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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung ist im allgemeinen auf Spannungswandler gerichtet,
und insbesondere auf eine Systemebenenlösung zum Überwinden von Parallelisierungsproblemen
mit synchronen Gleichrichtermodulen.
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VERWANDTE
ANMELDUNGEN
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Diese
Patentanmeldung beansprucht den Nutzen der mitanhängigen vorher
eingereichten provisorischen Patentanmeldung der Vereinigten Staaten
mit der Seriennummer 60/178,683, die am 28. Januar 2000 eingereicht
wurde.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Die
Topologieauswahl für
die nächste
Generation von On-Board DC/DC Wandlern wird hauptsächlich durch
die Notwendigkeit getrieben eine hohe Leistungsdichte zu haben.
Um eine hohe Leistungsdichte zu erreichen, muss die Effizienz von On-Board
DC/DC Modulen maximiert werden. In Anwendungen, in denen große Abwärtsschrittverhältnisse,
wie 48 V zu 5 V, 3,3 V, 2,2 V gefordert sind, dominieren Sekundärgleichrichterverluste.
Um dies Verluste zu vermindern kann eine synchrone Gleichrichtung
verwendet werden. Synchrone Gleichrichtung hat eine große Popolarität in den
letzten zehn Jahren erhalten, da Niederspannungshalbleitervorrichtungen
Fortschritte gemacht haben, um diese zu einer durchführbaren
Technologie zu machen, wie in den folgenden Referenzen beschrieben
ist: Tabisz, W., Lee, F. C., Chen, D. "A MOSFET Resonant Synchronous Rectifier
for High Frequency DC/DC Converters", IEEE PESC 1990 Proceedings, pp. 769–779; Jitaru,
I. D., "Constant
Frequency, Forward Converter with Resonant Transitions", HFPC 91 Proceedings,
pp. 282–292;
Cobos, J. A., et al. "Several alternatives
for low output voltage on board converters", IEEE APEC 98 Proceedings, pp. 163–169; Bowman,
W., Niemela, V. A., "Self-synchronized
drive circuit for a synchronous rectifier in a clamped-mode power
converter", U.S.
Patent 5,590,032, Dec. 31, 1996; Loftus, Jr. T. P., "Zero-voltage switching
power converter with lossless synchronous rectifier gate drive", U.S. Patent 5,274,543,
Dec. 28, 1993; Rozman, A. F., "Low
loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power
converters", U.S.
Patent 5,625,541, Apr. 29, 1997; Murakami, N., et al., "A highly efficient,
low-profile 300 W power pack for telecommunications systems", IEEE APEC 1994
Proceedings, pp. 786–792;
Yamashita, N., Marakami, N., and Yachi, T., "A compact, highly efficient 50 W on board
power supply module for telecommunications systems", IEEE APEC 1995
Proceedings, pp. 297–302;
Djekic, O., Brkovic, M., "Synchronous
rectifier vs. shottky diodes is a buck topology for low voltage
applications". IEEE
PESC 1997 Proceedings, pp. 1374–1380;
Nakayashiki, et al., "High
Efficiency Switching Power Supply Unit with Synchronous Rectifier", IEEE INTELEC 1998
Proceedings, pp. 398–403;
Kohama, T., et al., "Analysis
of Abnormal Phenomena Caused by Synchronous Rectifiers in a Paralleled
Converter System",
IEEE INTELEC 1998 Proceedings, pp. 404–411; Cobos, J. A. et al., "New driving scheme
for self driven synchronous rectifiers", IEEE APEC 1998 Proceedings, pp. 840–846; Svardsjo,
C., "Double ended
isolated DC-DC converter",
U.S. Patent 5,907,481, May 25, 1999; Cobos, J., et al., "New Driving Scheme
for Self Driven Synchronous Rectifiers", IEEE APEC 1999 Proceedings, pp. 840–846.
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Synchrone
Gleichrichtung fügt
eine neue Ebene einer Komplexität
zu der Implementierung von DC/DC Wandlern hinzu. Als erstes müssen synchrone
Gleichrichter mit einer genauen Zeiteinstellung ein- und ausgeschaltet
werden. Als zweites ist der Betrieb von Gleichrichterstufen, die
eine synchrone Gleichrichtung verwenden, nicht auf einen einzelnen Quadranten
begrenzt, was die Systemlösung
verkompliziert, wenn mehr als ein Modul zum Betreiben in einer parallelen
oder redundanten Konfiguration erforderlich ist. Die Möglichkeit
zwei oder mehr Module in einer parallelen Konfiguration zu haben
wird wichtiger, da logische Spannungen sich fortlaufend vermindern
und Stromerfordernisse sich fortlaufend erhöhen. Daher wird die Möglichkeit
Module parallel zu konfigurieren eine Notwendigkeit.
