DE60015401T2

DE60015401T2 - Last-Steuerungssystem mit einer Überlast-Schutzschaltung

Info

Publication number: DE60015401T2
Application number: DE60015401T
Authority: DE
Inventors: Jr. Donald F. Hausman; Robert William Lenig; Stuart Dejonge
Original assignee: Lutron Electronics Co Inc
Current assignee: Lutron Electronics Co Inc
Priority date: 1999-06-21
Filing date: 2000-06-13
Publication date: 2005-10-20
Anticipated expiration: 2020-06-14
Also published as: ATE281023T1; US6347028B1; CA2374381C; AU5609400A; EP1282231A2; DE60017203D1; CA2374381A1; DE60005186T2; WO2000079681A1; ES2231647T3; JP4159286B2; ATE249695T1; ES2236439T3; JP2003503003A; DE60015401D1; EP1283596B1; DE60005186D1; EP1282231B1; EP1282231A3; ES2206258T3

Description

Gegenstand der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Laststeuersysteme und speziell auf ein Lichtsteuersystem mit einem Überlastschutzkreis, um die Verlustenergie eines Schaltelements im Steuersystem beim Überschreiten eines vorbestimmten Höchstniveaus zu begrenzen.
Hintergrund der Erfindung
Phasengesteuerte Lichtsteuerungen sind wohl bekannt und enthalten Dimmfunktionen durch selektiven Anschluß einer AC-Leistungsquelle an eine Last während jedes Halbzyklus.
Die AC-Leistung kann durch Verwendung steuerbarer Leiteinrichtungen wie Triacs, antiparalleler SCRs, Feldeffekttransistoren (FETs) oder isolierte Gatebipolartransistoren (IGBT) geschaltet werden. Der Betrag der Dimmung wird durch das Verhältnis der „ON"-Zeit zur „OFF"-Zeit mit steuerbaren Leiteinrichtung bestimmt. Beim herkömmlichen vorwärtsgerichteten phasengesteuerten Dimmen ist die steuerbare Leiteinrichtung (Triac oder SCR) zu Beginn jedes Halbzyklus (d.h. beim Nulldurchgang) OFF und wird später innerhalb des Halbzyklus ON geschaltet. Beim reversen phasengesteuerten Dimmen ist die steuerbare Leiteinrichtung (FET oder IGBT) ON geschaltet, um die Leistung auf die Last beim oder nahe des Nulldurchgangs zu ermitteln und wird später während des Halbzyklus OFF geschaltet. Für jedes Verfahren des phasengesteuerten Dimmens wird das Verhältnis der ON-Zeit zur OFF-Zeit durch eine vom Benutzer ausgewählte gewünschte Höhe der Intensität bestimmt.
Lichtsteuerungen sind berechnet zur Steuerung einer vorbestimmten Maximallast. Wenn die Steuerung überlastet ist, kann die Maximaltemperaturauslegung der steuerbaren Leiteinrichtung überschritten werden und die Vorrichtung wird nicht so lange wie eine ordentlich belastete Vorrichtung halten oder ausfallen und die Steuervorrichtung katastrophal nutzlos machen. Eine Lichtsteuerung kann einfach überlastet werden durch einen Installateur, der zu viele Lampen an die Steuervorrichtung anschließt oder durch einen Bediener, der kaputte Lampen durch Lampen höherer Wattzahl austauscht.
Ein anderer Faktor, der zu einer erhöhten Temperatur der Vorrichtung führen kann, ist der Betrieb der Lichtsteuerung bei einer erhöhten Umgebungstemperatur. Lichtsteuerungen sind berechnet zum Betrieb in einem Bereich der Umgebungstemperatur von gewöhnlich 0°C bis 40°C. Eine erhöhte Umgebungstemperatur würde eine anderweitig ordentlich belastete Vorrichtung zum Betrieb oberhalb ihrer Sicherheitsbetriebstemperatur veranlassen.
Im Stand der Technik können verschiedene Verfahren zur Feststellung der Überlastbedingungen gefunden werden. Beispielsweise offenbart US-PS 5,325,258 von Choi et al. eine Gatetreiberschaltung, die Sensorwiderstände verwendet, um den fließenden Strom durch die Low-Seite und die High-Seite eines FET zu bestimmen. Während der FET getrieben wird (d.h. ON), wird die Spannung entlang des Meßwiderstandes verglichen mit einem festliegenden Schwellwert. Falls die Spannung entlang des Meßwiderstandes oberhalb des festliegenden Schwellwertes für eine Zeitdauer verbleibt, die von einem Blindkreis gesetzt ist, wird der FET als überlastet bestimmt und heruntergefahren. Der Blindkreis ist ausgelegt, um Falschsignale durch das Herunterfahren des FET-Treibers zu vermeiden. Während Choi et al. unter bestimmten Umständen Überlastbedingungen vermeidet, verfehlt er die Entdeckung einer Kurzschlußbedingung während einer Blindperiode. Ebenfalls kann die Vorrichtung nicht akkurat Überstrombedingungen aufdecken, die früh in der ON-Periode jedes Halbzyklus auftreten, weil Choi et. al. den Strom durch den FET mit einem festliegenden Schwellwert vergleicht.
