CN1227804C - 一种能够防止在其中发生故障的直流－直流变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种防止DC-DC变换器(10、20、50)中故障情况的方法，其中变换器有耦合到第一同步整流器(SQ1)的第一次边线圈(Ns1)和耦合到第二同步整流器(SQ2)的第二次边线圈(Ns2)。第一同步整流器(SQ1)根据第一次边线圈(Ns1)两端的电压被开启，而根据第一驱动信号被关闭。第二同步整流器(SQ2)根据第二次边线圈(Ns2)两端的电压被开启，而根据第二驱动信号被关闭。本发明还提供了一种DC-DC变换器(10、20、50)，其中第一控制电路依照上述方法耦合到并控制第一同步整流器(SQ1)，而第二控制电路依照上述方法耦合到并控制第二同步整流器(SQ2)。

Description

一种能够防止在其中发生故障的直流-直流变换器
发明领域
本发明总体上针对电压变换器，更具体而言，针对一种用于克服带同步整流模块的并联问题的系统级解决方案。
该专利申请要求共同未决的在先提交的美国临时专利申请的权益，所述美国临时专利申请的申请号为60/178,683，在2000年1月28日提交。
发明背景
下一代板载DC/DC变换器的拓扑结构选择主要由具有高功率密度的必要性来决定。为了实现高功率密度，非板载DC/DC模块的效率必须最大化。在要求大降压比，如从48V降至5V、3.3V、2.5V等的应用中，二次整流器的损耗占优势。为了降低这些损耗，可以使用同步整流。在过去的十年中同步整流得到很大程度的普及，因为低电压半导体器件已经发展到使其成为一种可行的技术，如下面参考文献中所描述的那样：Tabisz.W.Lee，F.C..Chen，D.“一种用于高频DC/DC变换器的MOSFET共振同步整流器”，IEEE PESC 1990年学报第769-779页；Jitaru，I.D.“带共振过渡的稳频正向变换器”，HFPC 91年学报第282-292页；Cobos，J.A.等人的“低输出电压板载变换器的几种选择”，IEEE APEC 98年学报第163-169页；Bowman，W.，Niemela，V.A.“钳位模式功率变换器中同步整流器的自同步驱动电路”，美国专利5,590,032，1996年12月31日；Loftus，Jr.T.P.“带无损耗同步整流器栅极驱动的零电压开关功率变换器”，美国专利5,274,543，1993年12月28日；Rozman，A.F.的“用于钳位模式变换器应用的低损耗同步整流器”，美国专利5,625,541，1997年4月29日；Murakami，N.等人的“一种用于无线通信系统的高效、低型面300W电源封装”，IEEE APEC 1994年学报第786-792页；Yamashita，N.，Marakami，N.，Yachi，T.“一种用于无线通信系统的压缩、高效50W板载电源模块”，IEEE APEC 1995年学报第297-302页；Djekic，O.，Brkovic，M.的“同步整流器对肖特基二极管是低电压应用的反抗拓扑结构”，IEEEPESC 1997年学报第1374-1380页；Nakayashiki等人的“带同步整流器的高效开关电源单元”，IEEE INTELEC 1998年学报第398-403页；Kohama，T.等人的“对并联变换器系统中由同步整流器引起的异常现象的分析”，IEEE INTELEC 1998年学报第404-411页；Cobos，J.A.等人的“自驱动同步整流器的新驱动方案”，IEEE APEC 1998年学报第840-846页；Svardsjo，C.的“双端隔离DC-DC变换器”，美国专利5,907,481，1999年5月25日；Cobos，J.等人的“自驱动同步整流器的新驱动方案”IEEE APEC 1999年学报第840-846页。
同步整流增加了实现DC/DC变换器的新一级复杂性。首先，同步整流器必须根据精确的定时开启或关闭。其次，利用同步整流的整流器级的工作并不限于单个象限，这使得在并联或冗余配置中要求多于一个模块工作时，系统方案复杂化。随着逻辑电压持续下降，而电流要求持续增加，在一个并联配置中放置两个或多个模块的能力变得越来越重要。因此，并联配置模块的能力越来越必要。
