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Die
Erfindung betrifft Spreizspektrum-Kommunikationen und insbesondere
einen verbesserten GPS-Empfänger
in enger Nähe
zu einem Funkfrequenzsender.
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Die
Basisfunktion eines GPS-(Global Positioning System)-Empfängers ist
es, den Breitengrad, Längengrad
und die Höhe
des Ortes des GPS-Empfängers
(d.h. die Koordinaten des Empfängers)
bei Empfang einer Anzahl von GPS-Signalen von einem Netzwerk von
GPS-Satelliten,
die die Erde umkreisen, zu berechnen. Die Berechnung der Koordinaten
des GPS-Empfängers
beginnt typischer Weise durch Vergleichen der Zeitabstimmung, welche
einer gewählten
Anzahl von empfangenen GPS-Signalen zugeordnet ist. Nach dem Anfangsvergleich
der empfangenen GPS-Signale werden Werte für die Zeitkorrekturen zugeordnet
zu der gewählten
Gruppe an empfangenen GPS-Signalen errichtet. Die Zeitkorrekturen
werden durchgeführt,
um ein dreidimensionales geometrisches Problem zu lösen, das
als seine Lösung
die Koordinaten des GPS-Empfängers
hat.
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Die
empfangenen GPS-Signale sind typischer Weise schwach und werden
somit leicht durch andere Funkübertragungen
in den gleichen oder benachbarten Frequenzbändern gestört. Die Störung kann insbesondere dann
problematisch sein, wenn der GPS-Empfänger zusammen mit einer Kommunikationsvorrichtung angeordnet
ist, die einen Funksender enthält,
wie beispielsweise einem Mobiltelefon. Das von der gemeinsam angeordneten
Kommunikationsvorrichtung übertragene
Signal kann die Vorstufe des GPS-Empfängers, welche zum Empfang von
schwachen GPS-Signalen gestaltet ist, überlasten (oder sättigen).
In einer solchen Situation kann keine nützliche Information aus den
empfangenen GPS-Signalen, die von den GPS-Satelliten herrühren, extrahiert
werden.
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In
ausgewählten
Fällen
kann dieses Problem überwunden
werden, indem alle der empfangenen Signale von der GPS-Antenne vor
der Abwärtsumwandlung
des entsprechenden Sendesignalbands durch die Vorstufe des GPS-Empfängers gefiltert
werden. Typischerweise wird zunächst
ein rauscharmer Verstärker (LNA)
verwendet, um das Signal zu verstärken, bevor eine andere Frequenz
gefiltert oder gemischt wird. Das Ergebnis der Verwendung dieser
Annäherung
ist, dass der Verlust aller Signalenergien im Filter die Empfindlichkeit
des GPS-Empfängers
permanent reduziert, und zwar ungeachtet dessen, ob die am selben
Ort angeordnete Kommunikationsvorrichtung sendet oder nicht. Dies
ist unerwünscht,
da die vom Satelliten empfangenen GPS-Signale schwach sind und die
Verringerung der Empfindlichkeit des GPS-Empfängers die Bedienbarkeit des
Systems weiter verringert. Zusätzlich
würde das
Filter auch Raum einnehmen, die Baueinheit verteuern und zusätzliche
Energie verbrauchen.
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Das
Problem, welches durch die am selben Ort angeordnete Kommunikationsvorrichtung
verursacht wird, kann alternativ durch die Verwendung eines hochlinearen
LNA überwunden
werden. Dies würde
sicherstellen, dass der LNA das GPS-Signal ungeachtet der Anwesenheit
einer stark störenden
lokal erzeugten Sendung verstärken
kann. Der Nachteil dieser Lösung
besteht darin, dass ein derartiger LNA zusätzlich Energie verbrauchen
würde,
was in einem tragbaren batteriebetriebenen Gerät, wie beispielsweise einem
Mobiltelefon, nicht zu akzeptieren ist. Es wäre auch ein auf den LNA folgendes
Filter erforderlich, um eine ausreichende Abweisung des Störsignals
zu schaffen, um eine Überlastung
der nächsten
Stufe des Empfängers,
typischer Weise einer Mischstufe, zu verhindern. Diese zusätzliche
Leistungsanforderung erhöhen
die Größe, den
Energieverbrauch und die Kosten des Filters und machen die Implementierung
einer hochintegrierten Empfängergestaltung
ohne das zusätzliche
Filter schwierig.
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Vorausgesetzt,
dass es nicht leicht möglich
ist, die Wirkung der störenden
Sendung zu entfernen, ist es wichtig, eine maximal mögliche Leistung
ungeachtet der Störung
zu erzielen. Ein Verfahren, welches allgemein verwendet worden ist,
um dies zu erzielen, ist, ein Austastsignal zu verwenden, welches
von dem Sender der am selben Ort angeordneten Kommunikationsvorrichtung
abgeleitet ist, und immer dann aktiv ist, wenn der Sender einge schaltet
ist, das dazu verwendet wird, den Betrieb des GPS-Empfängers während der
Sendung zu unterdrücken.