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Wenn
typische Synchrongleichrichtermodule in einer parallelen Konfiguration
angeordnet werden, wird ein oder mehrere der Module zu einer Stromsenke
anstelle einer Quelle, was einen Fehler in der Systemausgangsbusspannung
hervorruft. Die Probleme, denen man begegnet, wenn man versucht
Module zu parallelisieren, die eine synchrone Gleichrichtung verwenden
werden gut verstanden, wie in der folgenden Referenz beschrieben
ist: Kohama. T., et. al., Analysis of Abnormal Phenomena Caused
by Synchronous Rectifiers in a Paralleled Converter System", IEEE INTELEC 1998
Proceedings, pp. 404–411.
Obwohl das Problem gut verstanden wird ist eine einfache Lösung augenscheinlich
nicht verfügbar.
Es ist nicht ausreichend die Fehlerbedingung während einem normalen oder stationären Zustandsbetrieb
zu vermeiden. Die Fehlerbedingung muss auch während Start- und Herunterfahrbedingungen vermieden
werden.
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Ein
Schaltkreis eines Transistors, der mit einem Totempfahl (totempole)
zum Treiben eines Schaltelementes mit einer kleinen Anzahl von Teilen verbunden
ist, ist durch
JP 10243647 offenbart.
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Ein
anderer bekannter Treiberschaltkreis für einen Wandler ist durch
US 5,742,491 offenbart.
Er umfasst einen Modulationsschaltkreis, einen Modifizierungsschaltkreis
und einen Übermittlungsschaltkreis,
um eine variable nicht-Stromveränderung
in dem Zustand des Wechselrichters und synchronen Gleichrichters
des Wandlers gemäß der Funktion
der Betriebsbedingung zu erlauben.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine einfache Lösung zum Parallelisieren von
Modulen mit einer synchronen Gleichrichtung bereit. Die vorliegende
Lösung
verwendet den Vorteil der selbstkorrigierenden Eigenschaften der
ausgewählten
Systemlösung.
Diese Systemlösung
versucht nicht den Strom durch die synchronen Gleichrichter abzutasten
mit der Absicht die synchronen Gleichrichter unfähig zu machen, wenn dieser
Strom ermüdet,
um sich selbst entgegen zu wirken. Ein Unfähigmachen der synchronen Gleichrichter
unter dieser Bedingung verändert
das Systemverhalten beträchtlich,
da sowohl kontinuierliche und nicht kontinuierliche Leitungsmoden
eines Betriebs behandelt werden müssen. Diese zwei Moden weisen
eine Stabilität
auf. Ferner kann während
eines Schwachlastbetriebs ein derartiges System leicht zwischen
diesen zwei Betriebsmoden schwingen. Die vorgeschlagene Lösung vermeidet alle
diese Probleme einfacher und besser als eine gesamte Systemlösung. Die
vorliegende Erfindung ist anwendbar auf Push-Pull Typtopologien
und anderen Topologien, wie zwei-Schaltung vorwärts, konventionell vorwärts, (nicht
aktive Klemme), etc., solange die synchronen Gleichrichter selbst
getrieben sind.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein DC/DC Wandler bereitgestellt,
der umfasst: einen Leistungstransformator mit einer Primärwicklung,
einer ersten Sekundär-
und einer zweiten Sekundärwicklung,
wobei die erste und zweite Sekundärwicklung zusammen gekoppelt
sind; einen Signaltransformator mit einer Primärwicklung, einer ersten Sekundärwicklung
und einer zweiten Sekundärwicklung,
wobei die erste und zweite Sekundärwicklung zusammen gekoppelt
sind; eine erste und zweite Ausgangsklemme, wobei die zweite Ausgangsklemme
mit der Verbindung zwischen der ersten und zweiten Sekundärwicklung
des Signaltransformators gekoppelt ist; eine Ausgangsspule, die
zwischen die Verbindung zwischen der ersten und zweiten Sekundärwicklung
des Leistungstransformators und der ersten Ausgangsklemme gekoppelt
ist; einen Ausgangskondensator, der zwischen die erste und zweite
Ausgangsklemme gekoppelt ist; eine Vorspannungs-Spannungsklemme;
einen ersten Synchrongleichrichter, der zwischen die erste Sekundärwicklung
des Leistungstransformators und die zweite Ausgangsklemme gekoppelt
ist; einen ersten Schalter, der zwischen die Vorspannungs-Spannungsklemme
und eine Steuerung des ersten synchronen Gleichrichters gekoppelt
ist; einen zweiten Schalter, der zwischen die Steuerung des ersten
Synchrongleichrichters und die zweite Ausgangsklemme gekoppelt ist;
einen zweiten Synchronengleichrichter, der zwischen die zweite Sekundärwicklung
des Leistungstransformators und die zweite Ausgangsklemme gekoppelt
ist; einen dritten Schalter, der zwischen die Vorspannungs-Spannungsklemme
und eine Steuerung des zweiten Synchrongleichrichters gekoppelt
ist; einen vierten Schalter, der zwischen die Steuerung des zweiten
Synchrongleichrichters und die zweite Ausgangsklemme gekoppelt ist,
wobei die Steuerung des ersten Schalters mit der ersten Sekundärwicklung
des Leistungstransformators gekoppelt ist; die Steuerung des zweiten
Schalters mit der ersten Sekundärwicklung
des Signaltransformators gekoppelt ist; die Steuerung für den dritten
Schalter mit der zweiten Sekundärwicklung
des Leistungstransformators gekoppelt ist, und wobei die Steuerung
für den
vierten Schalter mit der zweiten Sekundärwicklung des Signaltransformators
gekoppelt ist.