当典型的同步整流器模决放置在并联配置中时，一个或多个模块将吸收电流，而不是提供电流，这会引起系统输出母线电压中的故障。当试图将使用同步整流的模块并联时遇到的这些问题很容易理解，如下面参考文献中所描述的：Kohama.T.等人的“对并联变换器系统中由同步整流器引起的异常现象的分析”，IEEE INTELEC 1998年学报第404-411页。尽管问题很容易理解，但很显然没有简单的解决方案。在正常或稳态工作中防止故障情况是不够的。在启动或停止情况下也需要防止故障情况。
发明概述
本发明提供了并联带同步整流的模块的一种简单的解决方案。本解决方案利用了所选系统解决方案的自校正特性。当通过同步整流器的电流试图自己反向时，这种解决方案不去设法检测该电流而禁止同步整流器。由于连续和不连续导通模式的工作都需要处理，所以在这种情况下禁止同步整流器会显著改变系统特性。这两种模式都有稳定性。此外，在轻负载工作期间，这种系统会常常在这两种工作模式之间振荡。所提议的解决方案避免了所有这些问题并且给出了更简单更好的整体系统解决方案。本发明可以应用于推挽式拓扑结构和其它拓扑结构，如两开关前向、传统前向(无有功钳位)等，只要同步整流器是自驱动的即可。
本发明提供了一种在DC-DC变换器中防止故障情况的方法，其中变换器有耦合到第一同步整流器的第一次边线圈和耦合到第二同步整流器的第二次边线圈。第一同步整流器根据通过第一次边线圈的电压开启，而根据第一驱动信号关闭。第二同步整流器根据通过第二次边线圈的电压开启，而根据第二驱动信号关闭。
本发明还提供了一种DC-DC变换器，包括主变压器、第一和第二同步整流器，及第一和第二控制电路。该主变压器有原边线圈、第一次边线圈和第二次边线圈，其中第一和第二次边线圈耦合在一起。第一同步整流器耦合到第一次边线圈，而第二同步整流器耦合到第二次边线圈。第一控制电路耦合到第一同步整流器，并且根据通过第一次边线圈的电压开启第一同步整流器，根据第一驱动信号关闭第一同步整流器。第二控制电路耦合到第二同步整流器，并且根据通过第二次边线圈的电压开启第二同步整流器，根据第二驱动信号关闭第二同步整流器。
此外，本发明提供了一种DC-DC变换器，包括主变压器、信号变压器、第一和第二输出端子、输出电感、输出电容、偏压端子、第一和第二同步整流器、第一、第二、第三和第四开关。主变压器有原边线圈、第一次边线圈和第二次边线圈，其中第一和第二次边线圈耦合在一起。信号变压器有原边线圈、第一次边线圈和第二次边线圈，其中第一和第二次边线圈耦合在一起。第二输出端子耦合到信号变压器第一和第二次边线圈之间的连接处。输出电感耦合在主变压器第一和第二次边线圈之间的连接处和第一输出端子之间。输出电容耦合在第一和第二输出端子之间。第一同步整流器耦合在主变压器的第一次边线圈和第二输出端子之间。第一开关耦合在偏压端子和第一同步整流器的一个控制器之间，第一开关的一个控制器耦合到主变压器的第一次边线圈。第二开关耦合在第一同步整流器的该控制器和第二输出端子之间，第二开关的一个控制器耦合到信号变压器的第一次边线圈。第二同步整流器耦合在主变压器的第二次边线圈和第二输出端子之间。第三开关耦合在偏压端子和第二同步整流器的一个控制器之间，第三开关的控制器耦合到主变压器的第二次边线圈。第四开关耦合在第二同步整流器的控制器和第二输出端子之间，第四开关的控制器耦合到信号变压器的第二次边线圈。
参考下面的详细描述并联系相应附图，本发明的其它特征和优点对本领域的普通技术人员将是显而易见的。
附图简述
通过参考下面的描述并联系相应附图，本发明上述和更多的优点将得到更好的理解，其中：
图1是根据本发明一种实施例的全波整流器的简化示意图；
图2是根据本发明一种实施例的全桥式变换器的简化示意图；
图3是说明根据本发明一种实施例带负输出电感电流的全桥式变换器的波形图；
图4是带有根据本发明的同步整流模块的防反转电路的示意图；