Der Nachteil hiervon besteht darin, dass ein derartiges Signal nicht
immer leicht vom am selben Ort angeordneten Sender abgeleitet werden
kann. Selbst wenn ein solches Signal von dem am selben Ort angeordneten
Sender abgeleitet werden kann, kann die physikalische Konstruktion
der Baueinheit das Anschließen
des Signals an den GPS-Empfänger
verhindern. Beispielsweise können
der GPS-Empfänger
und die Kommunikationsvorrichtung, welche am selben Ort angeordnet
sind, physikalisch nicht als eine einzige Baueinheit konstruiert
sein. Ferner können
mehr als eine Kommunikationsvorrichtung wie beispielsweise ein Mobiltelefon
mit zusätzlichen
Funktionen, wie beispielsweise einer Kurzbereichsverbindung vorhanden
sein.
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Die
JP 11 202040 offenbart
eine GPS-Empfangsvorrichtung zum Schutz eines Empfangsteils gegenüber Interferenzwellen, wie beispielsweise einem
Impulssignal, welches von außen
eingegeben wird. Die
JP 11 202040 beschreibt
eine GPS-Empfangsvorrichtung mit einer GPS-Antenne
15 zum
Empfangen eines GPS-Signals, welches von einem GPS-Satelliten übertragen
wird. Die GPS-Empfangsvorrichtung kann auch einen Empfangssteil
zur Verarbeitung des GPS-Signals, welches durch die GPS-Antenne
empfangen worden ist, und zum Berechnen der Positionsdaten aufweisen.
Ebenfalls beschrieben ist eine Schutzschaltung zum Unterbrechen
der Verbindung des GPS-Signals, die in dem Empfangssteil vorgesehen
ist. Bei dieser Vorrichtung wird jedoch kein Signal während einer
Zeit verarbeitet, in welcher der Schalter die Verbindung, welche
für den
Empfangsteil vorgesehen ist, unterbricht.
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Die
U.S.-Patentanmeldung 2002 0012411 offenbart
Systeme und Verfahren für
einen GPS-Empfänger, die
bei Anwesenheit von Interferenz funktionieren können. Ein Verfahren umfasst
das Detektieren eines störenden
Signals mit: Abstimmung eines Bandpassfilters über einen Frequenzbereich;
und bei jeder einer Anzahl von Zusatzfrequenzen: Berechnen eines
Satzes von Bandpassfilterkoeffizienten; Senden des Satzes von Bandpassfilterkoeffizienten
an ein digitales Filter; wiederholtes Umformen eines Analog-Digital-Wandler-Ausgangs,
der einen Quantisierungspegel mit einem Überschuss von 2 Bits hat, zu
einem Bandpassfilterausgang mit dem digitalen Filter, um eine Anzahl
von Abtastungen zu erhalten; Berech nen eines Mittelwerts einer Anzahl
von Abtastungen; und Vergleichen des Mittelwerts mit einem Schwellwert,
um Spitzen zu detektieren, die einen Schwellwert überschreiten.
In einigen Ausführungsformen
hat das Verfahren ferner eine Dämpfung
der detektierten Signale bei bestimmten Frequenzen, wenn diese den
Schwellwert überschreiten.
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Die
U.S.-PS Nr. 5768319 offenbart
eine Verbesserung beim Detektieren von GPS-Daten bei Anwesenheit
von hohen Interferenzpegeln für
einen GPS-(Global Positioning System)-Empfänger.
In dem Empfänger werden
Daten von Mehrfachrahmen der GPS-Daten in einem Speicher gestapelt.
Die gestapelten Daten werden dann dazu verwendet, die GPS-Daten durch Mittelwertbildung
der Mehrfachrahmen zu bestimmen.
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Unter
diesen Umständen
wäre es
vorteilhaft, wenn der GPS-Empfänger
für sich
selbst die Zeitspanne bestimmen könnte, während welcher ein am selben
Ort angeordneter Sender aktiv ist und eine solche Aktion dazu verwendet,
den Verlust der Leistung, der durch die störende Sendung verursacht wird,
so weit als möglich zu
milder.
