CN101232249A - 同步调节电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种功率转换器的同步调节电路，通过初级侧切换电路产生多个切换信号以用于切换变压器。次级侧切换电路耦接到功率转换器的输出，并响应于多个切换信号和功率转换器的输出电压而产生多个脉冲信号。产生多个脉冲信号以对功率转换器进行整流和调节。同步开关包含功率开关组和控制电路。控制电路经由多个电容器接收多个脉冲信号以用于接通/断开功率开关组。功率开关组耦接在变压器与功率转换器的输出之间。此外，操作反激式开关以回转功率转换器的电感器电流。反激式开关响应于功率开关组的断开状态而接通。反激式开关的接通时间可编程且与功率开关组的接通时间相关。

Description

同步调节电路
技术领域
本发明涉及功率转换器技术领域，且更明确地说涉及一种功率转换器的同步调节电路。
背景技术
离线功率转换器为确保安全包含功率变压器以提供从交流线输入到功率转换器的输出的隔离。在近期的发展中，在变压器的初级侧使用软切换拓扑并在变压器的次级侧施加同步整流器，可实现功率转换器的高电源转换效率。其中，Henze等人的第4,855,888号美国专利“Constant Frequency Resonant Power Converter with Zero VoltageSwitching”；Hua等人的第5,442,540号美国专利“Soft-switching PWMConverters”；以及Yang等人的第6,744,649号美国专利“Zero SwitchingPower Converter Operable as Asymmetrical Full-bridge Converter”中(尤其)教示了全桥准谐振零电压切换(zero voltage switching，ZVS)技术。前述功率转换器的缺点是，切换信号的脉冲宽度过短而不能在轻负载下实现软切换操作。此外，循环功率不足导致硬切换和低效率。可在变压器的次级侧装备同步整流器以减少二极管的功率损失。同步整流的详细操作可参阅Yang的第7,173,835号美国专利题为“ControlCircuit Associated with Saturable Inductor Operated as SynchronousRectifier Forward Power Converter”的现有技术。然而，例如饱和电感器和电流感测电阻器的额外装置造成不可避免的功率消耗。
发明内容
有鉴于此，本发明将同步整流电路与调节电路集成以实现较高效率。不需要额外的切换步级。初级侧切换电路、次级侧同步整流器和调节电路在各种负载条件下实现高功率转换效率。
同步调节电路用以改进功率转换器的效率。其包含初级侧切换电路、次级侧切换电路、多个同步开关和反激式开关(flyback switch)。初级侧切换电路产生多个切换信号和多个同步信号。多个切换信号经耦接以切换变压器。多个同步信号经由隔离装置从变压器的初级侧耦接到变压器的次级侧。次级侧切换电路耦接到功率转换器的输出以响应于多个同步信号和反馈信号而产生多个脉冲信号。反馈信号与功率转换器的输出相关。产生多个脉冲信号用于对功率转换器进行整流和调节。每一同步开关包含功率开关组(power-switch set)和控制电路。功率开关组耦接在变压器的次级侧与功率转换器的输出之间。操作控制电路以接收多个脉冲信号用于接通/断开功率开关组。多个脉冲信号经由多个电容器从次级侧切换电路耦接到多个同步开关。多个脉冲信号的极性决定功率开关组的接通/断开状态。反激式开关连接到多个同步开关和功率转换器的输出的接地参考。反激式开关响应于功率开关组的断开状态而接通。反激式开关的接通时间可编程且与功率开关组的接通时间相关。
附图说明
包含附图以提供对本发明的进一步理解，且附图并入本说明书中并组成本说明书的一部分。附图说明本发明的实施例，并与描述内容一起用于阐释本发明的原理。
图1是根据本发明具有同步调节电路的功率转换器的实施例。
图2绘示根据本发明的多个切换信号波形。
图3绘示根据本发明的初级侧切换电路的实施例。
图4绘示根据本发明的初级侧切换电路的振荡电路的实施例。
图5绘示多个切换信号和多个振荡信号的波形。
图6绘示多个切换信号和多个同步信号的波形。
图7绘示根据本发明的次级侧切换电路的实施例。
图8绘示根据本发明的斜坡电路的实施例。
图9绘示根据本发明的脉冲信号产生器的实施例。
图10绘示根据本发明的放大电路的实施例。
图11是根据本发明的线性预测电路的实施例。
图12绘示多个软切换信号、多个同步信号、多个脉冲信号和驱动信号的波形。
图13绘示根据本发明的同步开关的实施例。
图14是根据本发明的同步开关的控制电路的实施例。
图15绘示根据本发明的单触发(one-shot)信号产生器的实施例。
