TWM457354U - 具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器 - Google Patents

Description

具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換 器

本創作係關於一種具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，尤指一種使用非對稱脈波控制，以達到零電壓切換之具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器。

如圖1所示，為傳統雙向半橋隔離型直流對直流轉換器，其低壓側之電池端採電流饋入形式，而高壓側之匯流排端為電壓饋入型式，並挑選合於規格需求的參數設計及元件，採用相移的控制策略，即可達到雙向傳遞電力潮流的功效。此控制機制主要利用諧振電感在死域區間與功率開關的寄生電容產生共振，不需額外的電路即可在放電與充電模式下固定責任週期及切換頻率，藉由改變低壓側與高壓側開關信號的相移角度來調節輸出功率，達到零電壓切換特性。由於雙向轉換器會工作於升壓放電與降壓充電兩種模式，控制方式均以相移控制達成。

運用於傳統雙向半橋隔離型直流對直流轉換器之傳統相移控制方式為將開關切換頻率設為固定值，開關信號則固定責任週期，並設為互補之信號，上下臂開關切換之間具有一死域時間。根據輸出電壓回授產生一組適當的相移信號，以控制兩臂的四顆功率開關，利用相位調變的方式達到穩定的輸出電壓。然而此架構根據先前文獻可得知其功率的大小與輸入電壓Vin、諧振電感Ls、相移角度ψ1、以及切換頻率ω有關，可化簡為如下式：

根據式(1)，當已知輸入電壓、切換頻率、諧振電感值，可求出當相移角度ψ1為90度時，有最大的輸出功率。其代表半橋架構之相移控制方式比起傳統全橋架構之相移控制方式少了一半的最大相移量，可傳遞能量也只有一半。

因此，如何提供一種具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，能有效採用兩開關信號互補形式的非對稱控制方式，進而達到零電壓切換特性，兼具高效率及控制簡單的優異性。

本創作之一目的即在提供一種具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，其採用兩開關信號互補形式的非對稱控制方式，因此死域時間(dead time)較短且固定，且諧振電感在死域時間與開關的寄生電容產生共振，不需額外的電路即可在雙向兩種模式下固定切換頻率，藉由調變脈波寬度來調節穩壓點及輸出功率，並達到零電壓切換特性，兼具高效率及控制簡單的優異性。

為達上述之目的，本創作之技術手段在於提供一種具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，包括：一第一轉換器，用以接收一電流，並產生一第一諧振電流；一變壓器，耦接該第一轉換器，於該變壓器之一次側接收該第一諧振電流，並於該變壓器之二次側產生一第二諧振電流；以及一第二轉換器，耦接該變壓器，用以接收該第二諧振電流；其中，調節該第一轉換器與該第二轉換器之脈波寬度，進而調節一穩壓點及一輸出功率，以達到零電壓切換特性。

〔本創作〕

11‧‧‧第一轉換器

12‧‧‧變壓器

13‧‧‧第二轉換器

I_p 、I_s 、I_dc 、I_C1 ‧‧‧電流

V_bat 、V_bus 、V_CS1 、V_CS2 、V_C1 、V_C2 ‧‧‧電壓

L_dc ‧‧‧電感

S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ ‧‧‧開關

C₁ 、C₂ 、C₃ 、C₄ 、C_S1 、C_S2 、C_S3 、C_S4 、C_bus ‧‧‧電容

s01~s104‧‧‧步驟

圖1為傳統雙向半橋隔離型直流對直流轉換器； 圖2為本創作所提供之具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器；圖3為本創作之非對稱脈波控制方法；圖4為本創作採用的控制策略；圖5為放電模式一完整週期的動作時序圖；以及圖6~17為本創作於放電模式之一完整週期電路運作狀態。