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Andere
Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden dem Fachmann
bei Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung in Verbindung
mit den zugehörigen
Zeichnungen deutlich.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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Die
obigen und weitere Vorteile der Verbindung können besser verstanden werden
durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit
den dazugehörigen
Zeichnungen, in denen:
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1 ein
schematisches Diagramm eines Vollwellengleichrichters gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist;
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2 ein
schematisches Diagramm eines Voll-Brückenwandlers gemäß einer
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung ist;
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3 eine
graphische Darstellung der Wellenformen für den Voll-Brückenwandler
ist, der mit einem negativen Ausgangsspulenstrom arbeitet, gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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4 ein
schematisches Diagramm eines Anti-Rollback Schaltkreises für ein Modul
mit einer synchronen Gleichrichtung gemäß einer vorliegenden Erfindung
ist;
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5 ein
schematisches Diagramm eines Zeiteinstellschaltkreises ist, der
verwendet wird um einen synchronen Gleichrichterantrieb unmöglich zu machen,
wenn eine Zeiteinstellung für
den Freilaufzustand des Schaltkreises ausgeführt wird gemäß der vorliegenden
Erfindung; und
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6 eine
Darstellung eines 150 W DC/DC Modulstarts in eine Arbeitsspannung
mit keiner aktiven Stromteilung gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Während die
Durchführung
und Verwendung verschiedener Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung
unten im Detail diskutiert werden, sollte gewürdigt werden, dass die vorliegende
Erfindung viele anwendbare erfinderische Konzepte bereitstellt,
die in einer breiten Vielfalt von spezifischen Zusammenhängen verkörpert sein
können.
Die hierin diskutierten spezifischen Ausführungsformen sind nur auf spezifische
Weise darstellend, um die Erfindung durchzuführen und zu verwenden und nicht
um den Schutzumfang der Erfindung zu begrenzen. Die Diskussion hierin
bezieht sich auf logische integrierte Schaltkreise und insbesondere
auf ein neues vereinfachtes DC/DC Modul mit einer synchronen Gleichrichtung,
das parallelisiert mit anderen DC/DC Modulen sein kann. Als ein
Ergebnis vermeidet die vorliegende Erfindung Fehlerbedingungen während normalen,
stationären
Zustands-, Start- und Herunterfahrbedingungen. Zusätzlich ist
die vorliegende Erfindung insbesondere in tragbaren elektronischen
Vorrichtungen wie Computern, persönlichen Datenassistenten und
Kommunikationsvorrichtung nützlich.
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine einfache Lösung für ein Parallelisieren von Modulen
mit einer synchronen Gleichrichtung bereit. Die vorliegende Erfindung
nimmt Vorteile der selbstkorrigierenden Eigenschaften der ausgewählten Systemlösung auf. Diese
Lösung
versucht nicht den Strom durch die synchronen Gleichrichter zu fühlen mit
der Absicht die synchronen Gleichrichter zu schalten, wenn dieser
Strom versucht sich selbst entgegen zu laufen. Abschalten der synchronen
Gleichrichter unter dieser Bedingung verändert das Systemverhalten beträchtlich,
da wir es nun mit sowohl kontinuierlichen, als auch nicht kontinuierlichen
Leitungsmoden eines Betriebs zu tun haben. Diese zwei Moden weisen
eine Stabilität
auf. Ferner kann während
eines Schwachlastbetriebes ein derartiges System leicht zwischen diesen
beiden Betriebsmoden schwingen. Die vorgeschlagene Lösung vermeidet
all diese Probleme einfacher und besser über jede Systemlösung. Computersimulationen
und experimentelle Versuchsaufbauten sind verwendet worden, um dieses
Konzept zu verifizieren.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung zuerst mit Bezug auf hartgeschaltete Push-Pull
Typtopologien beschrieben wird, ist die vorliegende Erfindung auf andere
Topologien, wie eine zwei-Schalter
vorwärts, konventionelle
vorwärts,
(keine aktive Klemme), etc. anwendbar, solange die synchronen Gleichrichter selbst
getrieben sind. Viele unterschiedliche Antriebsschemen für die synchronen
Gleichrichter sind für
diese Typen von Topologien vorgeschlagen worden. Zum Beispiel wird
es gut erkannt, dass wenn eine hohe Effizienz gewünscht wird
ein äußeres Antriebsschema
die beste Lösung
bereitstellt. Ein derartiges äußeres Antriebsschema
wird beschrieben in Svardsjo, C., „double ended isolated DC/DC
converter", U.S.