图16是根据本发明的最大接通时间电路的实施例。
图17绘示根据本发明具有同步调节电路的功率转换器的另一实施例。
图18绘示根据本发明具有同步调节电路的功率转换器的另一实施例。
图19绘示用于图18中的同步调节电路的次级侧切换电路的另一实施例。
具体实施方式
图1绘示具有同步调节电路的功率转换器的实施例。功率转换器包括具有初级侧和次级侧的变压器10。在变压器10的初级侧，变压器10的初级绕组NP耦接到功率开关20、25、30和35以用于切换变压器10。功率开关20、30耦接到输入电压VIN。功率开关25、35耦接到输入接地。初级侧切换电路40分别经由端子A、B、C和D产生多个切换信号SWA、SWB、SWC和SWD。初级侧切换电路40进一步产生多个同步信号XP和XN。多个切换信号SWA、SWB、SWC和SWD经耦接以切换变压器10的初级绕组NP。变压器10在其次级侧进一步具有第一次级绕组NS1和第二次级绕组NS2。当切换变压器10时，在绕组NS1和NS2上产生切换电压。
第一同步开关51具有连接到第一次级绕组NS1的整流端子K。第一同步开关51的调节端子G连接到功率转换器的输出的接地参考。电源VCC耦接到第一同步开关51。第二同步开关52的整流端子K连接到第二次级绕组NS2。第二同步开关52的调节端子G也连接到功率转换器的输出的接2地参考。电源VCC耦接到第二同步开关52。
每一同步开关(51或52)包括功率开关组和控制电路。所述功率开关组耦接在整流端子K与调节端子G之间。同步开关51和52的控制电路经操作以分别从脉冲信号SPN接收脉冲信号WPN1和WPN2。在次级侧切换电路100的端子SP和SN上获得脉冲信号SPN。在同步开关51的端子WP和WN上获得脉冲信号WPN1且在同步开关52的端子WP和WN上获得脉冲信号WPN2，用于接通/断开功率开关组。
第一同步开关51经由电容器63和64耦接到次级侧切换电路100以分别接收脉冲信号SP和SN并产生脉冲信号WP1和WN1。第二同步开关52也经由电容器67和68耦接到次级侧切换电路100。次级侧切换电路100耦接到功率转换器的输出以分别响应于同步信号YP和YN以及反馈信号VFB而产生脉冲信号SP和SN。在由电阻器9 1和电阻器92形成的分压器的接点处获得反馈信号VFB。因此，反馈信号VFB与功率转换器的输出电压VO相关。输出电容器85耦接到功率转换器的输出和接地参考。同步信号XP和XN分别经由隔离装置(例如，电容器45和46)接收同步信号YP和YN。电容器45和46耦接到初级侧切换电路40以用于传送同步信号XP和XN并分别产生同步信号YP和YN至次级侧切换电路100。因此，产生脉冲信号SP和SN以用于对功率转换器进行整流和调节。脉冲信号SP和SN的极性决定功率开关组的接通/断开状态。
电感器80从第一次级绕组NS1和第二次级绕组NS2耦接到功率转换器的输出。反激式开关70分别经由次级绕组NS1和NS2耦接到同步开关51和52。反激式开关70进一步连接到功率转换器的输出的接地参考以回转电感器80的切换电流。反激式开关70还耦接到功率开关组和功率转换器的输出。次级侧切换电路100产生驱动信号SB来控制反激式开关70。反激式开关70响应于功率开关组的断开状态而接通。反激式开关70的接通时间可编程且与功率开关组的接通时间相关。
此外，次级侧切换电路100产生耦接到光耦接器99的输入级的轻负载信号ILT。光耦接器99的输出级产生接通/断开信号SLT，其耦接到初级侧切换电路40以响应于轻负载信号ILT而在功率转换器的轻负载条件期间禁用切换信号SWA、SWB以及同步信号XP和XN。轻负载信号ILT用于节省功率和调节输出电压VO。电容器93连接到次级侧切换电路100的端子COM以用于回路补偿。电容器96连接到次级侧切换电路100的端子SS以用于软起动操作。电阻器95连接到次级侧切换电路100的编程端子RP以对反激式开关70的接通时间进行编程。
图2绘示切换信号SWA、SWB、SWC和SWD的波形。参看图1和图2，T1阶段表示在切换信号SWA断开之后且在切换信号SWD接通之前插入延迟时间TD。变压器10的初级绕组NP的泄漏电感LPL所产生的循环电流将接通二极管36，这实现功率开关35的软切换操作。泄漏电感LPL和功率开关20、30、35、25的寄生电容CJ形成谐振槽(resonant tank)。其谐振频率可由以下等式表达：
F R = 1 2 π L PL × C J - - - ( 1 )
用以实现用于软切换操作的相移的延迟时间TD由下式给出，
TD＝1/(4×FR)---------------------------------------------------------(2)