US-PS 5,010,293 von Ellersick offenbart einen Strombegrenzungskreis für einen Leistungs-FET. Ein bipolarer Transistor ist verbunden als Nebenwiderstand des Gatters des Leistungs-FET mit dem Potential der Quelle, sobald ein Bipolartransistor leitend wird, um den Strom durch den Leistungs-FET zu begrenzen. Ein Meßwiderstand ist vorgesehen in Reihe mit dem leitenden Pfad zur Steuerung einer Basis des Bipolartransistors, um den Transistor leitend zu machen, sobald er Strom durch den Meßwiderstand eine vorbestimmte Höhe übersteigt. Jedoch ist die Ellersick-Schaltung begrenzt, weil sie den Strom durch den FET mit einem festen Schwellwert vergleicht, der nicht akurat Überstrombedingungen früh in den ON-Perioden jedes Halbzyklus aufdeckt und weil der Leistungs-FET aktiv wird, um den Strom zu begrenzen, der bei hohen Leistungen verloren geht.
US-PS 5,079,456 von Kotowski et. al. offenbart eine Stromüberwachungsschaltung, die einen kleineren Meß-FET beinhaltet, der ein Strompotential zu einem größeren Leistungs-FET der Vorrichtung überträgt. Ein Vergleichsglied mißt die Spannung entlang des kleineren Transistors um anzuzeigen, falls der Strom in dem Meßtransistor einen vorbestimmten Wert übersteigt, welcher den maximalen Quellenstrom des Meßtransistors gleich ist. Ein zweites Ausführungsbespiel reguliert den Quellstrom durch den Meßtransistor, um den Strom durch den Leistungstransistor zu steuern, wobei der Meßtransistor im Linearbereich betrieben wird. Durch Modifikation der drain to source Spannung des Meßtransistors kann die Vorrichtung den Strom durch den Leitungstransistor regulieren. Ein spezieller Nachteil des Kotowski et al. Systems ist der Bedarf des separaten Meß-FET zur Überwachung des Leistungs-FET, zusätzlich zur Komplexibilität und den Kosten der Überwachungs schaltung. Wiederum wird der FET aktiv um den Strom zu begrenzen, wodurch eine Menge an Leistung verloren geht.
Die US-PS 4,937,697 von Edwards et al. offenbart eine andere Schutzschaltung, welche die augenblickliche FET drain to source Spannung überwacht, um eine Strommeßsignal zu erzeugen. Wenn das Strommeßsignal ein vorbestimmtes Referenzgrenzsignal übersteigt, schaltet ein erster Steuerkreis den FET sofort OFF. Ein Referenzgenerator erzeugt ein Referenzgrenzsignal mit einer vorbestimmten Temperaturvariation als Funktion der am FET gemessenen Temperatur derart, daß Strombegrenzungen für niedrige Vorrichtungstemperaturen gesetzt werden können. Ein zweiter Steuerkreis ist vorgesehen zum Schutz gegen Überstrombedingungen durch Kurzschlüsse durch Schaltung des FET OFF, sobald der gemessene FET-Strom eine vorbestimmte Grenze nach einer Verzögerung übersteigt. Die Verzögerungsschaltung hemmt den Betrieb der Steuerkreise bis zu einer vorbestimmten Zeit, nach dem der FET ON geschaltet ist. Während dieser Zeit besteht kein Schutz.
US-PS 5,041,940 (Sullivan) beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Schalten einer elektrischen Last, wie bei einer Glühstrumpflampe, mit einem FET und sieht Schutz für den FET vor. Ein integriertes Leistungssignal wird mit einem kritischen Grenzwertniveau verglichen, welches die maximale Verlustleistung des FET repräsentiert. Falls das integrierte augenblickliche Leistungssignal den kritischen Schwellwert infolge von Überlast übersteigt, wird der FET ausgeschaltet.
Obwohl jedes der beschriebenen Systeme versucht, Überlast und Überhitzung der steuerbaren Leiteinrichtungen für die einzelnen Anwendungen zu vermeiden, verlangen sie die Verwendung von kostenaufwendiger Hardware oder gehen fehl bei der Vermeidung adäquaten Schutzes über einen weiten Bereich der Betriebsbedingungen und Ausstattungen. zusätzlich funktionieren die Vorrichtungen nach Stand der Technik zur Be grenzung des Stromflusses durch die steuerbare Leiteinrichtung bei Überlastbedingungen durch Modifikation der drain to source Spannung, was nicht die Gesamtverlustleistung im FET reduziert. Der Laststeuerkreis der vorliegenden Erfindung verringert den Stromfluß auf einem sicheren Betriebslevel während der Verlust im FET nicht zunimmt. Die vorliegende Erfindung sieht eine Lösung dieser Probleme vor.