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Die
vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren zur Begrenzung der Wirkung
von störender
Sendung auf einen GPS-(Global Positioning System)-Empfänger, wobei
der GPS-Empfänger eine
Funkvorstufe und ein Funk-Back-End hat, wobei das Funk-Back-End
aus wenigstens einem GPS-Funksignal einen Bitstrom digitaler Daten
ableitet und den Bitstrom der digitalen Daten verarbeitet, gekennzeichnet
durch: dass das Verfahren die Schritte aufweist: Erfassen eines Überlastzustands
in der Funkvorstufe, wenn das empfangene Funksignal oberhalb eines
Schwellwerts ist, Erzeugen eines Überlastsignals bei Erfassen
des Überlastzustands
der Funkvorstufe, Koppeln des Überlastsignals
in das Funk-Back-End
und Ersetzen des Bitstroms digitaler Daten in dem Funk-Back-End,
durch ein lokal erzeugtes Bitmuster in Antwort auf die Anwesenheit
eines Überlastsignals 40,
wobei das lokal erzeugte Bitmuster einen Mittelwert hat, der schnell
Richtung Null tendiert, mit einer wesentlichen Nullwert-Standardabweichung,
die so ist, dass bei Bearbeitung des lokal erzeugten Bitmusters
weniger Rauschen erzeugt wird, um dann in dem Funk-Back-End eine
Akkumulation zu erzeugen, wenn der Bitstrom der digitalen Daten
verarbeitet wurde.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt schafft die Erfindung ein Verfahren zur Begrenzung
der Wirkung von störender
Sendung auf einen GPS-Empfänger,
wobei die Funkvorstufe eine Abwärtskonversion
von wenigstens einem GPS-Funksignal, das bei einer Funkfrequenz
(RF) empfangen worden ist, in eine Zwischenfrequenz (IF) durchführt.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt schafft die vorliegende Erfindung einen GPS-(Global
Positioning System)-Empfänger
mit einer Funkvorstufe und einem Funk-Back-End, wobei das Funk-Back-End
aus wenigstens einem empfangenen GPS-Funksignal einen Bitstrom digitaler
Daten ableitet und den Bitstrom digitaler Daten verarbeitet, der
dadurch gekennzeichnet ist, dass er weiterhin aufweist einen Überlastdetektor
zum Erzeugen eines Überlastsignals
in der Funkvorstufe, wenn das empfangene Funksignal oberhalb eines
Schwellwerts ist und das Überlastsignal
auf das Funk-Back-End schickt, und eine Einrichtung zum Ersetzen
des Bitstroms digitaler Daten durch ein lokal erzeugtes Bitmuster
in Antwort auf die Anwesenheit des Überlastsignals, wobei das lokal
erzeugte Bitmuster einen Mittelwert hat, der schnell in Richtung
Null tendiert, mit einer im Wesentlichen Nullwert-Standardabweichung
dergestalt, dass wenn das lokal erzeugte Bitmuster verarbeitet wird,
weniger Rauschen verursacht wird, für eine Akkumulation in dem
Funk-Back-End, wenn der Bitstrom digitaler Daten verarbeitet wurde.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt schafft die Erfindung einen GPS-Empfänger, bei
dem die Funkvorstufe an wenigstens einem GPS-Funksignal, das bei
einer Funkfrequenz (RF) empfangen worden ist, eine Abwärtskonversion
auf eine Zwischenfrequenz (IF) durchfährt.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt schafft die vorliegende Erfindung einen GPS-Empfänger, wobei
das Funk-Back-End einen Analog-Digital-Wandler und einen Korrelator
aufweist, und wobei die Einrichtung zum Ersetzen des Bitstroms digitaler
Daten durch ein lokal erzeugtes Bitmuster einen Datenmodifizierer
aufweist, der einen Dateneingang hat, welcher so geschaltet ist,
dass er den Ausgang des Analog-Digital-Wandlers empfängt und
der Datenmodifizierer einen Steuereingang so geschaltet hat, dass
er das Überlastsignal
von dem Überlastdetektor
empfängt,
wobei der Datenmodifizierer das lokal erzeugte Bitmuster erzeugt
und gegen den Bitstrom digitaler Daten austauscht, welche mit dem
Korrelator ver wendet werden, wenn das Überlastsignal auf einem Wert
ist, der anzeigt, dass die Funkvorstufe überlastet ist.
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Weitere
Aspekte und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden für den Fachmann
bei Prüfung
der folgenden Beschreibung der spezifischen Ausführungsformen der Erfindung
verständlich.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der Erfindung werden nun im Einzelnen anhand der begleitenden Figuren
beschrieben, in welchen zeigt:
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1 ein
Blockschaltbild, das einen herkömmlichen
Superheterodyn-(Superhet)-GPS-Empfänger veranschaulicht;
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2 ein
Blockschaltbild eines Superhet-GPS-Empfängers, der gemäß den Aspekten
der Erfindung verbessert ist;
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3 eine
schematische Repräsentation
einer typischen Schaltung zur Erfassung eines Signalpegels; und
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4 eine
schematische Repräsentation
einer Ausführungsform
einer Datenmodifizierschaltung gemäß den Aspekten der Erfindung.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
DER ERFINDUNG
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Die
Superheterodyn-(Superhet)-Architektur ist eine übliche Empfängervorstufenarchitektur, die
für mobile
Kommunikationsanwendungen verwendet wird. In der 1 ist
ein vereinfachtes Blockschaltbild eines herkömmlichen GPS-Empfängers 100 gezeigt,
der die Superhet-Architektur eingebaut hat. In der 1 hat die
Superhet-Architektur eine Antenne 102, einen rauscharmen
Verstärker
(LNA) 104, ein optionales Bildrückweisungsfilter 106,
eine Mischstufe 108, einen spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) 110 und ein Zwischenfrequenz-(IF)-Filter 112.
