen weiten Dynamikbereich
arbeitet.
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Eine
weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine solche
Schaltung bereitzustellen, die unter Verwendung herkömmlicher
Herstellungsprozesse hergestellt werden kann.
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Eine
weitere Aufgabe dieser Erfindung besteht darin, eine solche Schaltung
bereitzustellen, die eine verhältnismäßig kleine
Fläche
des integrierten Schaltungschips belegt.
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Andere
Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden Durchschnittsfachleuten
beim Lesen der folgenden Beschreibung zusammen mit der Zeichnung
verständlich
werden.
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Die
vorliegende Erfindung kann in eine Leistungsverstärker-Steuerfunktion
für eine
Funkfrequenzvorrichtung in der Art eines drahtlosen Telefons implementiert
werden. Die Leistungsverstärker-Steuerfunktion
beinhaltet eine Schottky-Dioden-Leistungsdetektorschaltung und eine
Steuerschaltungsanordnung zum Steuern des an die Schottky-Diode angelegten
Vorstroms ansprechend auf den Leistungsbereich, innerhalb dessen
die Leistungsverstärker
arbeiten. Durch das Einstellen des Schottky-Dioden-Vorstroms bei zunehmenden
und abnehmenden Ausgangsleistungspegeln wird ein breiter Dynamik-Betriebsbereich
für den
Detektor und damit für die
Leistungsverstärker-Steuerfunktion
bereitgestellt.
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KURZBESCHREIBUNG
DER MEHREREN ANSICHTEN DER ZEICHNUNG
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1 ist
ein Blockschaltplan eines gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung aufgebauten drahtlosen Telefons.
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2 ist
ein Blockschaltplan eines RF-Transceivers in dem drahtlosen Telefon
aus 1 gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung.
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3 ist
ein schematischer Blockschaltplan einer Leistungsverstärker-Steuerschaltungsanordnung
in dem RF-Transceiver aus 2 gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung.
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4 zeigt
Auftragungen des Empfindlichkeits- und Dynamikbereichs in Abhängigkeit
vom Vorstrom für
Schottky-Dioden-Leistungsdetektoren, welche in Verbindung mit der
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung verwendet werden.
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Die 5a und 5b sind
schematische Schaltpläne
alternativer Implementationen steuerbarer Stromquellen gemäß den bevorzugten
Ausführungsformen
der Erfindung.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Diese
Erfindung wird nun in Zusammenhang mit ihrer bevorzugten Ausführungsform
beschrieben. Insbesondere wird davon ausgegangen, dass diese Erfindung
besonders vorteilhaft ist, wenn sie in einem drahtlosen Telefon
verwendet wird. Daher wird die bevorzugte Ausführungsform dieser Erfindung
in Zusammenhang mit einer als Beispiel dienenden Architektur eines
drahtlosen Telefons beschrieben. Es wird jedoch davon ausgegangen,
dass diese Erfindung in Zusammenhang mit drahtlosen Telefonen anderer
Architekturen und mit anderen Vorrichtungen und Systemen als drahtlosen
Telefonen, insbesondere solchen, bei denen eine Leistungserfassung über einen
breiten Dynamikbereich erwünscht
ist, verwendet werden kann. Es ist daher zu verstehen, dass jene
alternativen Implementationen und andere alternative Anwendungen
dieser Erfindung, die Fachleuten beim Lesen dieser Beschreibung
einfallen werden, innerhalb des wahren Schutzumfangs dieser Erfindung
gemäß den Ansprüchen liegen.
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1 zeigt
ein drahtloses Telefon 10 gemäß der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung. Das drahtlose Telefon 10 beinhaltet sowohl digitale als
auch analoge Funktionen zum Verarbeiten drahtloser Kommunikationen.
Es ist vorgesehen, dass die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung besonders
nützlich
in Zusammenhang mit höher
entwickelten drahtlosen Diensten, mit anderen Worten mit solchen
ist, die nicht nur eine Sprachkommunikation sondern auch erweiterte
Dienste beinhalten, wie sie beispielsweise nach der General-Packet-Radio-System-Norm
(GPRS-Norm) bereitgestellt werden. Beispiele solcher erweiterter
Dienste umfassen Chat-, Text- und
Bildkommunikation, Dateiübertragungen, Heimautomatisierung
und dergleichen. Weil davon ausgegangen wird, dass diese erweiterten
Dienste im digitalen Bereich ausgeführt werden, wird davon ausgegangen,
dass erhebliche Digitalfähigkeiten
innerhalb des drahtlosen Telefons 10 bereitgestellt werden.