图5是当根据本发明执行电路续流阶段的定时时用于禁止同步整流器驱动的定时电路的示意图；及
图6是对根据本发明一种实施例的150W DC/DC模块在没有有功电流共享的情况下启动到工作电压的说明。
优选实施例详述
尽管下面对构造和使用本发明各种不同的实施例进行了详细讨论，但是应当理解本发明提供了许多可用的创造性概念，可以用于很多种具体环境。在此所讨论的具体实施例仅仅对构造和使用本发明的具体方法起说明性的作用，而不是限定本发明的范围。这里的讨论涉及逻辑集成电路，更具体而言，涉及一种新的带同步整流的简化DC-DC模块，它可以与其它DC-DC模块并联。从而，本发明防止了正常稳态、启动和停止状态期间的故障情况。此外，本发明尤其适用于便携式电子设备，如计算机、个人数字助理和通信设备。
本发明为并联带同步整流的模块提供了一种简单的解决方案。本发明利用了所选系统解决方案的自校正特性。当通过同步整流器的电流试图自己反向时，这种解决方案不去设法检测该电流而禁止同步整流器。由于现在我们必须处理工作的连续和不连续导通模式，所以在这种情况下禁止同步整流器显著地改变了系统特性。这两种模式都有稳定性。此外，在轻负载工作期间，这种系统会常常在这两种工作模式之间振荡。所提议的解决方案避免了所有这些问题并且给出了更简单更好的整体系统解决方案。采用计算机模拟和一种实验电路板证实了这个概念。
尽管本发明将首先参考硬开关推挽式拓扑结构来描述，本发明还可应用于其它拓扑结构，如两开关前向、传统前向(无有功钳位)等，只要同步整流器是自驱动的。已经为这些类型的拓扑结构建议了许多不同的同步整流器驱动方案。例如，众所周知，如果期望高效率，外部驱动方案提供了最佳解决方案。这样一种外部驱动方案在1999年5月25日授予Svards jo，C.的美国专利5,907,481“双端隔离DC-DC变换器”中进行了描述，在此引入作为参考。这种类型的驱动方案提供了恰当的驱动脉冲以保证两个同步整流器在整个续流周期中都开启。然而，为了提供模块的安全并联，在美国专利5,907,481中建议的驱动方案必须进行修改。美国专利5,907,481提供了一种电路，其中开启和关闭同步整流器的定时信息都由一次电路通过信号变压器来提供。本发明也使用一种驱动方案，其中关闭定时由一次电路通过信号变压器来提供，但不象美国专利5,907,481，其开启定时由主变压器来提供。
图1是根据本发明一种实施例的全波整流器10的示意图，使用了上述修改的驱动方案。全波整流器10包括主变压器Tx，信号变压器Tsx，同步整流器SQ1和SQ2，开关SQ3、SQ4、SQ5和SQ6，信号变压器电容Ctx，输出电容Co和输出电感Lo。主变压器Tx有原边线圈N1，第一和第二次边线圈Ns1和Ns2。第一和第二次边线圈Ns1、Ns2耦合在一起。信号变压器Tsx有原边线圈16，第一和第二次边线圈17和18。第一和第二次边线圈17、18耦合在一起。
输出电感Lo耦合在主变压器Tx的中间抽头(在第一和第二次边线圈Ns1、Ns2之间)和第一输出端子12之间。输出电容Co耦合在第一输出端子12和第二输出端子14之间。第二输出端子14还耦合在信号变压器Tsx的中间抽头(在第一和第二次边线圈17、18之间)之间。通过第一和第二输出端子12、14的电压是Vout。第一同步整流器SQ1耦合在第一次边线圈Ns1和第二输出端子14之间。开关SQ4耦合在一次偏压Vcc和第一同步整流器SQ1的栅极之间，而开关SQ3耦合在第一同步整流器SQ1的栅极和第二输出端子14之间。开关SQ4的栅极耦合到主变压器Tx的第一次边线圈Ns1。开关SQ3的栅极耦合到信号变压器Tsx的第一次边线圈17。
第二同步整流器SQ2耦合在第二次边线圈Ns2和第二输出端子14之间。开关SQ6耦合在一次偏压Vcc和第二同步整流器SQ2的栅极之间，而开关SQ5耦合在第二同步整流器SQ2的栅极和第二输出端子14之间。开关SQ6的栅极耦合到主变压器Tx的第二次边线圈Ns2。开关SQ5的栅极耦合到信号变压器Tsx的第二次边线圈18。