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Zunächst wird
von der Antenne 102 ein Funksignal 20 mit einer
Funkfrequenz (RF) empfangen und durch den LNA 20 verstärkt. Das
Filter 106 filtert dann optional das Funksignal 20.
Die Erfordernis dieses Filters kann durch Integrieren seiner Funktion
in den LNA 20 oder die Mischstufe 108 beseitigt
werden. Die Mischstufe 108 führt eine Abwärtswandlung
des Funksignals 20 von der RF zur niedrigeren IF unter
Verwendung eines lokalen Oszillatorsignals LO, das von dem VCO 110 erzeugt
worden ist. An diesem Punkt wird nun das Funksignal 20 auf
einer ausreichend niedrigen Frequenz zentriert, bei der es möglich ist,
die Back-End-Verarbeitung durchzuführen.
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Der Übergang
von der Vorstufen- zur Back-End-Verarbeitung erfordert, dass das
Funksignal 20 abwärts
gewandelt ist, um durch das IF-Filter 112 gefiltert zu
werden und dann durch einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 114 geführt zu werden.
Der ADC 114 wandelt das Funksignal 20 von einer
Summation von analogen Signalformen in einen Bitstrom digitaler
Daten um, die verarbeitet werden können.
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Die
Back-End-Verarbeitung der empfangenen Signale gemäß der vorliegenden
Erfindung hat einen Korrelator 116 und einen Prozessor 118.
GPS-Signale sind auf eine ähnliche
Weise wie CDMA-Übertragungen moduliert,
wodurch Pseudozufallscodes verwendet werden, um jeden der umlaufenden
GPS-Satelliten zu identifizieren und helfen bei der Auflösung der
Zeitabstimmung der empfangenen GPS-Signale. Als solches werden die
Signale durch eine Logik digital verarbeitet, welche eine Korrelationsfunktion
in dem Korrelator 116 durchführt. In dem Korrelator 116 hebt
der Verarbeitungsverstärkungsfaktor
mit welchem das Spreizspektrum-GPS-Signal beaufschlagt wird, den
Signalpegel über
das Rauschen, welches empfangen wird, wenn eine lokale Kopie des
Codes, welcher für
den einzelnen GPS-Satelliten spezifisch ist, in Phase mit dem empfangenen
Signal, das mit demselben Code moduliert ist, platziert ist. Diese
Korrelations- und Synchronisationsverarbeitung muss für alle GPS-Satelliten
durchgeführt
werden, um den stärksten
Signalsatz, der verwendet werden kann, zu identifizieren, um die
Koordinaten des GPS-Empfängers zu
berechnen. Die Ergebnisse werden dann vom Korrelator 116 zum
Prozessor 118 geleitet, um die Signalpfadverzögerungen
für jeden
der Satelliten zu bestimmen und ermöglichen daher eine Berechnung
des Ortes des Empfängers.
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Wenn
ein großes
Interferenzsignal vorhanden ist, wie beispielsweise von einem gemeinsam
oder nahe angeordneten Sender werden die Vorstufenfunkschaltungen überlastet
und das GPS-Signal wird verfälscht, verhindert,
dass der Korrelatorblock 116 nützliche Information erhält. Da der
Korrelator 116 nicht bestimmen kann, dass das GPS-Signal
verfälscht
ist, fahrt er fort, das empfangene Signal 20 zu verarbeiten,
fahrt fort, das Rauschen zu akkumulieren, so dass das Verhältnis von
nützlichem
Signal-zu-Rauschen (SNR) verringert wird.
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Bei
Betrieb unter normalen Signalbedingungen akkumuliert das korrelierte
GPS-Signal linear zur Dauer, während
das Rauschen mit der Quadratwurzel der Dauer akkumuliert, so dass
das Anwachsen der Dauer das gewünschte
Verhältnis
von Signal-zu-Rauschen (SNR) verbessert. Wenn das System überlastet
ist, wird das GPS-Signal verfälscht
und die gewünschte
Signal-Akkumulation hört
auf, während
die Rauschakkumulation weiter ansteigt, was zu einer Verschlechterung
des Verhältnisses
Signal-zu-Rauschen führt.