T2阶段结束时断开切换信号SWC。T3阶段表示在切换信号SWC断开之前且在切换信号SWB接通之前插入延迟时间TD。因此，可在二极管31接通之后实现功率开关30的软切换操作。T5阶段表示在切换信号SWB断开之前且在切换信号SWC接通之前插入延迟时间TD。循环电流将在接通功率开关25之前接通二极管26。在T6阶段断开切换信号SWD。在延迟时间TD之后接通切换信号SWA。因此，可在二极管21接通(T7阶段)之后实现功率开关20的软切换操作。
图3绘示根据本发明的初级侧切换电路40的实施例。振荡电路450产生多个振荡信号PS1、PS2和PS3。振荡信号PS1耦接到T触发器410以执行除以二功能。T触发器410的输出Q和/Q分别连接到AND门420和421以在端子A处产生切换信号SWA并在端子B处产生切换信号SWB。AND门420和421的另外的输入经由NOR门436耦接到振荡信号PS1。NOR门436的输出端子耦接到AND门420和421的输入端子。NOR门436的输入端子接收振荡信号PS1。振荡信号PS1限制切换信号SWA和SWB的最大接通时间。振荡信号PS2经耦接以经由反相器432启用D触发器411和412。D触发器411和412的D输入分别连接到T触发器410的输出Q和/Q。
D触发器411的输出在端子C处产生切换信号SWC。D触发器412的输出在端子D处产生切换信号SWD。振荡信号PS3经耦接以经由反相器431和OR门433重设D触发器411。OR门433的输入由T触发器410的输出Q控制。振荡信号PS3进一步经耦接以经由反相器431和OR门435重设D触发器412。OR门435的输入连接到T触发器410的输出/Q。D触发器402经耦接以使接通/断开信号SLT与振荡信号PS1同步。D触发器402的输出/Q耦接到NOR门436的输入以响应于接通/断开信号SLT的逻辑低而禁用切换信号SWA和SWB。D触发器402的输出Q经耦接以经由AND门422的输入而禁用同步信号XP。AND门422的另一输入耦接到振荡信号PS3。缓冲器423的输入耦接到振荡信号PS2。因此，振荡信号PS2和PS3分别经耦接以通过缓冲器423和AND门422而产生同步信号XN和XP。
图4绘示根据本发明的振荡电路450的实施例。其产生振荡信号PS1、PS2和PS3。电流源451经耦接以经由开关461对电容器455进行充电。另一电流源452经耦接以经由开关462对电容器455进行放电。因此，在电容器455上产生锯齿信号。电容器455进一步连接到比较器471、472、473和474。比较器471、472、473和474分别具有阈值电压VH、VL、VM1和VM2。NAND门481和482形成耦接到比较器471和472的输出的SR锁存器。NAND门481的输出经由反相器483产生充电信号。充电信号经耦接以控制开关461。反相器483的输出连接到反相器484以产生振荡信号PS1。振荡信号PS1也经耦接以控制开关462、AND门495和AND门496。AND门495的输入连接到比较器473的输出以产生振荡信号PS2。此外，AND门496的输入连接到比较器474的输出以产生振荡信号PS3。
图5绘示切换信号SWA、SWB、SWC和SWD以及振荡信号PS1、PS2和PS3的波形。振荡信号PS1是为切换信号SWA和SWB提供静寂时间(dead time)的短脉冲信号。一旦启用振荡信号PS1就产生振荡信号PS2。禁用振荡信号PS2之后产生振荡信号PS3。一旦禁用振荡信号PS1就禁用振荡信号PS3。
图6绘示切换信号SWA、SWB、SWC和SWD以及同步信号XPN(在初级侧切换电路40的端子XP和XN上获得)和YPN(在次级侧切换电路100的端子YP和YN上获得)的波形。一旦禁用切换信号SWA和SWB就产生同步信号XPN和YPN的负极性脉冲。在启用切换信号SWA和SWB之前产生同步信号XPN和YPN的正极性脉冲。同步信号XPN和YPN的脉冲宽度与插入在切换信号SWA、SWB、SWC和SWD之间的延迟时间TD相关。因此，延迟时间TD插入在切换信号SWA、SWB、SWC和SWD与同步信号XPN和YPN之间。
图7绘示根据本发明的次级侧切换电路100的实施例。电阻器211、221和电阻器213、223提供偏压端接以用于接收同步信号YP和YN。同步信号YP和YN分别耦接到比较器210和220。比较器210和220分别具有偏移电压215和225，其产生滞后供进行比较。比较器210和220的输出分别耦接到SR触发器230的输入S和输入R。SR触发器230、AND门236和比较器235形成PWM电路，用于响应于同步信号YP和YN在SR触发器230的输出处产生PWM信号VPWM。SR触发器230的清除输入CLR连接到AND门236的输出。AND门236的输入由比较器235控制。放大电路700包含误差放大器、软起动电路和电源管理电路。电源管理电路产生轻负载信号ILT，其耦接到初级侧切换电路40以在功率转换器的轻负载条件期间禁用切换信号SWA和SWB。误差放大器和软起动电路响应于反馈信号VFB和软起动信号VSS产生误差信号VF。斜坡电路250响应于PWM信号VPWM产生斜坡信号VSAW和最大工周信号(duty signal)MD。比较器235将误差信号VF与斜坡信号VSAW进行比较。比较器235的输出和最大工周信号MD耦接到AND门236以向SR触发器230的清除输入CLR产生清除信号，用于禁用PWM信号VPWM。