信号变压器Tsx的原边线圈16有第一端子和第二端子(高电压端子是用点标的)。信号变压器电容Ctx耦合在驱动器A和信号变压器Tsx原边线圈16的第一端子之间。信号变压器Tsx原边线圈16的第二端子耦合到驱动器B。如在此所使用的，开关和同步整流器的栅极也称为控制器。另外，开关SQ3和SQ4称为第一控制电路，而开关SQ5和SQ6称为第二控制电路。
如前面所提到的，同步整流器SQ1和SQ2的关闭定时由来自信号变压器Tsx原边的信号来决定，而开启定时由主变压器Tx产生的电压来决定。本发明提供了自校正机制来防止电流在反方向形成。
电路10在这种情况下的工作如下所示：当通过输出电感Lo的电流下降并变负时，通过有功开关的电流也改变极性并流经其反并联二极管。因此，由于电流在开关的反并联二极管中并且正伏特*秒(volt*seconds)作用到输出电感Lo，所以当一次驱动试图关闭一次开关时，什么都不发生。一次开关直到其反并联二极管自然换向才关闭。这些反并联二极管当反射负载电流和磁电流的总和等于0或稍正时将最终关闭。由于第二同步整流器SQ2直到变压器电压成为0才开启，所以没有形成冲突情况。这个自校正机制对推挽式拓扑结构起作用，因为一次开关的关闭不决定同步整流器SQ1、SQ2的关闭。
现在参考图2，示出了根据本发明一种实施例的全桥式变换器20的示意图。全桥式变换器20包括主变压器Tx，信号变压器Tsx，一次开关Q1、Q2、Q3和Q4，同步整流器SQ1和SQ2，开关SQ3、SQ4、SQ5和SQ6，输入电容Cin，信号变压器电容Ctx，输出电容Co，输出电感Lo，脉宽调制(“PWM”)电路22和定时电路24。
主变压器Tx有原边线圈N1，第一和第二次边线圈Ns1和Ns2。第一和第二次边线圈Ns1、Ns2耦合在一起。信号变压器Tsx有原边线圈31，第一和第二次边线圈32和33。第一和第二次边线圈32、33耦合在一起。
变换器20从连接在第一输入端子26和第二输入端子28之间的DC源Vdc接收DC功率。输入电容Cin耦合在第一和第二输入端子26、28之间。一次开关Q4耦合在第一输入端子26和主变压器Tx原边线圈N1的第一端子之间。一次开关Q2耦合在主变压器Tx原边线圈N1的第一端子和第二输入端子28之间。一次开关Q3耦合在第一输入端子26和主变压器Tx原边线圈N1的第二端子之间。一次开关Q1耦合在主变压器Tx原边线圈N1的第二端子和第二输入端子28之间。一次开关Q2和Q3的栅极耦合到定时电路24的第一连接处。一次开关Q1和Q4的栅极耦合到定时电路24的第二连接处。定时电路24通过驱动器A和驱动器B连到PWM 22。信号变压器Tsx的原边线圈30有第一端子和第二端子(高压端子是用点标的)。信号变压器电容Ctx耦合在定时电路24的第三连接处和信号变压器Tsx原边线圈30的第一端子之间。信号变压器Tsx原边线圈30的第二端子耦合到定时电路24的第四连接处。
输出电感Lo耦合在主变压器Tx的中间抽头(在第一和第二次边线圈Ns1、Ns2之间)和第一输出端子34之间。输出电容Co耦合在第一输出端子34和第二输出端于36之间。第二输出端子36还耦合在信号变压器Tsx的中间抽头(在第一和第二次边线圈31、32之间)之间。通过第一和第二输出端子34、36的电压是Vout。第一同步整流器SQ1耦合在第一次边线圈Ns1和第二输出端子36之间。开关SQ4耦合在一次偏压Vcc和第一同步整流器SQ1的栅极之间，而开关SQ3耦合在第一同步整流器SQ1的栅极和第二输出端子36之间。开关SQ4的栅极耦合到主变压器Tx的第一次边线圈Ns1。开关SQ3的栅极耦合到信号变压器Tsx的第一次边线圈31。
第二同步整流器SQ2耦合在第二次边线圈Ns2和第二输出端子36之间。开关SQ6耦合在一次偏压Vcc和第二同步整流器SQ2的栅极之间，而开关SQ5耦合在第二同步整流器SQ2的栅极和第二输出端子36之间。开关SQ6的栅极耦合到主变压器Tx的第二次边线圈Ns2。开关SQ5的栅极耦合到信号变压器Tsx的第二次边线圈32。