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Wie
in 1 dargestellt ist, ist eine digitale Basisbandfunktion 12 des
drahtlosen Telefons 10 mit verschiedenen Funktionen, einschließlich eines
externen Speichers 20, einer LCD-Anzeige 24 und
einer Tastatur 26, verbunden. Die digitale Basisbandfunktion 12 ist
auch mit einem Programmspeicher 22 verbunden, der in diesem
Beispiel als ein elektrisch löschbarer,
programmierbarer Nurlesespeicher (EEPROM) konfiguriert ist. Es wird
davon ausgegangen, dass die digitale Basisbandfunktion 12 ein
digitales Hochleistungs-Untersystem ist und vorzugsweise eine programmierbare
Logik mit einer erheblichen Rechenleistung in Kombination mit anderen
Funktionen, wie einem Speicher, einer Direktspeicherzugriffs-(DMA)-Steuereinrichtung,
einer Hardwarebeschleunigungs-Schaltungsanordnung zum Ausführen von
Verschlüsselungsoperationen,
einer universellen asynchronen Empfänger/Sender-(UART)-Schaltungsanordnung
und dergleichen, aufweist. Im Allgemeinen wird davon ausgegangen, dass
die digitale Basisbandfunktion 12 solche Funktionen, wie
Sprachband- und Funkfrequenz-Codierer/Decodierer-("Codec")-Funktionen, ausführt, um digitale
Daten in die zur Modulation auf der Sendeseite und zur Ausgabe an
den Benutzer auf der Empfangsseite gewünschte Form zu codieren und
zu decodieren. Der externe Speicher 20 stellt, falls erforderlich,
der digitalen Basisbandfunktion 12 zusätzlichen Speicher bereit, und
der Programmspeicher 20 stellt Softwareroutinen, die von
der digitalen Basisbandfunktion 12 ausführbar sind, programmierbaren Speicher
bereit.
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Die
analoge Basisbandfunktion 14 ist bidirektional mit der
digitalen Basisbandfunktion 12 auf einer Seite und mit
dem RF-Transceiver 16 auf der anderen Seite verbunden.
Es wird davon ausgegangen, dass die analoge Basisbandfunktion 14 einen großen Teil
der Analogverarbeitungsanforderungen des drahtlosen Telefons 10 erfüllt. Diese
Funktionen umfassen das Empfangen eingegebener Analogsignale vom
Mikrofon 32 und das Ausführen der erforderlichen Filter-
und Analogsignalverarbeitung vor der Analog-Digital-Wandlung und das
Weiterleiten des digitalen Ergebnisses zur digitalen Basisbandfunktion 12 zur
Codierung. Zusätzlich
führt die
analoge Basisbandfunktion 14 auch eine Analogfilterung und
-verarbeitung von der digitalen Basisbandfunktion 12 empfangener
Signale zur Ausgabe über
einen Lautsprecher 34 und einen Summer 36 aus.
Die analoge Basisbandfunktion 14 ist in diesem Beispiel auch
für die
Analogfilterung, -modulation und -demodulation von Signalen verantwortlich,
die von der digitalen Basisbandfunktion 12 zum RF-Transceiver 16 weitergeleitet
werden, und umgekehrt. Die analoge Basisbandfunktion 14 führt auch
Leistungsverwaltungsfunktionen für
das drahtlose Telefon 10 aus und ist dabei zur Überwachung
und Wiederaufladung mit einer Batterie 30 gekoppelt. Eine
SIM-Karte 28 ist auch mit der analogen Basisbandfunktion 14 gekoppelt,
um zusätzliche
Speicherkapazität
bereitzustellen.