脉冲信号产生器270用于根据PWM信号VPWM和信号SR来产生脉冲信号SP和SN。信号SR是比较器220的输出。因此，响应于同步信号YP和YN而启用PWM信号VPWM。响应于同步信号YP和YN以及清除信号而禁用PWM信号VPWM。软起动信号VSS经耦接以控制PWM信号VPWM的脉冲宽度。脉冲信号SP和SN是差分信号。脉冲信号SP或SN的极性由PWM信号VPWM决定。此外，线性预测电路750用于响应于编程信号RP以及同步信号YP和YN而产生驱动信号SB以控制反激式开关70。应用编程装置(例如，电阻器95)以产生编程信号RP。
图8绘示根据本发明的斜坡电路250的实施例。利用电流源256以在启用PWM信号VPWM时对电容器257进行充电。PWM信号VPWM经连接以当禁用PWM信号VPWM时经由反相器251和晶体管252对电容器257进行放电。因此，在电容器257上产生斜坡信号VSAW。阈值电压VTH1连接到比较器258的输入。比较器258的另一输入耦接到斜坡信号VSAW。一旦斜坡信号VSAW高于阈值电压VTH1，比较器258的输出就将产生最大工周信号MD以禁用PWM信号VPWM。因此，限制了PWM信号VPWM的最大接通时间。
图9绘示根据本发明的脉冲信号产生器270的实施例。脉冲信号SP和SN是差分信号。响应于PWM信号VPWM的上升沿而产生正极性脉冲信号SP或SN。响应于PWM信号的下降沿和信号SR而产生负极性脉冲信号SP或SN。此外，脉冲信号SP和SN是单触发信号。脉冲信号SP和SN的脉冲宽度短于切换信号SWA、SWB、SWC和SWD的脉冲宽度。
电流源271经连接以对电容器275进行充电。PWM信号VPWM经耦接以当禁用PWM信号VPWM时经由反相器272和晶体管273对电容器275进行放电。电容器275连接到反相器276的输入。AND门278的输入分别连接到反相器276的输出和PWM信号VPWM。电流源281经连接以对电容器285进行充电。PWM信号VPWM经耦接以当启用PWM信号VPWM时经由晶体管283对电容器285进行放电。电容器285连接到反相器286的输入。AND门288的输入分别连接到反相器286的输出和反相器272的输出。AND门288的输出和信号SR连接到OR门289。AND门278的输出和OR门289的输出分别产生脉冲信号SP和SN。脉冲信号SP和SN的脉冲宽度由电流源271、281的电流和电容器275、285的电容决定。
图10绘示根据本发明的放大电路700的实施例。误差放大器包含运算放大器710、电平位移晶体管715和电阻器720、725。软起动电路由电流源730、放电晶体管731、单位增益缓冲器735和二极管736形成。电源管理电路由比较器740、电容器741、反相器742、电流源745以及晶体管743和744形成。
参考电压VREF和反馈信号VFB耦接到运算放大器710。运算放大器710是跨导放大器。运算放大器710具有输出端子COM，其连接到电容器93(图1所示)以用于回路补偿。输出端子COM进一步经由二极管736耦接到单位增益缓冲器735。单位增益缓冲器735的输入耦接到软起动信号VSS。电流源730配合电容器96(图1所示)产生软起动信号VSS。放电晶体管731用于响应于次级侧切换电路100的系统重设信号RST1对电容器96进行放电。因此，软起动电路将响应于系统重设信号RST1产生软起动信号VSS。电平位移晶体管715和电阻器720、725向运算放大器710的输出信号提供电平位移和衰减。在电阻器720和725的接点处获得误差信号VF。
阈值电压VTH2耦接到比较器740的正输入。比较器740的负输入经耦接以接收误差信号VF。一旦误差信号VF低于阈值电压VTH2，就将在比较器740的输出处产生(启用)电源管理信号。在功率转换器的轻负载条件下，启用电源管理信号。电容器741连接到比较器740的输出以提供去弹跳操作。当启用电源管理信号时，晶体管743将接通且晶体管744将断开。因此，将启用轻负载信号ILT。轻负载信号ILT与电流源745的电流相关。