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2 ist
ein vereinfachtes Blockschaltbild, das zeigt, wie der herkömmliche
GPS-Empfänger 100 modifiziert
werden kann, um einen verbesserten GPS-Empfänger 200 gemäß einem
Aspekt der Erfindung zu schaffen. Der GPS-Empfänger 200 verwendet
auch die Superhet-Vorstufen-Architektur, die bei dem GPS-Empfänger 100 der 1 verwendet
worden war. Daher haben eine Antenne 202, ein LNA 204,
ein LNA 204, ein optionales Filter 206, eine Mischstufe 208,
eine VCO 210 und ein IF-Filter 212 alle die gleiche
Grundfunktion wie die jeweiligen, entsprechenden Schaltungen 102, 104, 106, 108, 110 und 112 des
in der 1 gezeigten GPS-Empfängers 100. Das Back-End
des GPS-Empfängers 200 der 2 hat
ebenfalls einen ADC 214, einen Korrelator 216 und
einen Prozessor 218 jeweils entsprechend dem ADC 214,
den Korrelator 116 und optional einen Prozessor 218,
wie in 1 gezeigt.
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Zusätzlich zu
den vorstehend genannten Komponenten ist der GPS-Empfänger 200 dadurch
verbessert, dass die Funkvorstufe stark interferierende Signale
detektieren kann und diese Information zu dem Funk-Back-End hindurchlassen
kann. Insoweit ist eine weitere Schaltung, die als Überlastdetektor 211 bezeichnet
wird, an die Mischstufe 208 angeschlossen oder in dieser
integriert und stellt ein elektronisches Signal 40 bereit,
das im Nachfolgenden als Überlastsignal
bezeichnet wird. Das Überlastsignal 40 wird
dann zu dem Funk-Back-End geroutet. Bei der vorliegenden Ausführungsform
der Erfindung, wie in 2 gezeigt, nimmt eine weitere
Schaltung in dem Funk-Back-End, die als Datenmodifizierer 215 bezeichnet
wird, an einem Steuereingang 291 das Überlastsignal 40 an.
Der Datenmodifizierer 215 ist zwischen den ADC 214 und
den Korrelator 216 geschaltet und empfängt an seinem Dateneingang 290 den
Ausgang des ADC 214.
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Genauer
gesagt, wird das Überlastsignal 40 von
einem Punkt in der Kette der Schaltungen, welche das Funksignal
bearbeiten, abgeleitet (d.h. der Funkvorstufe), welches anzeigt,
dass ein großes
Signal vorhanden ist, und die Überlast
einen solchen Pegel hat, dass das GPS-Signal am Ausgang des ADC 214 verfälscht wird,
wodurch verhindert wird, dass das System zu diesem Zeitpunkt vom
Korrelator 216 nützliche
Information erhält.
Dieses Signal ist so gezeigt, dass es von der Mischstufe 208 in
einer Überlastdetektorschaltung 211 abgeleitet
wird, aber es könnte
auch an irgendeinem der Vorstufenfunkblöcke abgeleitet werden, wo es
möglich
ist, den Pegel des empfangenen Signals zu unterscheiden. beispielsweise
kann das Überlastsignal 40 von
dem LNA 204 als eine Funktion der Linearität der Operation
des LNA 204 abgeleitet werden. Vorzugsweise ist der Überlastdetektor 211 in
die Mischstufe 208 oder in irgendeine andere der Funkvorstufenschaltungen
integriert. Der Überlastdetektor 211 ist
jedoch hier als ein separater Block gezeigt, um seine Funktion zu erörtern und
sein Vorhandensein in der Funkvorstufe hervorzuheben.
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Der
Datenmodifizierer 215 dient dazu, den Ausgang des ADC 214 selektiv
durch ein digitales Bitmuster zu substituieren, dass so aufgebaut
ist, dass es verhindert, dass der Korrelator 216 Rauschen
akkumuliert, wenn das GPS-Signal verfälscht ist. Die einfachste Sequenz
an Bitwerten, welche dies bewirkt, ist eine alternierende Reihe
von +1- und –1-Werten,
obwohl andere Muster möglich
sind. Die Werte von +1 und –1
werden häufig
an den digi talen Ausgang als Logisch-1 und Logisch-0 repräsentiert,
obwohl wiederum andere Repräsentationen
möglich
sind, welche denselben Zweck erfüllen.
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Der
Austauschdatenstrom hat die gewünschte
Eigenschaft, dass wenn er für
eine Zeitdauer von vielen Datenbits akkumuliert wird, der Mittelwert
im Wesentlichen schnell gegen 0 tendiert, mit einer Nullwert-Standardabweichung,
während
der beliebige Datenstrom, der normalerweise in den Überlastbedingungen
vorhanden ist, gegen Null tendiert, aber mit einer Standardabweichung
proportional zur Quadratwurzel der Anzahl der akkumulierten Bits.