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Ein
Beispiel für
die digitale Basisbandfunktion 12 ist die von Texas Instruments
Incorporated erhältliche
integrierte digitale Basisbandschaltung TBB2100. In diesem Beispiel
weist die digitale Basisbandfunktion 12 zwei programmierbare
Kerne auf, von denen einer ein digitaler Signalprozessor (DSP) in
der Art des TMS320C54x-DSPs von Texas Instruments Incorporated ist.
Ein Beispiel der analogen Basisbandfunktion 14 ist die
von Texas Instruments Incorporated erhältliche integrierte analoge
Basisbandschaltung TWL3014.
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Der
RF-Transceiver 16, der die gesamte RF-Signalerzeugung und – verarbeitung
im drahtlosen Telefon 10 ausführt, ist bidirektional zwischen
die analoge Basisbandfunktion 14 und den Leistungsverstärker- und
Empfängerblock 18 geschaltet.
Der Leistungsverstärker-
und Empfängerblock 18 verstärkt RF-Signale vom RF-Transceiver 16 zur Übertragung über eine
Antenne A und empfängt
eingehende Signale von der Antenne A und leitet diese empfangenen
Signale an den RF-Transceiver 16 weiter.
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Mit
Bezug auf 2 werden nun der Aufbau des
RF-Transceivers 16 und seine kooperierende Verbindung mit
der Sendeseite des Leistungsverstärker- und Empfängerblocks 18 detailliert
beschrieben. In diesem Beispiel beinhaltet der RF-Transceiver 16 einen
Zweiband-Analogtreiber 40, der digitale Datenströme empfängt, welche
phasengleiche und Quadraturkomponenten I, Q der vom Zweiband-Analogtreiber 40 zu
erzeugenden phasen- und amplitudenmodulierten Signale darstellen.
Der Zweiband-Analogtreiber 40 erzeugt entsprechende Analogsignale zum
Modulieren der gewünschten
Trägerfrequenzen in
einem von zwei Übertragungsbändern (beispielsweise
Bluetooth- und GPRS-Bändern).
Vorzugsweise beinhaltet der Zweiband-Analogtreiber 40 einen N-Fraktional-Synthesizer zum Erzeugen
der gewünschten
Analogsignale.
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Wie
in 2 dargestellt ist, wird die Zweibandausgabe vom
Zweiband-Analogtreiber 40 zu
einem spannungsgesteuerten Zweibandoszillator (Zweiband-VCO) 48 im
Leistungsverstärker-
und Empfängerblock 18 weitergeleitet.
Der Zweiband-VCO 48 weist zwei VCO auf, die bei der gewünschten
nominellen Trägerfrequenz
in den beiden jeweiligen Sendefrequenzbändern oszillieren. Die Analogsignale
vom Zweiband-Analogtreiber 40 modulieren die VCO im Zweiband-VCO 48 entsprechend
den von der analogen Basisbandfunktion 14 empfangenen Modulationssignalen
I, Q. Die beiden Ausgangssignale vom Zweiband-VCO 48, welche QAM-Signalen
in den jeweiligen Bändern
entsprechen, werden dann von Leistungsverstärkern 50 verstärkt und
der Antenne A über
einen Schaltmultiplexer 52 zugeführt.
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Auf
der Empfangsseite werden an der Antenne A empfangene Signale vom
Schaltmultiplexer 52 zum Zweiband-Analogempfänger 42 weitergeleitet. Der
Zweiband-Analogempfänger 42 ist
bei dieser als Beispiel dienenden Implementation ein Empfänger mit
Direktwandlung, der in mehreren Frequenzbändern, wie Bluetooth- und GPRS-Bändern, eingesetzt werden
kann, um digitale Datenströme
von phasengleichen und Quadraturkomponenten I, Q der empfangenen
phasen- und amplitudenmodulierten Signale zu erzeugen. Diese Komponenten
I, Q werden zur analogen Basisbandfunktion 14 und zur digitalen Basisbandfunktion 12 (1)
weitergeleitet, um sie zu verarbeiten und an den Benutzer des drahtlosen Telefons 10 auszugeben.
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Weiterhin
weist, wie in 2 dargestellt ist, der RF-Transceiver 16 eine
Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 auf.