請參閱圖2所示，係顯本創作之具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器。該具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器包括：一第一轉換器11、一變壓器12與一第二轉換器13。該第一轉換器11用以接收一電流，並產生一第一諧振電流I_p 。該變壓器12耦接該第一轉換器11，其於一次側接收該第一諧振電流I_p ，並於該變壓器12之二次側產生一第二諧振電流I_s 。該第二轉換器13耦接該變壓器，用以接收該第二諧振電流I_s 。其中調節該第一轉換器與該第二轉換器之脈波寬度，進而調節一穩壓點及一輸出功率，以達到零電壓切換特性。

該第一轉換器11(如圖6至圖17所示)更包括一輸入電感L_dc 、一第一開關S₁ 、一第二開關S₂ 、一第一電容C₁ 、一第二電容C₂ 、一第一串聯電容C_S1 與一第二串聯電容C_S2 。且該輸入電感L_dc 並聯該第一串聯電容C_S1 與第二串聯電容C_S2 ，且該第一串聯電容C_S1 與該第二串聯電容C_S2 串聯，而該第一串聯電容C_S1 與該第一開關S₁ 與該第一電容C₁ 並聯，而該第二串聯電容C_S2 與該第二開關S₂ 與該第二電容C₂ 並聯。該第二轉換器13更包括一第三開關S₃ 、一第四開關S₄ 、一第三電容C₃ 、一第四電容C₄ 、一第三串聯電容C_S3 、一第四串聯電容C_S4 與一輸出電容C_bus 。且該第三電容C₃ 與該第四電容C₄ 串聯，並與該輸出電容C_bus 並聯。而該第三電容C₃ 與該第三開關S₃ 、該第三串聯電容C_S3 並聯，而該第四電容C₄ 與第四開關S₄ 、該第四串聯電容C_S4 並聯。

本創作更包括一非對稱脈波控制方法，適用於一雙 向半橋直流對直流轉換器，如圖3所示，該非對稱脈波控制方法包括：提供該第一轉換器11、該變壓器12與該第二轉換器13，且該變壓器12之一側耦接該第一轉換器11，與其另一側耦接該第二轉換器13(步驟S101)；接著，由該第一轉換器11接收一電流，並產生一第一諧振電流I_p (步驟S102)；然後，由該變壓器12之一次側接收該第一諧振電流I_p ，並於該變壓器12之二次側產生一第二諧振電流I_s (步驟S103)；接下來，由該第二轉換器13接收該第二諧振電流I_s 。其中，調節該第一轉換器與該第二轉換器之脈波寬度，進而調節一穩壓點及一輸出功率，以達到零電壓切換特性(步驟S104)。

如圖4所示，本創作採用的控制策略是兩開關信號互補形式(D、1-D)的非對稱控制方式，也就是一開關脈波寬度縮短時相對地另一個開關脈波寬度則增加，因此死域時間(dead time)較短且固定。諧振電感在死域時間與開關的寄生電容產生共振，不需額外的電路即可在雙向兩種模式下固定切換頻率，藉由調變脈波寬度來調節穩壓點及輸出功率，並達到零電壓切換特性，兼具高效率及控制簡單的優異性。

本創作之雙向半橋直流對直流轉換器具有放電及充電兩種模式，放電模式之電路開關動作原理與充電模式非常相似，故在此僅針對雙向半橋直流對直流轉換器之放電模式做一介紹，如圖5所示為放電模式一完整週期的動作時序圖，而圖6~17所示為本創作於放電模式之一完整週期電路運作狀態。為了簡化分析，在此做以下幾項假設：(1)電路已達穩態。(2)線路阻抗為零。(3)電路上所有元件均視為理想。

(1)狀態一：t₀ <t<t₁

在此區間內，開關S₁ 和S₃ 導通。輸入電感L_dc 與該電容C₁ 釋能做放電動作，輸入電感電流I_dc 與電容電流I_C1 成線性下降，此時諧振電流I_p 大小為I_dc +I_C1 ，並藉由變壓器傳送能量至二次側，輸出負載則不斷地從串聯電容C₃ 、C₄ 上抽取能量，其電 路動作如圖5所示。