Dies führt
zu einer Rauschakkumulation in dem Korrelator, der für die Dauer
der Überlast aufhört, so dass
das gewünschte
Verhältnis
Signal-zu-Rauschen nicht in Folge der Überlastbedingungen sinkt.
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Anzumerken
ist, dass der digitale Datenstrom häufig bearbeitet wird, bevor
er vom Korrelator verwendet wird, beispielsweise durch Multiplizieren
mit dem Ausgang eines numerisch gesteuerten digitalen Oszillators,
um die Zwischenfrequenz durch eine Abwärtskonversion auf das Basisband
zu entfernen. Diese Art von Verarbeitung ändert nicht die statistischen
Eigenschaften des Datenstroms bezüglich der Akkumulation von Rauschen.
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Das Überlastsignal 40 könnte in
einen Steuereingang des Korrelatorblocks direkt überführt werden, um eine andere
Ausführungsform
der Erfindung zu schaffen, bei der der Korrelator 216 an
einem Dateneingang direkt den Ausgang des ADC 214 annimmt.
In einem solchen Fall bestünde
keine Notwendigkeit für
eine explizite Datenmodifizierschaltung 215, da die Funktion
des Datenmodifizierers 215 in dem Korrelator 216 integriert
wäre. Eine
derartige Ausführungsform
wäre jedoch
nicht praktisch, da es häufig
der Fall ist, dass die Funkschaltungen und die Korrelatorschaltungen
als separate integrierte Schaltungen gebaut sind, wodurch es schwierig
oder unmöglich
ist, ein Überlastsignal
an den Korrelator zu koppeln.
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3 zeigt
eine typische Ausführungsform
des Überlastdetektors 211.
Unter der Annahme eines Differentialsignalpfades von der Mischstufe 208 wird
der Pegel des Funksignals 30 durch die Wirkung eines Differentialpaares
bipolarer Übertragungstransistoren
Q1 und Q2 spitzendetektiert, wobei jeder BJT einen Basisanschluss
b1 bzw. b2 hat. Die Basisanschlüsse
b1 und b2 dienen als die Differentialeingänge für den Überlastdetektor 211,
der von der Mischstufe 208 ein Differentialsignal Vin empfängt. Der Überlastdetektor
hat ferner einen Widerstand R3 und einen Kondensator C, der parallel
zwischen einen gemeinsamen Emitterknoten 60 und eine Masse-(GND)-Spannungsschiene
geschaltet ist. Ferner ist der Kollektor jedes BJT Q1 und Q2 über die
Transistoren R1 bzw. R2 an eine Energieversorgungsschiene Vcc angeschlossen.
Schließlich
ist der Emitterknoten 60 an einen Komparator 70 angeschlossen,
wobei der Komparator auch einen zweiten Eingang hat, der an eine
Spannungsreferenz VREF angeschlossen ist und einen Ausgang hat,
von welchem das Überlastsignal 40 abgegriffen
werden kann.
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Der Überlastdetektor 211 ist
in der Tat eine Basisausführungsform
einer "Hüllkurvendetektor"-Schaltung. Eine
derartige Schaltung arbeitet unter Verwendung einer nicht-linearen
Operation mit großem
Signalausschlag, so dass eine Analyse von einem kleinen Signal,
die typischer Weise bei analogem Schaltungsdesign verwendet wird,
ihre Funktionsweise nicht genau erläutert. Die Schaltungstopologie
kann wie folgt aufgebaut sein. Die Basisfunktionsweise des Überlastdetektors 211 ist
es, der Hüllkurve
eines amplitudenmodulierten Signals Vin zu folgen, den Träger zu entfernen
und einen Ausgang, das Überlastsignal 40 – proportional zur
Amplitude des Funksignals 30 zu erzeugen.
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Der
einfachste Hüllkurvendetektor
(nicht gezeigt) ist eine Reihendiode, die einen Kondensator parallel zu
einem Widerstand, speist. Der Kondensator lädt über die Diode bei den Signalspitzen
und entlädt
(langsam mit Bezug zu der Trägerperiode,
schnell mit Bezug zur Modulationsperiode) über den Widerstand. Diese einfache
Schaltung hat eine sehr niedrige, nicht-linear Eingangsimpedanz
(im Wesentlichen Null bei den Ladespitzen, unendlich zu den anderen
Zeiten), so dass die Diode durch einen Transistor ersetzt ist. Wenn
der Eingang ansteigt, schaltet der Transistor ein und lädt den Kondensator
durch die Versorgungsleitung, wenn er dann fällt, schaltet der Transistor
ab, lässt
den Kondensator mit der Spitzenspannung (minus dem VBE-Abfall, einem
permanenten Versatz). Die Eingangsimpedanz ist somit höher, jedoch
immer noch nicht linear.