Die Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 weist
Streuereingänge
an Knoten DetFWD und DetRV auf, an denen die Ausgänge der
Leistungsverstärker 50 mit
den Anoden von Schottky-Dioden 60F bzw. 60R gekoppelt
sind. Von diesen Steuereingängen
erfasst die Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 die
gegenwärtig
von den Leistungsverstärkern 50 erzeugte
Ausgangsleistung und verwendet diese erfassten Leistungspegel zum
Erzeugen eines Steuersignals auf einer Leitung VAPC, das den Leistungsverstärkern 50 zugeführt wird,
um die Ausgangsleistung einzustellen. Die Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 bewirkt
auf diese Weise eine Regelung der Leistungsverstärker 50.
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Anhand 3 werden
nun der Aufbau und die Arbeitsweise der Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung beschrieben. Wie vorstehend anhand 2 erörtert wurde,
ist die Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 in
der Lage, Leistungseingaben an zwei Knoten DetFWD und DetRV zu erfassen,
die mit den Anoden der Schottky-Dioden 60F bzw. 60R verbunden
sind. Die Kathoden der Schottky-Dioden 60F, 60R sind
an Masse gelegt. Gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung wird durch schaltbare Stromquellen 56 bzw. 58 über die Widerstände 57 bzw. 59 ein
Vorstrom an die Schottky-Dioden 60F, 60R angelegt.
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Die
in den 2 und 3 dieser Ausführungsform
der Erfindung dargestellte Orientierung der Schottky-Dioden 60F, 60R dient
nur als Beispiel. Andere Implementationen von Schottky-Dioden-Leistungsdetektoren
sind auf dem Fachgebiet bekannt und können alternativ zu der in den 2 und 3 dargestellten
Anordnung verwendet werden. Beispielsweise kann die Orientierung
der Schottky-Dioden bei manchen Implementationen gegenüber der in
den 2 und 3 dargestellten umgekehrt werden,
oder die Detektorschaltung kann alternativ so modifiziert werden,
dass die Schottky-Dioden 60F, 60R in Reihe mit
den Leistungsdetektoren geschaltet werden. In jedem Fall können in
der in dieser Beschreibung dargelegten Weise von den Schottky-Dioden
geleitete auswählbare
Vorströme
verwendet werden. Es wird davon ausgegangen, dass diese und andere
alternative Implementationen innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung
gemäß den Ansprüchen liegen.
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Gemäß der in
den 2 und 3 dargestellten bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung können
die beiden Leistungspegel der Leistungsverstärker 50 verschiedenen
Funktionen entsprechen. In dem Fall, in dem die Leistungsverstärker 50 beispielsweise
einen Richtkoppler treiben, kann ein erfasster Leistungspegel (beispielsweise
am Anschluss DetFWD) der von den Leistungsverstärkern 50 getriebenen
Leistung entsprechen, wobei in diesem Fall der andere erfasste Leistungspegel
(beispielsweise am Anschluss DetRV) der von der Antenne A reflektierten
Leistung entspricht. Beim nominellen Betrieb ist die bei DetRV erfasste
reflektierte Leistung nahezu null, falls die Lastbedingungen jedoch ausreichend
aus dem Gleichgewicht sind, damit eine erhebliche Leistung in die
drahtlose Einheit 10 reflektiert wird, kann die Erfassung
der reflektierten Leistung verwendet werden, um die von den Leistungsverstärkern 45 getriebene
Leistung zu reduzieren, um eine Beschädigung der drahtlosen Einheit 10 zu verhindern.
Alternativ können
die erfassten Leistungspegel der getriebenen Leistung von jedem
der mehreren Übertragungsbänder entsprechen,
wie es bei der drahtlosen Zweibandeinheit 10 nützlich ist.
Es wird davon ausgegangen, dass Fachleute anhand dieser Beschreibung
leicht in der Lage sind, diese mehreren Leistungserfassungseingaben
in die Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 für eine große Vielzahl
nützlicher
Zwecke zu verwenden.
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In
jedem Fall sei mit Bezug auf 3 bemerkt,
dass die steuerbaren Stromquellen 56, 58 durch
die Widerstände 57 bzw. 59 jeder
der Schottky-Dioden 60F, 60R einen auswählbaren
Vorstrom zuführen.