图11是根据本发明的线性预测电路750的实施例。当功率转换器在非连续电流模式下操作时，利用线性预测电路750来断开反激式开关70(图1所示)。断开反激式开关70防止在非连续电流模式下反向电流从输出电容器85(图1所示)流动到反激式开关70。电流源751供应的充电电流I751经耦接以经由开关752对电容器770进行充电。放电电流I766经耦接以经由开关753对电容器770进行放电。PWM信号VPWM经耦接以控制开关752。PWM信号VPWM进一步经耦接以经由反相器754来控制开关753。运算放大器760、电阻器95(图1所示)以及晶体管761、762、763、765和766形成电压至电流转换器。运算放大器760经耦接以接收编程信号RP用于经由晶体管766产生放电电流I766。根据参考电压VR2和电阻器95的电阻而产生编程信号RP。当启用PWM信号VPWM时对电容器770进行充电，且当禁用PWM信号VPWM时对电容器770进行放电。另外，脉冲信号SP经耦接以经由晶体管772对电容器770进行放电。因此，在电容器770上产生线性预测信号。脉冲信号SN经耦接以经由反相器774来启用D触发器775。一旦禁用PWM信号VPWM且D触发器775启用其输出，就经由AND门779启用驱动信号SB。D触发器775的重设输入连接到比较器773的输出。阈值电压VTH3耦接到比较器773的负输入。比较器773的正输入连接到电容器770以接收线性预测信号。当线性预测信号低于阈值电压VTH3时，比较器773将重设D触发器775以禁用驱动信号SB。响应于PWM信号VPWM产生脉冲信号SP和SN。因此，响应于编程信号RP和PWM信号VPWM的脉冲宽度而产生驱动信号SB。
当功率转换器在边界模式下操作时，电感器80的磁化通量(magnetized flux)ФC等于其去磁通量(demagnetized flux)ФD。边界模式是指功率转换器在连续电流模式与非连续电流模式之间操作。
相等性如下，
ФC＝ФD---------------------------------------------------------(3)
Φ = B × Ae = V × I N - - - ( 4 )
[ ( V IN × N S N P ) - V O ] × T CHARGE = V O × T DISCHARGE - - - ( 5 )
T DISCHARGE = { [ ( V IN × N S N P ) - V O ] / V O } × T CHARGE - - - ( 6 )
TDISCHARGE＝k×TCHARGE---------------------------------------------------------(7)
其中B是通量密度；Ae是电感器80的横截面面积；NS/NP是变压器10的匝数比；磁化时间(TCHARGE)是PWM信号VPWM的脉冲宽度；电感器80的去磁时间(TDISCCHARGE)指示磁化和去磁的边界条件。
可根据等式(6)获得电感器80的去磁时间TDISCHARGE。这也展示可根据输入电压VIN、输出电压VO和磁化时间TCHARGE(PWM信号VPWM的脉冲宽度)来预测去磁时间TDISCHARGE。如果输入电压VIN和输出电压VO设定为常数，那么可如等式(7)所示预测去磁时间TDISCHARGE，其中k值通过编程信号RP编程。因此，可根据等式(7)所示的去磁时间TDISHARGE来产生驱动信号SB的接通时间。
图12绘示切换信号SWA、SWB、SWC和SWD、同步信号XPN(在初级侧切换电路40的端子XP和XN上获得)和YPN(在次级侧切换电路100的端子YP和YN上获得)、脉冲信号SPN(在次级侧切换电路100的端子SP和SN上获得)、WPN1(在同步开关51的端子WP和WN上获得)和WPN2(在同步开关52的端子WP和WN上获得)以及驱动信号SB的波形。在功率转换器在非连续电流模式下操作(电感器80完全去磁)之前禁用驱动信号SB。
图13绘示根据本发明的同步开关50的实施例。其实现了同步开关51和52的电路。同步开关50包含功率开关组370、二极管350、360、56、电容器57和控制电路500。功率开关组370包括功率开关300和310。二极管350并联连接到功率开关300。二极管360并联连接到功率开关310。功率开关300和310串联且背对背连接。功率开关组370连接在整流端子K与调节端子G之间。整流端子K耦接到变压器10的次级侧。调节端子G耦接到功率转换器的输出。控制电路500的第一输入端子WP ’和第二输入端子WN’分别经耦接以接收脉冲信号WP和WN，以产生门驱动信号S1和S2。门驱动信号S1和S2经耦接以分别接通/断开功率开关300和310。二极管56和电容器57形成电荷泵电路以对控制电路500供电。电源VCC经连接以经由二极管56对电容器57进行充电。控制电路500的端子VDD和端子GND与电容器57并联连接。端子GND进一步连接到功率开关300和310的源极。