Patent 5,907,481, May 25, 1999, die hierdurch durch Bezugnahme inkorporiert
wird. Dieser Typ von Antriebsschema stellt die korrekten Antriebimpulse
bereit, um sicher zu stellen, dass beide synchronen Gleichrichter
während
des vollständigen Freilaufzykluses
an sind. Um das sichere Parallelisieren von Modulen bereitzustellen,
muss das in U.S. Patent 5,907,481 vorgeschlagene Antriebsschema modifiziert
werden. U.S. Patent 5,907,481 stellt einen Schaltkreis bereit, wobei
die Zeiteinstellinformation vom Einschalten und Ausschalten von
synchronen Gleichrichtern durch den primären Schaltkreis über einen
Signaltransformator bereitgestellt wird. Die vorliegende Erfindung
verwendet ebenfalls ein Antriebsschema, bei dem die Ausschaltzeiteinstellung
durch den primären
Schaltkreis über
einen Signaltransformator bereitgestellt wird, aber anders als in
U.S. Patent 5,907,481, wird die Anschaltzeiteinstellung durch den
Leistungstransformator bereitgestellt.
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1 ist
ein schematisches Diagramm eines Vollwellengleichrichters 10 gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, die das oben beschriebene modifizierte
Antriebsschema verwendet. Der Vollwellengleichrichter 10 beinhaltet
einen Primärtransformator
Tx, einen Signaltransformator Tsx, Synchrongleichrichter SQ1 und
SQ2, Schalter SQ3, SQ4, SQ5 und SQ6, einen Signaltransformatorkondensator
Ctx, einen Ausgangskondensator Co und eine Ausgangsspule Lo. Der
Primärtransformator
Tx hat eine Primärwicklung
N1, und eine erste und eine zweite Sekundärwicklung Ns1 und Ns2. Die
ersten und zweiten Sekundärwicklungen
Ns1, Ns2 sind zusammen gekoppelt. Der Signaltransformator Tsx hat
eine Primärwicklung 16,
und eine erste und eine zweite Sekundärwicklung 17 und 18.
Die erste und zweite Sekundärwicklung 17, 18 sind
zusammen gekoppelt.
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Die
Ausgangspule Lo ist zwischen den Mittenabgriff (zwischen der ersten
und zweiten Sekundärwicklung
Ns1, Ns2) des Primärtransformators
Tx und eine erste Ausgangsklemme 12 gekoppelt. Der Ausgangskondensator
Co ist zwischen die erste Ausgangsklemme 12 und die zweite
Ausgangsklemme 14 gekoppelt. Die zweite Ausgangsklemme 14 ist ebenso
zwischen den Mittenabgriff (zwischen der ersten und zweiten Sekundärwicklung 17, 18)
des Signaltransformators Tsx gekoppelt. Die Spannung über der
ersten und zweiten Ausgangsklemme 12, 14 ist Vout.
Der erste Synchrongleichrichter SQ1 ist zwischen die erste Sekundärwicklung
Ns1 und die zweite Ausgangsklemme 14 gekoppelt. Ein Schalter
SQ4 ist zwischen die Primärvorspannungsspannung
Vcc und das Gatter des ersten Synchrongleichrichters SQ1 gekoppelt,
und ein Schalter SQ3 ist zwischen das Gatter des ersten Synchrongleichrichters
SQ1 und die zweite Ausgangsklemme 14 gekoppelt. Das Gatter
für Schalter
SQ4 ist zwischen die erste Sekundärwicklung Ns1 des Primärtransformators
Tx gekoppelt. Das Gatter für
Schalter SQ3 ist zwischen die erste Sekundärwicklung 17 von Signaltransformator Tsx
gekoppelt.
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Der
zweite Synchrongleichrichter SQ2 ist zwischen die zweite Sekundärwicklung
Ns2 und die zweite Ausgangsklemme 14 gekoppelt. Schalter
SQ6 ist zwischen die Primärvorspannungsspannung
Vcc und das Gatter des zweiten Synchrongleichrichters SQ2 gekoppelt,
und Schalter SQ5 ist zwischen das Gatter des zweiten Synchrongleichrichters
SQ2 und die zweite Ausgangsklemme 14 gekoppelt. Das Gatter
für Schalter
SQ6 ist mit der zweiten Sekundärwicklung
Ns2 des Primärtransformators
Tx gekoppelt. Das Gatter für
Schalter SQ5 ist mit der zweiten Sekundärwicklung 18 von Signaltransformator
Tsx gekoppelt.
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Die
Primärwicklung 16 des
Signaltransformators Tsx hat eine erste Klemme und eine zweite Klemme
(die Hochspannungsklemme ist durch den Punkt angezeigt). Der Signaltransformatorkondensator
Ctx ist zwischen einem Treiber A und die erste Klemme der Primärwicklung 16 des
Signaltransformators Tsx gekoppelt. Die zweite Klemme der Primärwicklung 16 des
Signaltransformators Tsx ist mit einem Treiber B gekoppelt. Wie
hierin verwendet, werden die Gatter der Schalter und synchronen Gleichrichter
auch als Steuerungen bezeichnet. Zusätzlich sind Schalter SQ3 und
SQ4 bezeichnet als der erste Steuerungsschaltkreis und Schalter
SQ5 und SQ6 sind bezeichnet als der zweite Steuerungsschaltkreis.