现在参考图3，根据本发明一种实施例，示出了带负输出电感电流的全桥式变换器工作的波形图。这个工作条件可以由两个或多个并联模块来形成，其中使用了非常松散的电流共享方案，或者在一模块已经开启而另一模块正在开启期间(模块启动进入工作电压，热插入)形成。对于由外部驱动电路定义同步整流器的开启和关闭时间的实现方案，只要一次开关的关闭允许电感电流在反方向建立，同步整流器就导通。最终，电感电流将在反方向增大到使模块发生故障。即使模块发生故障，从系统观点看这也不是一种理想的工作模式。
本发明修改的驱动方案在PWM控制器激活的时候提供自校正机制。因此，PWM在正常情况下需要保持激活。在带并联模块的系统中，典型的定点失配将使一个或多个模块关闭。具有最高参考(定点)的模块将决定使其余的模块停止运行的系统电压。“防反转电路”可以用来避免这种情况。有许多已经提议的不同电路可以解决这个问题。通常，那些电路要求第二参考和/或其它复杂的电路来防止功率级在这种情况下关闭。在同步整流类型模块中，本发明利用了这些模块总是工作在连续导通模式，及如果实现了输入电压前馈则进入PWM比较器的信号将很好地运行且没有大的漂移的事实。因此，一个简单的防反转电路可以通过限制这个电压信号来获得。例如，在要求隔离和使用光耦合器从二次电路到一次电路传输反馈信号的应用中，防反转电路可以实现为如图4所示。
图4是用于根据本发明一种实施例带同步整流的模块的防反转电路40的示意图。防反转电路40包括光耦合器U1，且连接在偏压源Vcc和地之间。防反转电路40还连到运算放大器44的输出端和PWM 22的比较器42。该防反转电路还包括不同的偏置电阻R1、R2、R3和R4，电容C1、C2和C3。电阻R1与光耦合器U1的输出级串联放置以限制向PWM比较器42提供有界信号的最小阻抗。与R1并联添加的电容C1对保持变换器的高频性能是必须的。即使当主反馈回路由于输出电压太高而告诉变换器返折时，这个简单的修改也能防止该模块关闭。
如果修改的推挽式变换器驱动方案与防反转电路一起使用，通过同步整流器的反向电流导通在任何有PWM控制器工作的情况下都可以避免。因此，本发明将在正常工作和启动类型情况下防止通过同步整流器的反向电流导通。但是，这种结合不能解决停止运行期间的这个问题，如当其中一个模块在其它一个或多个模块保持开启的情况下打算关闭时。在这种情况下，将要关闭的模块将不能够区分关闭状态和其典型的续流阶段，并且将开启两个同步整流器，导致模块输出端的短路。
为了解决这个问题，本发明包括当模块通过其远程开启/关闭功能关闭时禁止同步整流器的电路。如果该远程开启/关闭功能位于电路的二次侧，这可以是一个非常简单的电路。不幸的是，在大多数无线通信DC/DC模块中该开启/关闭功能都位于一次电路。因此，这就要求额外的光耦合器将这个信息传输到二次电路。在典型的DC/DC模块中光耦合器是相对较大和不可靠的元件。因此，一种更好的解决方案是有一个检测何时超出续流阶段的长度并禁止同步整流器的简单定时电路。
图5是根据本发明具有定时电路52的整流器电路50的示意图，其中定时电路52用于当执行电路续流阶段的定时时禁止同步整流器驱动的定时电路。除定时电路52以外，整流器电路50与参考图1所描述的整流器电路10是相同的。定时电路52包括开关SQ7和SQ8，电阻R1和电容C1。开关SQ8耦合在Vcc和信号变压器Tsx第一和第二次边线圈17、18之间的中间抽头之间。开关SQ7耦合在开关SQ8的栅极和信号变压器Tsx的中间抽头之间。开关SQ7的栅极耦合到信号变压器Tsx的第一次边线圈17。电阻R1耦合在第二偏压源Vcc2和开关SQ8的栅极之间。电容C1耦合在开关SQ8的栅极和信号变压器Tsx第一和第二次边线圈17、18之间的中间抽头之间。在开启/关闭信号已经被激活后，定时电路52可以在几个周期中禁止同步整流器SQ1、SQ2以防止系统电压中任何显著的低频干扰。
以上关于本发明的讨论涉及对用于同步整流器的带改进驱动方案的推挽式类型拓扑结构的使用，其中同步整流器有防反转电路和在停止运行期间禁止同步整流器的定时或开启/关闭控制电路。根据本发明的模块可以与一个或多个模块并联，而不需要任何电流分配。此外，模块可以独立地开启或关闭，在热交换和冗余应用中要求的功能性。本发明还能防止当开启进入确定的电压时输出电感电流在反方向建立。最后，根据本发明的模块能够识别其何时被置为关闭状态。