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Die
Transistorversion arbeitet jedoch nur bei einer Polaritätsspitze,
so dass durch einen Differentialeingang, beide, die positiven und
negativen Signalspitzen, verwendet werden können, was den Vorteil hat,
dass die Trägerwelligkeitsfrequenz
verdoppelt wird, wodurch die Wahl der RC-Zeitkonstante etwas leichter
wird. Der Widerstandswert R muss unter Berücksichtigung der Gleichstrom-Vorspannungsbedingungen
sowie auch der RC-Zeitkonstante gewählt werden.
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Eine
praktische Schaltung ist komplexer, da die Gleichstromvariationen
infolge der Verarbeitungsvariation, Temperatur und Speisespannung
alle eine Kompensation sowie auch Schaltungen zum Vorspannen der Schaltung
benötigen,
um mit Signalpegeln zu arbeiten, die verglichen mit dem VBE-Abfall
klein sind.
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Während des
Normalbetriebs, das heißt,
bei einem Betrieb mit kleinem Signal der Funkvorstufe empfängt der Überlastdetektor 211 den
Differentialeingang Vin von der Mischstufe 208. Die Spannung
an dem Emitterknoten 60 VE bleibt auf einer Nennspannung,
stellt sicher, dass beide BJTs in ihrem Aktivmodus arbeiten, d.h.,
dass sie eingeschaltet sind. Wenn die Nennspannung mit der Referenzspannung
VREF verglichen wird, repräsentiert
das abgeleitete Überlastsignal 40 eine
Nennbedingung, bei der die Funkvorstufe nicht überlastet ist.
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Während eines
Betriebs mit großem
Signal, d.h. einem Überlastbetrieb,
bewirkt der Differentialeingang Vin, der von der Mischstufe 208 empfangen
wird, jedoch, dass die BJTs Q1 und Q2 in Abhängigkeit von der Phase des
Signals zu jedem gegebenen Zeitpunkt ein- und ausschalten. Der große Eingangssignalausschlag
bewirkt, dass die augenblickliche Basisspannung zu irgendeinem gegebenen
Moment sehr groß ist
und ihrerseits den Anstieg der Spannung VE des gemeinsamen Emitterknotens 60 erzwingt,
so dass die Basis-Emitter-Spannung
ungefähr
gleich der 0,7-Volt-Schwellwertspannung bleibt, die den Basis-Emitter-PN-Übergang
des BJT eigen ist. Wenn VE einmal in Relation zu VREF signifikant
ansteigt, schaltet der Komparator das Überlastsignal 40,
damit dieses anzeigt, dass die Funkvorstufe durch eine starke Übertragung innerhalb
desselben Übertragungsbandes
oder innerhalb eines benachbarten Signalbandes überlastet ist.
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4 zeigt
eine spezifische Ausführungsform
des Datenmodifizierers 215. Der Steuereingang 291 des
Datenmodifizierers ist so geschaltet, dass er von der Funkvorstufe
das Überlastsignal
empfängt.
Bei dieser Ausführungsform
ist das Überlastsignal 40 das
Steuersignal für
einen 2:1-Multiplexer (MUX) 83. Das Überlastsignal 40 kann
in Abhängigkeit
von dem gewählten
Design, das von dem Fachmann ohne unnötiges Experimentieren gewählt sein
kann, aktiv hoch oder aktiv niedrig sein. Der MUX 83 hat
zwei andere Eingänge
A0 und B0, von denen einer momentan selektiv an den Ausgang Z0 des
MUX 83 gekoppelt ist. Der Eingang A0 ist mit dem Dateneingang 290 des
Datenmodifizierers verbunden, der extern so geschaltet ist, dass
er den Ausgang des ADC 214 empfängt. Der Ausgang Z0 des MUX 83 ist
auch der Ausgang des Datenmodifizierers 215. Wie in der 4 gezeigt,
ist der digitale Ausgang (Bitstrom) vom ADC 214 an den
Eingang A0 angeschlossen. Der digitale Ausgang des ADC 215 ist
an den Ausgang des Datenmodifizierers 215 über den
MUX 83 gekoppelt, wenn die Funkvorstufe keine Überlastbedingungen
erfährt.
Wenn jedoch die Funkvorstufe Überlastbedingungen
erfährt,
wird das Überlastsignal 40 in
den aktiven Zustand getrieben, um diese Tatsache anzuzeigen, und der
MUX 83 wird B0 an seinen Ausgang Z0 koppeln. Mit B0 ist
ein Überlastmustergenerator 80 verbunden.
Bei dieser Ausführungsform
liefert der Überlastmustergenerator 80 eine
alternierende Reihe von logischen 1-en und 0-en. Dieses Muster wird
durch Koppeln des invertierenden Ausgangs QN eines D-Haltekreises 85 an
seinen Eingangsanschluss D unter Verwendung des nicht-invertierenden
Ausgangs Q als der Quelle des Überlastmusters
erzeugt, das an den Eingang 130 des MUX 83 angeschlossen
wird. Weiterhin alterniert das Muster gemäß einem digitalen Taktsignal
CLK, welches die Zeitabstimmung für die digitalen Schaltungen
in dem Funk-Back-End bereitstellt.