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Wie
zuvor erwähnt
wird die Ausschaltzeiteinstellung der synchronen Gleichrichter SQ1
und SQ2 von dem Signal bestimmt, das von dem primär durch den
Signaltransformator Tsx kommt, und die Anschaltzeiteinstellung wird
bestimmt von einer durch den Leistungstransformator Tx erzeugten
Spannung. Die vorliegende Erfindung stellt einen selbstkorrigierenden
Mechanismus bereit, der verhindert, dass sich ein Strom in die entgegengesetzte
Richtung aufbaut.
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Der
Betrieb des Schaltkreises 10 unter dieser Bedingung ist
wie folgt: da der Strom durch die Ausgangsspule Lo abfällt und
negativ wird, verändert der
Strom durch die aktiven Schalter auch die Polarität und fließt nun durch
seine antiparallele Diode. Daher passiert nichts, da ein Strom in
der anti-parallel Diode der Schalter ist und positive Volt·Sekunden
an die Ausgangsklemme Lo angelegt werden, wenn der Primärantrieb
versucht die Primärschalter
auszuschalten. Die Primärschalter
werden nicht ausschalten, solange ihre anti-parallel Diode natürlicherweise auskommutiert
ist. Diese anti-parallel Diode wird schließlich ausgeschaltet, wenn die
Summe des reflektierten Ladestroms und des Magnetisierungsstroms
gleich Null oder leicht positiv ist. Da der zweite Synchrongleichrichter
SQ2 nicht einschaltet, solange die Transformatorspannung zu Null
verschwindet, entwickelt sich eine Konfliktbedingung. Dieser selbstkorrigierende
Mechanismus arbeitet für
Push-Pull Typtopologien, da das Ausschalten der Primärschalter
nicht das Ausschalten der Synchrongleichrichter SQ1, SQ2 bestimmt.
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Bezugnehmend
nun auf 2 ist ein schematisches Diagramm
eines Voll-Brückenwandlers 20 gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung gezeigt. Der Voll-Brückenwandler 20 beinhaltet
einen Primärtransformator
Tx, einen Signaltransformator Tsx, Primärschalter Q1, Q2, Q3 und Q4, Synchrongleichrichter
SQ1 und SQ2, Schalter SQ3, SQ4, SQ5 und SQ6, einen Eingangskondensator Cin,
einen Signaltransformatorkondensator Ctx, einen Ausgangskondensator
Co, eine Ausgangsspule Lo, einen Pulsbreitenmodulator („PWM") Schaltkreis 22 und
einen Zeiteinstellschaltkreis 24.
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Der
Primärtransformator
Tx hat eine Primärwicklung
N1 und eine erste und eine zweite Sekundärwicklung Ns1 und Ns2. Die
erste und zweite Sekundärwicklung
Ns1, Ns2 sind miteinander gekoppelt. Der Signaltransformator Tsx
hat eine Primärwicklung 31 und
eine erste und eine zweite Sekundärwicklung 32 und 33.
Die erste und zweite Sekundärwicklung 32, 33 sind
zusammen gekoppelt.
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Der
Wandler 20 empfängt
eine Gleichspannungsleistung von einer Gleichspannungsquelle Vdc über eine
erste Eingangsklemme 26 und eine zweite Eingangsklemme 28.
Eingangskondensator Cin ist zwischen die erste und zweite Eingangsklemme 26, 28 gekoppelt.
Ein Primärschalter
Q4 ist zwischen die erste Eingangsklemme 28 und eine erste
Klemme der Primärwicklung
N1 des Primärtransformators
Tx gekoppelt. Ein Primärschalter
Q2 ist zwischen die erste Klemme der Primärwicklung N1 des Primärtransformators
Tx und die zweite Eingangsklemme 28 gekoppelt. Primärschalter
Q3 ist zwischen die erste Eingangsklemme 28 und eine zweite
Klemme der Primärwicklung
N1 des Primärtransformators
Tx gekoppelt. Primärschalter
Q1 ist zwischen die erste Klemme der Primärwicklung N1 des Primärtransformators
Tx und die zweite Eingangsklemme 28 gekoppelt. Die Gatter
der Primärschalter
Q2 und Q3 sind mit einer ersten Verbindung des Zeiteinstellschaltkreises 24 gekoppelt.
Die Gatter der Primärschalter
Q1 und Q4 sind mit einer zweiten Verbindung des Zeiteinstellschalters 24 gekoppelt.