Gemäß dieser
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung beinhaltet jede der steuerbaren Stromquellen 56, 58 eine
Stromquelle, die einen Vorstrom I1 zuführt, eine Stromquelle, die
einen Vorstrom I2 zuführt,
und Schalter SW1, SW2 zum wählbaren
Zuführen
von einem der beiden Vorströme
I1, I2 zur entsprechenden Schottky-Diode 60F, 60R. Diese
Stromquellen sind vorzugsweise in der herkömmlichen Weise aufgebaut, beispielsweise
durch einen Metall-Oxid-Halbleiter-(MOS)-Transistor, der von einer
Gleichspannungsversorgung 54 vorgespannt wird und dessen
Gate-Elektrode durch
eine geregelte Referenzspannung gesteuert wird, wie sie durch eine
Bandabstands-Referenzschaltung oder dergleichen erzeugt werden kann.
Wie nachstehend detailliert beschrieben wird, werden die Schalter SW1,
SW2 durch eine Zeitgeber- und Steuerschaltungsanordnung 62 gesteuert,
die auf das digitale Eingangssignal an Leitungen DESPWR anspricht, wodurch
der Leistungspegel der Leistungsverstärker 45 angegeben
wird, der für
die drahtlose Einheit 10 erwünscht ist. Es wird davon ausgegangen,
dass der gewünschte
Leistungspegeleingang DESPWR durch die geeignete Steuerschaltung
in der drahtlosen Einheit 10 getrieben wird, ob als Teil
des digitalen Basisbands 12 oder des analogen Basisbands 14.
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Ein
Messknoten N1 an der Verbindungsstelle zwischen der steuerbaren
Stromquelle 56 und dem Widerstand 57 ist durch
einen Gewichtungskondensator C1 kapazitiv mit einem Summierknoten
SN gekoppelt, der sich an einem Eingang eines Addierers 65 befindet,
und ein Messknoten N2 an der Verbindungsstelle zwischen der steuerbaren
Stromquelle 58 und dem Widerstand 59 ist ähnlich durch
einen Gewichtungskondensator C2 kapazitiv mit dem Summierknoten
SN gekoppelt. Die Referenzspannung VDAC ist auch durch einen Gewichtungskondensator C3
kapazitiv mit dem Summierknoten SN gekoppelt.
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Bei
dieser Anordnung der Schottky-Dioden 60F, 60R,
der Widerstände 57, 59 und
der steuerbaren Stromquellen 56, 58 präsentieren
die Schottky-Dioden 60F, 60R an ihren entsprechenden
Messknoten N1, N2 eine Spannung, die der Negativwert des von den
entsprechenden Leistungsverstärkern 50 an
den Knoten DetFWD bzw. DetRV erzeugten Leistungspegels ist. Andererseits
ist die Referenzspannung VDAC ein gewünschter Spannungspegel für die Leistungsverstärker 50.
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Der
Addierer 65 ist als ein differenzieller Operationsverstärker konfiguriert,
der einen an den Summierknoten SN angeschlossenen invertierenden Eingang
und einen an die Zeitgeber- und Steuerschaltungsanordnung 62 angeschlossenen
nicht invertierenden Eingang zum Empfangen eines Offset-Pegels aufweist.
Der Addierer 65 weist auch das erforderliche Schaltrückkopplungsnetzwerk
zum Ausführen
des Summiervorgangs auf. Der Ausgang des Addierers 65 ist
an einen Verstärker 68 angeschlossen,
der das vom Addierer 65 ausgegebene Fehlersignal zu dem
geeigneten Leistungspegel-Steuersignal, das auf der Leitung VAPC
an die Leistungsverstärker 50 angelegt
wird, integriert und verstärkt.