图14绘示根据本发明的控制电路500的实施例。电阻器511、521、513和523提供偏压端接以用于接收脉冲信号WP和WN。脉冲信号WP和WN耦接到比较器510和520。比较器510和520分别具有偏移电压515和525，其产生滞后供进行比较。阈值电压VTH耦接到比较器530的正输入。比较器530的负输入耦接到整流端子K。比较器510的输出经耦接以经由反相器541和AND门545而启用D触发器543。D触发器543操作为锁存器电路。AND门545的输入连接到比较器530的输出。D触发器543的重设输入经由AND门546由比较器520的输出进行控制。D触发器543的输出和比较器530的输出连接到AND门547。在AND门547的输出处产生门驱动信号S1以用于接通/断开功率开关300。门驱动信号S1的最大接通时间由最大接通时间电路650限制。门驱动信号S1耦接到最大接通时间电路650。消隐时间之后，当启用门驱动信号S1时将产生最大接通时间信号SM。最大接通时间信号SM经由反相器542耦接到AND门546。AND门546的输入连接到通电重设信号RST2。AND门546的输出经耦接以重设D触发器543。因此，门驱动信号S1的最大接通时间由最大接通时间电路650的消隐时间限制。一旦如下满足等式(8)，门驱动信号S1就将断开功率开关300，
VWN-VWP＞V525---------------------------------------------------------(8)
当满足等式(9)和(10)时，门驱动信号S1将接通功率开关300，
VWP-VWN＞V515---------------------------------------------------------(9)
VK＜VTH     ---------------------------------------------------------(10)
其中VWP和VWN是脉冲信号WP和WN的电压；VK是整流端子K处的电压；VTH是的阈值电压VTH的电压；V515是偏移电压515的值；V525是偏移电压525的值。
一旦二极管350(如图13所示)导通，整流端子K处的电压就将低于阈值电压VTH的电压。只有在二极管350接通之后才可接通功率开关300，这使变压器10的切换与极性同步并实现功率开关300的软切换操作。在OR门548的输出处产生另一门驱动信号S2以用于接通/断开功率开关310。OR门548的输入连接到门驱动信号S1。OR门548的另一输入耦接到单触发信号产生器600的输出。单触发信号产生器600的输入连接到比较器510的输出。因此，响应于脉冲信号WP和WN而产生门驱动信号S2。另外，门驱动信号S2的接通/断开状态对应于门驱动信号S1。
图15绘示根据本发明的单触发信号产生器600的实施例。电流源610经耦接以对电容器615进行充电。晶体管612经耦接以对电容器615进行放电。输入信号经耦接以经由反相器611控制晶体管612。输入信号进一步耦接到AND门625的输入。AND门625的另一输入经由反相器620耦接到电容器615。AND门625的输出产生单触发信号产生器600的输出信号。当输入信号变为逻辑低时，对电容器615进行放电且AND门625的输出变为逻辑低。当输入信号变为逻辑高时，电流源610将开始对电容器615进行充电。AND门625将输出单触发信号。电流源610的电流和电容器615的电容决定单触发信号的脉冲宽度。
图16是根据本发明的最大接通时间电路650的实施例。电流源660经耦接以对电容器665进行充电。晶体管662经耦接以对电容器665进行放电。门驱动信号S1经耦接以经由反相器661控制晶体管662。门驱动信号S1进一步连接到AND门685的输入。AND门685的另一输入耦接到电容器665。一旦启用门驱动信号S1，AND门685的输出就将产生最大接通时间信号SM以在消隐时间之后禁用门驱动信号S1。消隐时间由电流源660的电流和电容器665的电容决定。
图17绘示具有同步调节电路的功率转换器的另一实施例。在此实施例中，脉冲变压器47操作为隔离装置。
图18绘示具有同步调节电路的功率转换器的另一实施例。在此实施例中，次级侧切换电路110耦接到变压器11以接收同步信号UP和UN。变压器11具有第三次级绕组NS3以响应于变压器11的切换操作而产生同步信号UP和UN。同步信号UP和UN是差分信号。同步信号UP和UN的电压电平与变压器11的切换电压同步。
图19绘示经形成以用于图18所示的同步调节电路的次级侧切换电路110的实施例。具有偏移电压215和225的比较器210和220经耦接以接收同步信号UP和UN。当同步信号UP和UN的正电压电平(表示为UP/UN)高于偏移电压215时，比较器210的输出将变为逻辑高。当同步信号UP和UN的负电压电平(表示为UP/UN)高于偏移电压225时，比较器220的输出将变为逻辑高。比较器210和220的输出经耦接以经由OR门247启用SR触发器230。具有偏移电压245和246的比较器240和241也经耦接以接收同步信号UP和UN。当同步信号UP和UN的正电压电平(表示为UP/UN)低于偏移电压245时，比较器240的输出将变为逻辑低。当同步信号UP和UN的负电压电平(表示为UP/UN)低于偏移电压246时，比较器241的输出将变为逻辑低。比较器240和241的输出经耦接以经由NAND门249禁用SR触发器230。因此，由SR触发器230产生的PWM信号VPWM对应于同步信号UP和UN的电压电平。