(2)狀態二：t₁ <t<t₂

在t=t₁ 時，該開關S₁ 截止，而該開關S₃ 持續導通，該諧振電流I_P 必須保持連續性，故與串聯電容C_S1 、C_S2 和變壓器漏電感做諧振。此時串聯電容C_S1 充電、串聯電容C_S2 放電，C_S2 之跨壓V_CS2 將會從原本的V_C1 +V_C2 開始下降，C_S1 之跨壓V_CS1 也將由從0開始上升，其電路動作如圖6所示。

(3)狀態三：t₂ <t<t₃

在t=t₂ 時，開關S₂ 截止，而開關S₃ 持續導通。經過上一個區間的諧振過後V_CS2 會放電到零，S₂ 寄生電容能量為零，寄生二極體D_S1 導通，此時可將開關S₂ 導通以達零壓切換，電路動作如圖7所示。

(4)狀態四：t₃ <t<t₄

在此區間內，開關S₂ 、S₃ 導通。輸入電感L_dc 儲能做充電動作，輸入電感電流I_dc 成線性上升，電流路徑從D₂ 轉為由S₂ 提供。從t₃ 開始諧振電流I_P 的值小於電感電流I_dc ，而諧振電流IP持續地減小，經由一次側傳遞能量至二次側，此時變壓器變壓器一次側跨負電壓V_C2 ，高壓端跨正電壓V_C3 ，當t=t₄ 時諧振電流I_p 電流值為零，準備換向，其電路動作如圖8所示。

(5)狀態五：t4<t<t5

此區間開關S₂ 、S₃ 導通，諧振電流I_p 在上個區間降至零後持續下降由正轉負，意即變壓器上的電流換向，準備進入另一個傳遞週期的區間。此時的C₂ 、C₃ 均是放電的狀態，C₁ 則因沒有放電路徑而維持電壓，其電路動作如圖9所示。

(6)狀態六：t₅ <t<t₆

在t=t₅ 時，開關S₃ 截止，而S₂ 持續導通，輸入電感L_dc 持續儲能。開關S₃ 雖然截止，二次側諧振電流I_S 必須保持連續性，故C_S3 、C_S4 和變壓器漏電感做諧振，此時C_S3 進行充電，而C_S4 進行放電，此時變壓器一次側跨壓維持-VC2，變壓器二次 側跨壓因C_S3 充電、C_S4 放電導致V_S 將開始由V_CS3 下降至-V_CS4 。最後開關S₄ 在C_S4 放電至零伏特時導通，以完成零電壓切換，其電路動作如圖10所示。

(7)狀態七：t₆ <t<t₇

在此區間內，開關S₂ 和S₄ 導通，輸入電感L_dc 持續儲能，輸入電感電流I_dc 成線性上升。此時諧振電流I_p 藉由變壓器傳送能量至二次側，輸出負載由串聯電容C₃ 、C₄ 提供，其電路動作如圖11所示。

(8)狀態八：t₇ <t<t₈

在t=t₇ 時，開關S₂ 截止，而開關S₄ 持續導通。為保持電流連續性，C_S1 、C_S2 和漏電感開始諧振，C_S1 進行放電、C_S2 進行充電，其電路動作如圖12所示。

(9)狀態九：t₈ <t<t₉

當t=t₈ 時，開關S₄ 持續導通，V_CS1 因諧振電流抽取能量而降至零。S₁ 寄生電容能量為零，寄生二極體D_S1 導通，開關S₁ 準備導通，完成零電壓切換，其電路動作如圖13所示。

(10)狀態十：t₉ <t<t₁₀

在t=t₉ 時，諧振電流I_P 會持續上升至0A，I_p 的值由負轉正即表示電流換向。在此區間內，開關S₁ 、S₄ 持續導通，輸入電感L_dc 持續釋能，形同一電流源，其電路動作如圖14所示。

(11)狀態十一：t₁₀ <t<t₁₁

在上個區間，I_p 的值由負轉正即表示電流換向，準備進入另一個傳遞週期的區間。在此區間內，開關S₂ 、S₃ 導通，諧振電流I_p 在上個區間降至零後持續下降由正轉負，意即變壓器上的電流換向，準備進入另一個傳遞週期的區間，其電路動作如圖15所示。