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Beim
Betrieb präsentiert
der Addierer 65 an seinem Ausgang eine Spannung, die der
gewichteten Summe der kapazitiv gekoppelten Eingänge an seinem nicht invertierenden
Eingang, der in diesem Fall der Summierknoten SN ist, in Bezug auf
den Offset-Pegel von der Zeitgeber- und Steuerschaltungsanordnung 62,
der den Nullpegel angibt, an dem die gewichtete Summe am Summierknoten
SN mit dem gewünschten
Leistungspegel übereinstimmt,
entspricht. Die Gewichtung der Spannungen an den Knoten N1, N2 und
an der Leitung VDAC wird durch die relativen Größen der Kopplungskondensatoren C1,
C2, C3 bewirkt, wie auf dem Fachgebiet wohlbekannt ist. Falls demgemäß die Leistungsverstärker 50 gegenwärtig Leistungspegel
anlegen, die dem auf der Leitung VDAC angegebenen gewünschten
Leistungspegel entsprechen, der durch die Kapazitäten C1,
C2, C3 gewichtet ist, gleicht die Spannung am Summierknoten SN der
am nicht invertierenden Eingang des Addierers 65 vorhandenen
Spannung. Die Ausgabe des Addierers 65 wird an den Verstärker 68 angelegt,
der wiederum die Leitung VAPC mit einer Spannung treibt, die dem
gewünschten
von den Leistungsverstärkern 45 zu
treibenden Leistungspegel entspricht.
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Natürlich können auch
andere Schaltungsanordnungen zum Steuern der Ausgabe der Leistungsverstärker 50 ansprechend
auf ihre erfasste Leistungsausgabe verwendet werden. Beispielsweise
kann ein Differenzverstärker
den Addierer 65 ersetzen. Überdies können alternativ digitale Techniken
zum Abtasten der erfassten Leistung und zum digitalen Erzeugen des
Leistungssteuersignals verwendet werden. Es wird davon ausgegangen,
dass Fachleute anhand dieser Beschreibung diese und andere Alternativen
leicht innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung implementieren
können.
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In 4 sind
Auftragungen der Empfindlichkeit und des Dynamikbereichs von Schottky-Dioden 60 in
Abhängigkeit
vom Vorstrom bei Verwendung als Leistungsdetektoren dargestellt.
Die Auftragung aus 4 entspricht 2 von "Dynamic Range Extension
of Schottky Detectors",
Application Note 956-5 (Hewlett Packard Co., 1975). Wie in 4 dargestellt ist,
zeigt die Auftragung 70, dass der Dynamikbereich eines
Schottky-Diodendetektors, welcher aus den Schottky-Dioden 60 besteht,
von etwa 39 dB auf etwa 47 dB ansteigt, wenn der Vorstrom von 0
auf 1000 μA ansteigt. Ähnlich nimmt
die als tangentiale Signalempfindlichkeit (TSS) definierte Empfindlichkeit
eines Schottky-Diodendetektors
von etwa –62
dBm auf etwa –44
dBm ab, wenn der Vorstrom von 0 auf 1000 μA ansteigt. Die Auftragungen 70, 72 zeigen
klar, dass beim Betrieb einer Schottky-Dioden-Leistungsdetektorschaltung
ein Kompromiss zwischen der Empfindlichkeit und dem Dynamikbereich
gegeben ist.
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Gemäß der bevorzugten
Ausführungsform der
Erfindung sind, wie in 3 dargestellt ist, Vorströme I1, I2
von den steuerbaren Stromquellen 56, 58 durch
Betätigung
der Schalter SW1, SW2 erhältlich.
In diesem Beispiel beträgt
der Vorstrom I1 etwa 30 μA,
während
der Vorstrom I2 etwa 300 μA
beträgt. Natürlich können, abhängig von
der speziellen Anwendung, auch mehr als zwei Vorströme I1, I2
von den steuerbaren Stromquellen 56, 58 verfügbar sein. Wie
in 4 dargestellt ist, kann ein Vorstrom I1 von 30 μA zu einem
relativ kleinen Dynamikbereich von etwa 42 dB, jedoch zu einer relativ
hohen Empfindlichkeit von etwa –60
dBm führen.
Umgekehrt bietet ein Vorstrom I2 von etwa 300 μA einen verhältnismäßig hohen Dynamikbereich von
etwa 45 dB bei einer verringerten Empfindlichkeit von etwa –47 dBm.