Der Zeiteinstellschaltkreis 24 ist mit dem PWM 22 über Treiber
A und Treiber B gekoppelt. Die Primärwicklung 30 des Signaltransformators
Tsx hat eine erste Klemme und eine zweite Klemme (die Hochspannungsklemme
ist durch den Punkt angezeigt). Der Signaltransformatorkondensator
Ctx ist zwischen eine dritte Verbindung des Zeiteinstellschaltkreises 24 und
die erste Klemme der Primärwicklung 30 des
Signaltransformators Tsx gekoppelt. Die zweite Klemme der Primärwicklung 30 des
Signaltransformators Tsx ist mit einer vierten Verbindung des Zeiteinstellschaltkreises 24 gekoppelt.
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Die
Ausgangsspule Lo ist zwischen den Mittenabgriff (zwischen der ersten
und zweiten Sekundärwicklung
Ns1, Ns2) des Primärtransformators
Tx und eine erste Ausgangsklemme 34 gekoppelt. Der Ausgangskondensator
Co ist zwischen die erste Ausgangsklemme 34 und die zweite
Ausgangsklemme 36 gekoppelt. Die zweite Ausgangsklemme 36 ist ebenso
zwischen den Mittenabgriff (zwischen die erste und zweite Sekundärwicklung 31, 32)
des Signaltransformators Tsx gekoppelt. Die Spannung über die
erste und zweite Ausgangsklemme 34, 36 ist Vout.
Der erste Synchrongleichrichter SQ1 ist zwischen die erste Sekundärwicklung
Ns1 und die zweite Ausgangsklemme 36 gekoppelt. Schalter
SQ4 ist zwischen die Primärvorspannungsspannung
Vcc und das Gatter des ersten Synchrongleichrichters SQ1 gekoppelt,
und Schalter SQ3 ist zwischen das Gatter des ersten Synchrongleichrichters
SQ1 und die zweite Ausgangsklemme 36 gekoppelt. Das Gatter
für Schalter
SQ4 ist mit der ersten Sekundärwicklung Ns1
des Primärtransformators
Tx gekoppelt. Das Gatter für
Schalter SQ3 ist mit der ersten Sekundärwicklung 31 von Signaltransformator
Tsx gekoppelt.
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Der
zweite Synchrongleichrichter SQ2 ist zwischen die zweite Sekundärwicklung
Ns2 und die zweite Ausgangsklemme 36 gekoppelt. Schalter
SQ6 ist zwischen die Primärvorspannungsspannung
Vcc und das Gatter des ersten Synchrongleichrichters SQ2 gekoppelt
und Schalter SQ5 ist zwischen das Gatter des zweiten Synchrongleichrichters
SQ2 und die zweite Ausgangsklemme 36 gekoppelt. Das Gatter
für Schalter
SQ6 ist an die zweite Sekundärwicklung
Ns2 des Primärtransformators
Tx gekoppelt. Das Gatter für
Schalter SQ5 ist mit der zweiten Sekundärwicklung 32 von Signaltransformator
Tsx gekoppelt.
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Bezugnehmend
nun auf 3 ist eine graphische Darstellung
der relevanten Wellenformen für den
Voll-Brückenwandlerbetrieb
mit einem negativen Ausgangsspulenstrom gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung gezeigt. Diese Betriebsbedingung könnte sich
mit zwei oder mehreren parallelen Modulen entwickeln, bei denen
ein sehr loses Stromteilschema verwendet wird, oder während des
Anschaltens eines Moduls, während
einzweites Modul schon an ist (Modulstart in eine Arbeitsspannung,
heißes
Einschalten). Für
Implementierungen, in denen der äußere Antriebsschaltkreis
sowohl die Anschalt- als auch die Ausschaltzeiten der synchronen
Gleichrichter definiert, leiten sie sobald die Primärschalter
ausschalten, um dem Spulenstrom zu erlauben sich in negative Richtung
aufzubauen. Schließlich
wächst
der Spulenstrom in der negativen Richtung auf eine derartige Größe, dass
das Modul fehlerhaft wird. Selbst wenn das Modul nicht fehlerhaft
wird ist dies aus einer Systemsicht kein wünschenswerter Betriebsmodus.
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Das
modifizierte Antriebsschema der vorliegenden Erfindung stellt einen
selbstkorrigierenden Mechanismus bereit, solange die PWM Steuerung aktiv
ist. Daher muss die PWM unter normalen Bedingungen aktiv bleiben.
In Systemen mit parallelen Modulen bewirken typische Einstellpunktfehlanpassungen,
dass ein oder mehrere Module ausschalten. Die Module mit dem höchsten Bezug
(Einstellpunkt) werden die Systemspannung bestimmen, und bewirken, dass
die verbleibenden Module herunterfahren. „Anti-Rollback Schaltkreise" können verwendet
werden um diese Bedingung zu vermeiden. Es bestehen viele verschiedene
Schaltkreise, die vorgeschlagen wurden, um dieses Problem zu lösen. Gewöhnlicherweise
erfordern solche Schaltkreise einen zweiten Bezug und/oder andere
komplexe Schaltkreise, um zu vermeiden, dass die Leistungsstufe
unter dieser Bedingung ausschaltet. In synchronen gleichgerichteten
Typmodulen nimmt die vorliegende Erfindung Vorteil von der Tatsache,
dass diese Module immer in einen kontinuierlichen Leitungsmodus
arbeiten, und wenn eine Eingangsspannung vorwärts gekoppelt implementiert
ist, dann verhält
sich das Signal in dem Komparator einer PWM gut und weist keine
großen Abweichungen
auf. Daher kann ein einfacher Anti-Rollback Schaltkreis durch Anwenden
dieses Spannungssignals erhalten werden. Zum Beispiel kann in eine
Anwendung, die eine Isolation erfordert und ein Optokoppler zum Übertragen
der Rückkopplungsinformation
von dem zweiten Schaltkreis auf den ersten verwendet, der Anti-Rollback
Schaltkreis wie in 4 implementiert werden.