所属领域的技术人员将了解，可在不脱离本发明的范围或精神的情况下对本发明的结构作出各种修改和变化。鉴于以上内容，倘若对本发明的修改和变化落在所附权利要求书及其等效物的范围内，那么希望本发明涵盖所述修改和变化。

Claims (24)

1.一种用于功率转换器的同步调节电路，其特征在于，该电路包括：
初级侧切换电路，用于产生多个切换信号和多个同步信号，其中所述多个切换信号经耦接以切换变压器；
隔离装置，其耦接到所述初级侧切换电路，以将所多个所述同步信号从所述变压器的初级侧传送到所述变压器的次级侧；
次级侧切换电路，其耦接到所述功率转换器的输出，以响应于反馈信号和所述多个同步信号而产生多个脉冲信号；以及
多个同步开关，其每一者具有功率开关组和控制电路，所述功率开关组耦接在所述变压器的所述次级侧与所述功率转换器的所述输出之间；且所述控制电路经操作以接收所述脉冲信号用于接通/断开所述功率开关组；
其中所述反馈信号与所述功率转换器的所述输出相关；产生所述脉冲信号以用于对所述功率转换器进行整流和调节；且所述脉冲信号的极性决定所述功率开关组的接通/断开状态。
2.根据权利要求1所述的同步调节电路，其特征在于，所述多个脉冲信号经由多个电容器从所述次级侧切换电路耦接到所述多个同步开关。
3.根据权利要求1所述的同步调节电路，其特征在于，该电路进一步包括：
反激式开关，其耦接到所述多个同步开关和所述功率转换器的所述输出；其中所述反激式开关响应于所述功率开关组的断开状态而接通；所述反激式开关的接通时间与所述功率开关组的接通时间相关。
4.根据权利要求1所述的同步调节电路，其特征在于，所述功率开关组由串联连接的第一功率开关和第二功率开关组成；所述第一功率开关具有并联连接的第一二极管，所述第二功率开关具有并联连接的第二二极管；其中所述控制电路产生第一门驱动信号和第二门驱动信号；所述第一门驱动信号经耦接以控制所述第一功率开关，且所述第二门驱动信号经耦接以控制所述第二功率开关。
5.根据权利要求4所述的同步调节电路，其特征在于，一旦所述第一二极管导通，所述第一功率开关就接通。
6.根据权利要求1所述的同步调节电路，其特征在于，所述隔离装置包含脉冲变压器或多个电容器。
7.根据权利要求1所述的同步调节电路，其特征在于，所述初级侧切换电路响应于所述多个切换信号而产生所述多个同步信号，其中在所述多个切换信号与所述多个同步信号之间插入延迟时间。
8.根据权利要求1所述的同步调节电路，其特征在于，所述次级侧切换电路包括：
编程端子，其耦接到编程装置以用于产生编程信号；以及
线性预测电路，其用于响应于所述编程信号和所述多个同步信号而产生驱动信号；其中利用所述驱动信号用来控制所述反激式开关。
9.根据权利要求8所述的同步调节电路，其特征在于，所述次级侧切换电路进一步包括：
PWM电路，用于响应于所述多个同步信号而产生PWM信号；
误差放大器，其耦接到所述功率转换器的所述输出以接收所述反馈信号并产生误差信号；
软起动电路，用于响应于重设信号而产生软起动信号；
斜坡电路，用于响应于所述PWM信号而产生斜坡信号；
比较器，用于响应于所述误差信号和所述斜坡信号而产生清除信号以禁用所述PWM信号；以及
脉冲信号产生器，用于响应于所述PWM信号而产生所述多个脉冲信号，其中响应于所述多个同步信号来启用所述PWM信号，响应于所述同步信号和所述清除信号来禁用所述PWM信号；所述软起动信号经耦接以控制所述PWM信号的脉冲宽度；所述多个脉冲信号是差分信号，且多个脉冲信号的极性决定所述功率开关组的接通/断开状态。
10.根据权利要求1所述的同步调节电路，其特征在于，所述多个同步开关个别包括：
整流端子，其耦接到所述变压器的所述次级侧；
调节端子，其耦接到所述功率转换器的所述输出的接地参考；
第一输入端子；以及
第二输入端子；其中所述功率开关组连接在所述整流端子与所述调节端子之间；所述第一输入端子和所述第二输入端子经耦接以接收所述多个脉冲信号用于接通/断开所述功率开关组。
11.根据权利要求1所述的同步调节电路，其特征在于，所述控制电路包括锁存器电路，其经耦接以接收所述多个脉冲信号用于设定或重设所述锁存器电路；且所述锁存器电路经耦接以接通/断开所述功率开关组。
12.一种功率转换器的同步调节器，其特征在于，该同步调节器包括：
初级侧切换电路，用于产生多个切换信号以切换变压器；