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Dieses
Verhalten der Schottky-Diodendetektoren 60F, 60R wird
vorteilhaft in der Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 verwendet,
wie nun detailliert anhand 3 beschrieben
wird. Die Zeitgeber- und Steuerschaltungsanordnung 62 empfängt ein
Digitalwort auf den Leitungen DESPWR, wodurch der Leistungspegel
angegeben wird, auf den die Leistungsverstärker 50, durch ein
Signal auf der Leitung VAPC gesteuert, getrieben werden. Die Zeitgeber-
und Steuerschaltungsanordnung 62 führt dem Addierer 65 ein
entsprechendes Signal zu, um damit zu beginnen, die Leitung VAPC
auf den gewünschten Leistungspegel
zu treiben. In Erwartung dieses auf den Leitungen DESPWR angegebenen
künftigen Leistungspegels
steuert die Zeitgeber- und Steuerschaltungsanordnung 62 die
Schalter SW1, SW2 in den steuerbaren Stromquellen 56, 58,
um die Schottky-Dioden 60 auf den optimalen Arbeitspunkt
für diesen
Leistungspegel vorzuspannen.
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Falls
beispielsweise das Signal auf den Leitungen DESPWR einen verhältnismäßig niedrigen von
den Leistungsverstärkern 50 zu
treibenden Leistungspegel angibt, kann die Zeitgeber- und Steuerschaltungsanordnung 62 Steuersignale
zum Schließen
der Schalter SW1 und zum Öffnen
der Schalter SW2 ausgeben. Dadurch wird der Vorstrom I1 angelegt,
um die Schottky-Dioden 60F, 60R vorzuspannen.
In diesem Zustand befindet sich die von der Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 ausgeführte Leistungspegelerfassung
bei einer hohen Empfindlichkeit, jedoch einem verringerten Dynamikbereich,
was für
einen Niederleistungsbetrieb gut geeignet ist. Falls umgekehrt die
Leitungen DESPWR angeben, dass ein verhältnismäßig hoher Leistungspegel von
den Leistungsverstärkern 50 zu
treiben ist, kann die Zeitgeber- und Steuerschaltungsanordnung 62 Steuersignale
ausgeben, die die Schalter SW1 öffnen
und die Schalter SW2 schließen,
um einen höheren
Vorstrom I2 den Schottky-Dioden 60F, 60R zuzuführen. Bei
diesem höheren
Vorstrom hat die von der Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 ausgeführte Leistungspegelerfassung
einen hohen Dynamikbereich, jedoch eine verringerte Empfindlichkeit, was
für einen
Betrieb bei einem hohen Leistungspegel gut geeignet ist.
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Die
Fähigkeit
zum Einstellen dieser Schottky-Vorströme versieht die Leistungsverstärker-Steuereinrichtung 45 mit
einem optimalen Dynamikbereich und einer optimalen Empfindlichkeit,
ohne dass einer notwendigerweise auf Kosten des anderen geht. In
Niederleistungssituationen ist der Dynamikbereich weniger von Belang
als die Empfindlichkeit für
kleine Signaländerungen,
wobei der niedrigere Vorstrom (I1 in dem Beispiel aus den 3 und 4)
diese Betriebsklasse ermöglicht.
In Hochleistungssituationen ist die Empfindlichkeit für kleine
Signaländerungen
weniger von Belang als ihr Dynamikbereich, wobei in diesem Fall
der höhere
Vorstrom (I2 in dem Beispiel aus den 3 und 4) diesen
Betrieb ermöglicht.
Die Steuerbarkeit dieser Vorströme
macht es daher überflüssig, einen
Kompromiss zwischen der Empfindlichkeit und dem Dynamikbereich zu
bilden.
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Dementsprechend
ermöglicht
die vorliegende Erfindung die Verwendung von Schottky-Dioden-Leistungserfassungsschaltungen
bei Anwendungen mit einem hohen Dynamikbereich und einer hohen Empfindlichkeit,
wie drahtlosen Handapparaten. Eine ausgezeichnete Leistungserfassungswirkung
wird bereitgestellt, während
die hohen Kosten und die hohe Komplexität vermieden werden, die herkömmliche
logarithmische Detektoren bei modernen drahtlosen Telefongeräten hervorrufen.
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Wiederum
werden viele Variationen des speziellen Aufbaus der Leistungsverstärker-Steuerschaltungsanordnung
Fachleuten beim Lesen dieser Beschreibung einfallen. Beispielsweise
können
mehr als zwei Vorstrompegel implementiert werden, beispielsweise
indem ein Vorstrom bei einem mittleren Leistungspegel aufgenommen
wird, der eine mittlere Empfindlichkeit und einen mittleren Dynamikbereich bereitstellt.