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4 ist
ein schematisches Diagramm eines Anti-Rollback Schaltkreises 40 für ein Modul
mit einer Synchrongleichrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Der Anti-Rollback Schaltkreis 40 beinhaltet einen Optokoppler
U1 und ist verbunden zwischen eine Vorspannungs-Spannungsquelle
Vcc und Erde. Der Anti-Rollback Schaltkreis 40 ist auch
verbunden mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers 44 und eines
Komparators 42 einer PWM 22. Der Anti-Rollback
Schaltkreis beinhaltet ebenfalls verschiedene Vorspannungswiderstände R1,
R2, R3 und R4, und Kondensatoren C1, C2 und C3. Widerstand R1 ist
in Reihe mit der Ausgangsstufe des Optokopplers U1 verbunden, um
die Minimalimpedanz zu begrenzen, die ein gebundenes Signal in den
PWM Komparator 42 bereitstellt. Der parallel zu R1 hinzugefügte Kompensator
C1 wird benötigt,
um die hohe Frequenzleistungsfähigkeit
des Wandlers aufrecht zu erhalten. Diese einfache Modifikation bewahrt
das Modul vor einem Herunterfahren, selbst wenn die Hauptrückkopplungsschleife
dem Wandler mitteilt zurückfalten,
weil die Ausgangsspannung zu hoch ist.
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Wenn
ein modifiziertes Antriebsschema für einen Push-Pull Wandler in
Verbindung mit einem Anti-Rollback Schalt kreis verwendet wird kann
eine umgekehrte Strominduktion durch die Synchrongleichrichter für jede Bedingung
vermieden werden in der die PWM Steuerung arbeitet. Die vorliegende
Erfindung wird daher eine umgekehrte Stromleitung durch die Synchrongleichrichter
während
eines normalen Betriebes und während
Starttypbedingungen verhindern. Diese Kombination wird jedoch nicht
das Problem während
eines Herunterfahrens lösen, wenn
etwa eines der Module ausgeschaltet werden muss, wenn ein oder mehrere
andere Module anbleiben. In diesem Fall werden die Module, die ausgeschalten
werden müssen,
nicht in der Lage sein zwischen den Auszuständen und ihrem typischen Freilaufzustand
zu unterscheiden, und werden beide Synchrongleichrichter anschalten
und einen Kurzschluss an den Ausgängen der Module hervorrufen.
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Um
dieses Problem zu lösen
beinhaltet die vorliegende Erfindung einen Schaltkreis, der die
Synchrongleichrichter abschaltet, wenn die Module über ihre
Fernsteuerung An- /Ausfunktion
ausgeschaltet werden. Dies kann ein sehr einfacher Schaltkreis sein,
wenn die ferngesteuerte An-/Ausfunktion
auf der zweiten Seite des Schaltkreises angeordnet ist. Leider ist
den meisten Telekommunikations-DC/DC Modulen
die An-/Ausfunktion auf den Primärschaltkreis
bezogen. Als ein Ergebnis erfordert dies einen zusätzlichen
Optokoppler, um diese Information an den Sekundärschaltkreisen zu übertragen.
Optokoppler sind relativ groß und
unzuverlässige
Komponenten in einem typischen DC/DC Modul. Daher ist eine bessere
Lösung,
einen einfachen Zeiteinstellschaltkreis zu haben, der erfasst, wann
die Länge des
Freilaufzustandes überschritten
wurde und die Synchrongleichrichter abschaltet.
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5 ist
ein schematische Diagramm eines Gleichrichterschaltkreises 50 mit
einen Zeiteinstellschaltkreis 52, der verwendet wird zum
Ausschalten eines Synchrongleichrichterantriebs, wenn eine Zeiteinstellung
für die
Freilaufstufe des Schaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung
ausgeführt
wird. Bis auf den Zeiteinstellschaltkreis 52 ist der Gleichrichterschaltkreis 50 identisch
zu dem Gleichrichterschaltkreis 10 der mit Bezug auf 1 beschrieben wurde.