(12)狀態十二：t₁₁ <t<t₁₂

在此區間內，開關S₄ 截止，而S₁ 持續導通，輸入電感L_dc 持續釋能。開關S₄ 雖然截止，但二次側諧振電流I_S 必須保 持連續性，故C_S3 、C_S4 和變壓器漏電感做諧振，此時C_S3 進行放電，而C_S4 進行充電。此時變壓器一次側跨壓維持V_C1 ，變壓器二次側跨壓因C_S3 放電、C_S4 充電導致V_S 將開始由-V_CS4 增加至V_CS3 ，最後開關S₃ 在C_S3 放電至零伏特時導通，以完成零電壓切換。此時完成一個完整周期的動作循環，回到狀態一，其電路動作如圖16所示。

本創作與傳統相移控制之雙向半橋直流對直流轉換器的差異，為使用非對稱脈波控制下，轉換器除了可以達到零電壓切換外，並具有較大的責任週期利用率。傳統相移控制方式在雙向半橋轉換器架構上，僅有90度的相移量可使用。為解決此問題，本創作提出之非對稱脈波控制，使領先臂開關與落後臂開關故定在最大的相位差，隨著回授控制信號，調變責任週期，得到較大的責任週期利用率以及最大傳遞能量。

本創作提出一種非對稱脈波控制方法，使用在雙向半橋直流對直流轉換器。主要控制方式為使用固定頻率，調變脈波寬度信號大小，使其上下臂開關為互補信號，並且固定死域時間。上下臂開關根據回授信號，假設上臂開關增加脈波寬度信號，反之下臂為減少脈波寬度信號，此控制方式則稱為非對稱脈波控制方法。根據上述可知此架構最大的傳遞能量範圍為相移角度在90度時，故令高壓側開關信號落後低壓側開關信號90度，而兩側的上下臂開關信號為一樣的同步信號。根據輸出電壓回授，產生新的脈波寬度調變信號，以穩定整個轉換器。

11‧‧‧第一轉換器

12‧‧‧變壓器

13‧‧‧第二轉換器

I_p 、I_s 、I_dc ‧‧‧電流

V_bat 、V_bus ‧‧‧電壓

Claims (7)

1. 一種具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，包括：一第一轉換器，用以接收一電流，並產生一第一諧振電流；一變壓器，耦接該第一轉換器，於該變壓器之一次側接收該第一諧振電流，並於該變壓器12之二次側產生一第二諧振電流；以及一第二轉換器，耦接該變壓器，用以接收該第二諧振電流；其中，調節該第一轉換器與該第二轉換器之脈波寬度，進而調節一穩壓點及一輸出功率，以達到零電壓切換特性。
2. 如申請專利範圍第1項所述之具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，其中該第一轉換器更包括一輸入電感、一第一開關、一第二開關、一第一電容、一第二電容、一第一串聯電容與一第二串聯電容。
3. 如申請專利範圍第2項所述之具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，其中該輸入電感並聯該第一串聯電容與第二串聯電容，且該第一串聯電容CS1與該第二串聯電容CS2串聯。
4. 如申請專利範圍第3項所述之具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，其中該第一串聯電容CS1與該第一開關S1與該第一電容C1並聯，而該第二串聯電容CS2與該第二開關S2與該第二電容C2並聯。
5. 如申請專利範圍第1項所述之具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，其中該第二轉換器更包括一第三開關、一第四開關、一第三電容、一第四電容、一第三串聯電容、一第四串聯電容與一輸出電容。
6. 如申請專利範圍第5項所述之具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，其中該第三電容與該第四電容串聯，並與該輸出電容並聯。
7. 如申請專利範圍第6項所述之具有非對稱脈波控制方法之雙向半橋直流對直流轉換器，其中該第三電容與該第三開關、該第三串聯電容並聯， 而該第四電容與第四開關、該第四串聯電容並聯。