本发明所公开的概念也可以应用到其它拓扑结构，如两开关前置式、传统前置式(无有功钳位)等，有一个共同的特征是：同步整流器必须是自驱动的。即，开启或关闭同步整流器的信息从主变压器获得。在这种配置中，续流阶段的存在使电路能够自校正并防止电流通过同步整流器反向。不象推挽式类型拓扑结构，自驱动方案对于防止在这种工作模式期间同步整流器之间冲突的形成是必须的。即，同步整流器驱动必须是互补的。显然，本发明所公开的概念还可以应用到带自驱动同步整流的推挽式类型变换器。
现在参考图6，说明带全桥式实现的150W DC/DC模块的实验波形，其中建议的驱动电路在没有O-形环二极管和有功电流分配的情况下启动达到3.3V输出。第一条轨迹曲线60是同步整流器栅极驱动(10V/div)。第二条轨迹曲线62是输出电压Vout(2V/div)。第三条轨迹曲线64是二次偏压Vcc(10V/DC)。第四条轨迹曲线66是输出电流Io(5A/div)。如图6所示，DC/DC模块的输出电流开始稍微变负，但这并不能增加对本发明预期的自校正特性的确认。
一次开关Q1、Q2、Q3和Q4，同步整流器SQ1和SQ2，及开关SQ3、SQ4、SQ5、SQ6、SQ7和SQ8示为MOSFET；但是，经仔细考虑，其它类型的FET或开关设备也可以在本发明中使用。尽管本发明的优选实施例已经详细地进行了描述，对于本领域的技术人员，应当理解在不背离本发明主旨和范围的前提下可以进行各种修改，如附加权利要求中所列举的。

Claims (7)

1.一种直流-直流变换器，包括：
主变压器，有原边线圈，第一次边线圈和第二次边线圈，第一和第二次边线圈耦合在一起；
信号变压器，有原边线圈，第一次边线圈和第二次边线圈，第一和第二次边线圈耦合在一起；
第一和第二输出端子，第二输出端子耦合到信号变压器第一和第二次边线圈之间的连接处；
耦合在主变压器第一和第二次边线圈之间的连接处和第一输出端子之间的输出电感；
耦合在第一和第二输出端子之间的输出电容；
偏压端子；
耦合在主变压器第一次边线圈和第二输出端子之间的第一同步整流器；
第一开关，耦合在偏压端子和第一同步整流器的一个控制端之间，第一开关的一个控制端耦合到主变压器的第一次边线圈；
第二开关，耦合在第一同步整流器的该控制端和第二输出端子之间，第二开关的一个控制端耦合到信号变压器的第一次边线圈；
第二同步整流器，耦合在主变压器的第二次边线圈和第二输出端子之间；
第三开关，耦合在偏压端子和第二同步整流器的一个控制端之间，第三开关的该控制端耦合到主变压器的第二次边线圈；
第四开关，耦合在第二同步整流器的该控制端和第二输出端子之间，第四开关的该控制端耦合到信号变压器的第二次边线圈。
2.权利要求1中所述的直流-直流变换器，还包括用于当变换器的输出电压太高时防止变换器关闭的防反转电路。
3.权利要求1中所述的直流-直流变换器，其中所述第一开关和第二开关构成第一控制电路，第三和第四开关构成第二控制电路，该直流-直流变换器还包括耦合到第一和第二控制电路的定时电路，用于当变换器的续流阶段超过一个时间间隔时禁止第一和第二同步整流器。
4.权利要求1中所述的直流-直流变换器，其中第一和第二同步整流器是MOSFET。
5.权利要求1中所述的直流-直流变换器，其中第一、第二、第三和第四开关是MOSFET。
6.权利要求2中所述的直流-直流变换器，其中防反转电路包括光耦合器。
7.权利要求3中所述的直流-直流变换器，其中定时电路包括：
第二电压端子；
第五开关，耦合在偏压端子和信号变压器的第一和第二次边线圈之间的连接处之间；
第六开关，耦合在第五开关的一个控制端和信号变压器的第一和第二次边线圈之间的连接处之间，第六开关的该控制端耦合到信号变压器的第一次边线圈；
耦合在第二电压端子和第五开关的该控制端之间的电阻；及
耦合在第五开关的该控制端和信号变压器的第一和第二次边线圈之间的连接处之间的电容。
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