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Der
vorstehend beschriebene Überlastdetektor 211 ist
nur eine Ausführungsform
einer Signaldetektiereinrichtung, die gemäß den Aspekten der Erfindung
zu verwenden ist. Andere gut bekannte Signaldetektiereinrichtungen
könnten
ebenfalls verwendet werden.
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Obwohl
die Abwärtskonversion
des empfangenen Funksignals von RF auf IF ein Merkmal war, das bei der
offenbarten Ausführungsform
verwendet wird, könnten
die Modifikationen des GPS-Empfängers
gemäß den Aspekten
der Erfindung in ähnlicher
Weise auch bei einem Funkempfänger
verwendet werden, der keine Abwärtskonversion
als Merkmal hat. Anders ausgedrückt,
die digitale Signalverarbeitung kann auch bei RF stattfinden; dies
würde jedoch
nicht die Funktion der offenbarten Erfindung beeinträchtigen,
wenn diese bei einem derartigen Funkempfänger angewandt wird.
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Die
vorgeschlagene Verbesserung hat den zusätzlichen Vorteil, dass sie
an Systeme basierend auf existierenden Korrelatoren und Prozessorvorrichtungen
angepasst werden kann, ohne dass deren Modifikation erforderlich
ist, um den gezeigten Systemvorteil zu erzielen.
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Das Überlastsignal 40 kann
auch als ein Eingang an anderen Schaltungsblöcken in dem Empfänger, wie
beispielsweise als automatischen Verstärkungsfaktor-Steuerschaltungen
verwendet werden, um die Schaltung dabei zu unterstützen, schnell
aus der Überlastbedingung
wieder zu entkommen.
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Die
Vorteile, die aus der vorliegenden Erfindung erzielt werden können, können wie
folgt bestimmt werden. Wenn der Einfachheit halber die Übertragungssequenz,
wie sie bei dem GSM verwendet angenommen wird, könnte trotzdem jedes Zeitteilungs-Duplex-
oder Zeitteilungs-Mehrfachzugangssystem durch Änderung der verschiedenen erörterten
Parameter substituiert werden.
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Ein
gemeinsam angeordneter Sender wird für eine Burst-Periode entsprechend
einem oder mehrerer Schlitze in einem Rahmen einer vorab gesetzten
Anzahl von Schlitzen, 8 im Fall von GSM, eingeschaltet. Die GSM-Verstärkung, die
als GPRS bekannt ist, erlaubt, dass der Sender für zwei oder vier Schlitze anstatt
von dem einen Schlitz, der normalerweise für die Stimme verwendet wird,
eingeschaltet wird. Der am selben Ort befindliche Sender ist daher
für einen
Zeitanteil eingeschaltet, der von 1/8 bis 1/2 in Abhängigkeit
von dem Betriebsmodus, variiert. Der Zeitanteil, den der Sender
eingeschaltet ist, wird als f definiert, wobei f von 0 bis 1,0 variiert,
typischer Weise in den vorstehend erörterten GSM/GPRS-Situationen gleich
0,125 bis 0,5 ist.
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Für GPS-Empfänger ohne
die Verbesserungen, die durch die Aspekte der Erfindung bereitgestellt
werden, ist die GPS-Systemleistung um 20 log (1-f) dB geändert. Alternativ ändert sich
für GPS-Empfänger, die durch
die Verbesserungen, welche durch die Aspekte der Erfindung bereitgestellt
werden, profitieren, die Systemleistung nur um 10 log (1-f) dB.
Diese Werte sind im Folgenden für
Beispielwerte von f tabellenförmig
aufgeführt.
| Systemänderung
der Leistung (dB) |
| F | Normal-System | Verbessertes
System |
| 0 | 0,0 | 0,0 |
| 0,125 | –1,2 | –0,6 |
| 0,25 | –2,5 | –1,2 |
| 0,375 | –4,1 | –2,0 |
| 0,5 | –6,0 | –3,0 |
| 0,625 | –8,5 | –4,3 |
| 0,875 | –18,1 | –9,0 |
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Dies
zeigt, dass selbst ein Einzelschlitzsystem einen Nutzen von 0,6
dB haben wird, und wenn GPRS-Systeme üblicher werden, wird ein Vorteil
von 3 dB häufig
auftreten.
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Die
Beschreibung dient lediglich zur Illustrierung der Anwendung der
Prinzipien der Erfindung. Andere Anordnungen und Methoden können vom
Fachmann ohne Abweichen von dem Umfang der vorliegenden Erfindung,
wie in den Patentansprüchen
definiert, implementiert werden.