Bei einem anderen Beispiel können
mehr oder weniger als zwei Leistungspegeleingaben, abhängig von
den gewünschten
Steuerfunktionen, auch implementiert werden.
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Weiterhin
kann alternativ jede steuerbare Stromquelle durch einen einzigen
Stromquellentransistor implementiert werden, an den verschiedene Vorspannungen
ansprechend auf den künftigen
Leistungspegel schaltbar angelegt werden. 5a zeigt eine
solche alternative steuerbare Stromquelle 56', in der der MOS-Transistor 80 als
die Stromquelle dient. Die Source-Elektrode des MOS-Transistors 80 wird von
der Versorgungsspannung 54 vorgespannt, und seine Drain-Elektrode
ist mit der entsprechenden Schottky-Diode (nicht dargestellt) verbunden.
Natürlich
kann der Transistor 80 entweder eine p-Kanal- oder eine
n-Kanal-Vorrichtung
sein, wobei seine Source/Drain-Vorspannung in der herkömmlichen Weise
angeordnet ist, um als eine Stromquelle zu dienen. Bei dieser alternativen
Implementation empfängt
die Gate-Elektrode des Transistors 80 eine der Vorspannungen
VORSPANNUNG1, VORSPANNUNG2 über
Schalter SW1', SW2'. Die Zustände der
Schalter SW1', SW2' werden durch die Zeitgeber-
und Steuerschaltungsanordnung 62 (3) gesteuert,
um ansprechend auf das gewünschte
Leistungspegelsignal DESPWR den Pegel des der Schottky-Diode zuzuführenden
Vorstroms IBIAS auszuwählen, wie vorstehend beschrieben
wurde.
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Alternativ
kann jede steuerbare Stromquelle durch einen analogen gesteuerten
Transistor implementiert werden, so dass die Vorspannung auf jeden Strompegel
innerhalb eines kontinuierlichen Bereichs gelegt werden kann, um
die Leistungspegel-Erfassungsfunktion präzise zu optimieren. 5b zeigt
eine solche alternative Implementation der steuerbaren Stromquelle 56'', wobei die Source-Elektrode des
MOS-Transistors 82, der als die Stromquellenvorrichtung
dient, durch die Versorgungsspannung 54 vorgespannt wird,
und seine Drain-Elektrode
mit der entsprechenden Schottky-Diode verbunden ist (nicht dargestellt).
Gemäß dieser alternativen
Implementation wird eine analoge gesteuerte Vorspannung ABIAS, beispielsweise
von der Vorspannungssteuerschaltung 84, von der Zeitgeber-
und Steuerschaltungsanordnung 62 (3) gesteuert,
an die Gate-Elektrode des Transistors 82 angelegt. Auf
diese Weise wird eine analoge Vorspannung ABIAS an die Gate-Elektrode
des Transistors 82 angelegt, um den Pegel des Schottky-Vorstroms IBIAS ansprechend auf das zur Zeitgeber- und Steuerschaltungsanordnung 62 übertragene
gewünschte
Leistungspegelsignal DESPWR genau festzulegen.
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Es
wird davon ausgegangen, dass diese und andere Alternativen zu den
steuerbaren Stromquellen und zum Aufbau der Leistungsverstärker-Steuereinrichtung
sowie die Systeme, innerhalb derer diese Funktionen verwirklicht
sind, innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung gemäß den Ansprüchen liegen.
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Wenngleich
die vorliegende Erfindung gemäß ihren
bevorzugten Ausführungsformen
beschrieben wurde, wird natürlich
davon ausgegangen, dass Modifikationen und Alternativen an diesen
Ausführungsformen,
wobei diese Modifikationen und Alternativen die Vorteile dieser
Erfindung erhalten, Durchschnittsfachleuten beim Lesen dieser Beschreibung
und der Zeichnung einfallen werden. Es wird davon ausgegangen, dass
diese Modifikationen und Alternativen innerhalb des Schutzumfangs
dieser Erfindung gemäß den anliegenden
Ansprüchen liegen.