Der Zeiteinstellschaltkreis 52 beinhaltet Schalter SQ7
und SQ8, Widerstand R1 und Kondensator C1. Schalter SQ8 ist zwischen
Vcc und dem Mittenabgriff zwischen die erste und zweite Sekundärwicklung 17, 18 des
Signaltransformators Tsx gekoppelt. Schalter SQ7 ist zwischen das
Gatter von Schalter SQ8 und den Mittenabgriff des Signaltransformators
Tsx gekoppelt. Das Gatter von Schalter SQ7 ist mit der ersten Sekundärwicklung 17 des
Signaltransformators Tsx gekoppelt. Widerstand R1 ist zwischen eine
zweite Vorspannungs-Spannungsquelle Vcc2 und das Gatter von Schalter
SQ8 gekoppelt. Kondensator C1 ist zwischen das Gatter von Schalter
SQ8 und dem Mittenabgriff zwischen der ersten und zweiten Sekundärwicklung 17, 18 des
Signaltransformators Tsx gekoppelt. Der Zeiteinstellschaltkreis 52 kann
die Synchrongleichrichter SQ1, SQ2 innerhalb einiger Zyklen ausschalten,
nachdem das An-/Aussignal aktiviert wurde, und jede signifikante
Störung
in der Systemspannung vermeiden.
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Die
obige Diskussion der vorliegenden Erfindung involviert die Verwendung
einer Push-Pull Typtopologie mit einem modifizierten Antriebsschema
für die
Synchrongleichrichter, die einen Anti-Rollback Schaltkreis aufweisen,
und entweder einen Zeiteinstell- oder einen An-/Aus gesteuerten
Schaltkreis aufweisen, der den Synchrongleichrichter während des
Herunterfahrens ausschaltet. Ein Modul gemäß der vorliegenden Erfindung
kann mit einem oder mehreren Modulen parallelisiert werden, ohne
die Notwendigkeit irgendeiner Stromteilung. Ferner können die
Module unabhängig
an- und ausgeschaltet werden, eine Funktionalität, die in heißen Tausch oder
redundanten Anwendungen erforderlich ist. Die vorliegende Erfindung
vermeidet ebenso, dass der Ausgangsspulenstrom sich in negative
Richtung aufbaut, wenn in eine eingerichtete Spannung eingeschaltet
wird. Schließlich
wird ein Modul gemäß der vorliegenden
Erfindung erkennen, wenn es in einem Auszustand platziert ist.
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Die
durch die vorliegende Erfindung offenbarten Konzepte können auch
auf andere Topologien, wie die zwei Schalter vorwärts, konventionelle vorwärts, (keine
aktive Klemme), etc., angewendet werden, mit einem Unterschied:
die Synchrongleichrichter müssen
selbst angetrieben sein. Das bedeutet, dass die Information zum
An- und Ausschalten der synchronen Gleichrichter von dem Leistungstransformator
erhalten werden. In derartigen Konfigurationen erlaubt die Existenz
von Freilaufstufen dem Schaltkreis sich selbst zu korrigieren und
vermeidet einen umgekehrten Strom durch die synchronen Gleichrichter.
Anders als die Push-Pull Typtopologien wird ein selbstangetriebenes
Schema benötigt,
um einen Konflikt zu vermeiden, der sich während dieses Betriebsmoduses
zwischen den Synchrongleichrichtern entwickelt. Das bedeutet, dass
der Synchrongleichrichterantrieb komplementär sein muss. Offensichtlich
sind die durch die vorliegende Erfindung offenbarten Konzepte auch
auf Push-Pull Typwandlern mit einer selbst angetriebenen Synchrongleichrichtung
anzuwenden.
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Bezugnehmend
nun auf 6 eine Darstellung einer experimentellen
Wellenform eines 150 W DC/DC Moduls mit der Voll-Brückenimplementierung mit
dem vorgeschlagenen Antriebsschaltkreis beginnt mit 3,3 V Ausgang
in Abwesenheit einer O-Ringdiode und einem aktiven Stromteil. Die
erste Spur 60 ist der Synchrongleichrichtergatterantrieb (10
V/div). Die zweite Spur 62 ist die Ausgangsspannung Vout
(2 V/div). Die dritte Spur 64 ist eine Sekundärvorspannungsspannung
Vcc (10 V/DC). Die vierte Spur 66 ist der Ausgangsstrom
Io (5 A/div). Wie in 6 gezeigt wird der Ausgangsstrom
des DC/DC Moduls anfänglich
leicht negativ, aber baut sich nicht auf, und bestätigt die
erwarteten Selbstkorrekturcharakteristiken der vorliegenden Erfindung.
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Die
Primärschalter
Q1, Q2, Q3 und Q4, synchrone Gleichrichter SQ1 und SQ1, und Schalter SQ3,
SQ4, SQ5, SQ6, SQ7 und SQ8 werden als MOSFETs gezeigt: jedoch ist
es beabsichtigt, dass andere Typen von FET oder Schaltungseinrichtungen
geeignet sein können
zum Verwenden in der vorliegenden Erfindung. Obwohl bevorzugte Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung im Detail beschrieben worden, wird verstanden,
dass durch den Fachmann verschiedene Modifikationen darin durchgeführt werden
können
ohne von dem Geist und Umfang der Erfindung, wie in den nachfolgenden Ansprüchen ausgeführt, abzuweichen.