次级侧切换电路，其耦接到所述功率转换器的输出以响应于所述多个切换信号和所述功率转换器的输出电压而产生多个脉冲信号；以及
多个同步开关，其个别具有功率开关组和控制电路，所述控制电路经由多个电容器接收所述多个脉冲信号用于接通/断开所述功率开关组；其中所述功率开关组耦接在所述变压器与所述功率转换器的所述输出之间；且产生所述多个脉冲信号以用于对所述功率转换器进行整流和调节。
13.根据权利要求12所述的同步调节器，其特征在于，该同步调节器进一步包括：
反激式开关，其耦接到所述多个同步开关和所述功率转换器的所述输出；其中所述反激式开关响应于所述功率开关组的断开状态而接通；且反激式开关的接通时间与所述功率开关组的接通时间相关。
14.根据权利要求12所述的同步调节器，其特征在于，所述功率开关组由串联连接的第一功率开关和第二功率开关形成；所述第一功率开关具有并联连接的第一二极管，所述第二功率开关具有并联连接的第二二极管；其中所述控制电路产生第一门驱动信号和第二门驱动信号；所述第一门驱动信号经耦接以控制所述第一功率开关，且所述第二门驱动信号经耦接以控制所述第二功率开关；且一旦所述第一二极管导通，所述第一功率开关就接通。
15.根据权利要求12所述的同步调节器，其特征在于，所述多个脉冲信号是单触发信号，且所述多个脉冲信号的脉冲宽度短于所述多个切换信号的脉冲宽度。
16.根据权利要求12所述的同步调节器，其特征在于，所述次级侧切换电路包括：
编程端子，其耦接到编程装置以用于产生编程信号；以及
线性预测电路，其用于响应于所述编程信号和所述多个脉冲信号而产生驱动信号；其中利用所述驱动信号用来控制所述反激式开关。
17.根据权利要求16所述的同步调节器，其特征在于，所述次级侧切换电路进一步包括：
PWM电路，其用于响应于所述多个切换信号而产生PWM信号；
误差放大器，其耦接到所述功率转换器的所述输出以接收反馈信号用于产生误差信号；
斜坡电路，其用于响应于所述PWM信号而产生斜坡信号；
比较器，其用于响应于所述误差信号和所述斜坡信号而产生清除信号以禁用所述PWM信号；以及
脉冲信号产生器，其用于响应于所述PWM信号而产生所述多个脉冲信号；其中所述反馈信号与所述功率转换器的所述输出电压相关；响应于所述多个切换信号来启用所述PWM信号，响应于所述多个切换信号和所述清除信号来禁用所述PWM信号；所述多个脉冲信号是差分信号；且所述多个脉冲信号的极性决定所述功率开关组的接通/断开状态。
18.根据权利要求17所述的同步调节器，其特征在于，所述次级侧切换电路进一步包括电源管理电路，其经耦接以接收所述误差信号用于产生轻负载信号；且所述轻负载信号耦接到所述初级侧切换电路以在所述功率转换器的轻负载条件下禁用所述多个切换信号。
19.根据权利要求12所述的同步调节器，其特征在于，所述多个同步开关个别包括：
整流端子，其耦接到所述变压器的所述次级侧；
调节端子，其耦接到所述功率转换器的所述输出的接地参考；
第一输入端子；以及
第二输入端子；其中所述功率开关组连接在所述整流端子与所述调节端子之间；且所述第一输入端子和所述第二输入端子经耦接以接收所述脉冲信号用于接通/断开所述功率开关组。
20.根据权利要求12所述的同步调节器，其特征在于，所述控制电路包括锁存器电路，其经耦接以接收所述多个脉冲信号用于设定或重设所述锁存器电路；且所述锁存器电路经耦接以接通/断开所述功率开关组。
21.一种用于提供功率转换器的同步调节电路的方法，其特征在于，该方法包括：
产生多个切换信号以切换变压器；
响应于反馈信号和所述多个切换信号而产生多个脉冲信号；
经由多个电容器将所述多个脉冲信号传送到锁存器；
响应于所述多个脉冲信号的极性来设定或重设所述锁存器；以及
响应于所述锁存器的状态而接通/断开功率开关组；
其中所述反馈信号与所述功率转换器的输出相关；且所述功率开关组耦接在所述变压器与所述功率转换器的所述输出之间以用于整流和调节。
22.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，该方法进一步包括：
接收编程信号；以及
响应于所述编程信号和所述多个脉冲信号而产生驱动信号以接通/断开反激式开关；其中所述反激式开关耦接到所述功率开关组和所述功率转换器的所述输出。
23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该方法进一步包括：
响应于所述反馈信号而产生误差信号；以及
通过将所述误差信号与阈值信号进行比较来产生轻负载信号；其中所述轻负载信号经耦接以断开所述多个切换信号。
24.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述功率开关组的最大接通时间由最大接通时间电路限制。
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