Zusammenfassung der Erfindung
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird eine Schutzschaltung zur Verwendung in einem Laststeuerungssystem zur Begrenzung der Verlustleistung einer elektronischen Komponente vorgeschlagen, die eine AC-Quelle auf die Last aufschaltet, wobei die Schutzschaltung einen integrierenden Schaltkreis enthält, der einen gemessenen Parameter der elektronischen Komponente über eine vorbestimmte Zeitdauer integriert und einen Ausgangswert erzeugt, sowie einen Schwellwert erzeugenden Schaltkreis aufweist, der einen ersten Schwellwert zur Anzeige der maximalen Durchschnittsverlustleistung der elektronischen Komponente erzeugt, und einen Vergleichskreis hat, der den ersten Schwellwert und den Ausgangswert vergleicht und ein Signal zum Abschalten der elektronischen Komponente erzeugt, sobald der Ausgangswert den ersten Schwellwert übersteigt, gekennzeichnet durch einen Filterkreis, der das Signal vom Vergleichskreis empfängt und das Signal des Vergleichskreises glättet.
Der Filterkreis glättet die Steuerung der elektronischen Komponente in Übereinstimmung mit einer Zeitkonstante des Filterkreises.
Weiterhin kann der erste Schwellwert einen variablen Wert besitzen, der sich während einer Halbperiode einer Grundfrequenz der AC-Quelle verändert. Die vorbestimmte Zeitperiode kann beginnen, sobald die AC-Quelle das Nullpotential kreuzt und kann eine Länge aufweisen, die nicht länger als eine Halbperiode der Grundfrequenz der AC-Quelle ist.
In Übereinstimmung mit anderen bevorzugten Merkmalen der Erfindung kann die Schutzschaltung eine Reset-Schaltung beinhalten, die den integrierenden Schaltkreis OFF hält während einer Zeitperiode, in welcher die elektronische Komponente normalerweise OFF ist.
Die Schutzschaltung kann weiterhin einen Fehlererzeugungskreis beinhalten, der ein Ausgangssignal des Filterkreises empfängt und das Ausgangssignal des Filterkreises mit einem zweiten Schwellwert vergleicht. Der Fehlererzeugungskreis kann die elektronische Komponente basierend auf dem zweiten Schwellwert OFF schalten. Der zweite Schwellwert kann in Übereinstimmung mit einem ON-Status-Widerstand der elektronischen Komponente und der maximalen Durchschnittsverlustleistung der elektronischen Komponente variieren. Zudem kann der zweite Schwellwert identisch zum ersten Schwellwert sein.
Das Laststeuersystem kann zum Steuern von kapazitiven Lasten verwendet werden und kann speziell zum Steuern einer Lichtlast verwendet werden. In einer derartigen Umgebung setzt der Controller eine ON-zeit des mindestens einen Schaltelements auf einen konstanten Arbeitszyklus für eine vom Benutzer vorgegebene Höhe der Intensität der Lichtlast. Weiterhin können die Überlastbedingungen visuell dem Benutzer durch Aufblitzen der Lichtlast angezeigt werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die vorausgehende Zusammenfassung und ebenso die folgende detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen wird besser verstanden in Verbindung mit den angehängten Zeichnungen. Zum Zwecke der Darstellung der Erfindung wird in den Zeichnungen ein Ausführungsbeispiel gezeigt, daß gegenwärtig bevorzugt ist und in dem gleiche Bezugszeichen gleich artige Teile repräsentieren durch die verschiedenen Ansichten der Zeichnungen, wobei jedoch zu verstehen ist, daß die Erfindung nicht auf die spezifischen Verfahren und Instrumentarien beschränkt ist.
Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm eines Laststeuerkreises nach Stand der Technik;
2 ein Blockdiagramm eines Laststeuerkreises mit einem Überlastschutzkreis nach der vorliegenden Erfindung;
3 eine graphische Veranschaulichung der Durchschnittsverlustleistung P_AVG durch eine steuerbare Leiteinrichtung über der Zeit für verschiedene Lastströme I_L;
4 eine graphische Veranschaulichung der Durchschnittsspannung V_AVG an einer steuerbaren Lasteinrichtung über der Zeit für verschiedene Lastströme. Ebenso ist ein variabler Schwellwert und ein fester Schwellwert gezeigt;
5 eine graphische Veranschaulichung der Durchschnittsverlustleistung P_AVG einer steuerbare Leiteinrichtung über der Zeit für eine steuerbare Leiteinrichtung, die bei verschiedenen Temperaturen und einem konstanten Laststrom I_L betrieben wird;
6 eine graphische Veranschaulichung der Durchschnittsspannung V_AVG über einer steuerbaren Leiteinrichtung über der Zeit bei verschiedenen Betriebstemperaturen während der Steuerung eines konstanten Laststroms. Ebenfalls gezeigt sind ein variabler Schwellwert und ein fester Schwellwert;
7 ein Blockdiagramm des Überlastschaltung nach 2; und
8 ein schematisches Diagramm der Überlastschaltung nach 7.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform Mit Bezug auf die 1 wird ein Blockdiagramm nach Stand der Technik mit einem Dreileitungs-Laststeuerkreis 10 zur Steuerung der Leistung für eine Last 30, wie eine Lichtlast, gezeigt. Der Laststeuerschaltung 10 kann Bestandteil eines Gesamtdimmungssystems sein, welches einem Benutzer die selektive Einstellung von Beleuchtungsniveaus innerhalb eines Raums, Gebäudes, etc. erlaubt. In dem Laststeuerkreis 10 ist die gesteuerte Last 30 ein elektronischer Niedervolttransformator. Weil dieser Lasttyp einen kapazitiven Input hat, wird er typischerweise gesteuert durch eine phasenumkehrsteuerschaltung wie die Laststeuerschaltung 10. Alternativ kann die Last 30 eine Widerstandslast sein, wie eine Glühstrumpflichtlast. Beispiele für eine Phasenumkehrsteuerschaltung können in den US-PS 5,038,081 und 5,510,679 , beide von Maiale, Jun. et al., gefunden werden, die allgemein dem Inhaber der vorliegenden Erfindung zugeordnet sind. Die Offenbarungen der vorgenannten US-Patente werden ausdrücklich hierin verkörpert durch Bezugnahme auf deren Gesamtheit. Es wird festgestellt, daß magnetische oder induktive Lasten, die eine Vorwärtsphasensteuerung verlangen, nicht durch die Laststeuerschaltung 10, die nachfolgend gezeigt und beschrieben ist, gesteuert werden können. Jedoch ist es möglich, mit Modifikationen der Gatetreiberschaltung ein Vorwärtsphasensteuersignal zur Steuerung dieser Lasten zu erzeugen. Zusätzlich kann die Laststeuerschaltung 10 in eine Zweidrahtkontiguration eingebaut werden durch Verbindung des Nulldurchgangsdetektors 16 und der Reverenz der Stormversorgung 18 an den Leiter, der „DH" markiert ist.
Der Laststeuerkreis 10 ist an eine AC-Eingangsquelle 12 gekuppelt über einen Schaltungsunterbrecher 14 gekuppelt, der vorgesehen ist, um die AC-Quelle 12 zu unterbrechen, falls der Laststeuerkreis 10 Strom unter Übersteigung eines vorbestimmten maximalen Leistungsstroms (z.B. 20A) über eine vorbestimmte Zeitperiode zieht. Die vorbestimmte Zeitperiode kann solang wie mehrere Sekunden oder länger sein, wodurch die Verwendung zum Schutz des Laststeuerkreises gegen Kurzschlüsse verhindert würde. Weiterhin kann ein einziger 10A Laststeuerkreis 10 der einzige Kreis sein, der mit einer 20A Sicherung (circuit breaker) verbunden ist. Die Sicherung (circuit breaker) würde nicht auslösen, bis der Laststrom 20A überstiegen hat, dann hätte 10A Laststeuerkreis 10 ernsthafte Beschädigungen erlitten.
Der Laststeuerkreis 10 beinhaltet einen Nulldurchgangsdetektor 16, der die AC-Quellenspannung überwacht und ein Signal ausgibt, sobald die augenblickliche Quellenspannung Null Volt in jeder Richtung passiert. Weil der Zeitablauf innerhalb des Laststeuerkreises 10 auf akkurater Bestimmung beruht, sobald die AC-Quellenspannung durch Null Volt geht, kann der Nulldurchgangdetektor 16 einen Bessel-Filter beinhalten, um unerwünschtes Rauschen von der AC-Quellenspannung zu entfernen. Der Filter erlaubt dem Nulldurchgangsdetektor 16 die genauere Bestimmung eines tatsächlichen Nulldurchgangs der Grundfrequenz und dient auch dazu, die Zeitfluktuationen innerhalb des Laststeuerkreises 10 zu verringern. Ein Beispiel für eine Beleuchtungssteuerung mit Verwendung eines Bessel-Filters zur genaueren Bestimmung des tatsächlichen Nulldurchgangs einer AC-Grundfrequenz kann in der anhängigen US-Patentanmeldung Nummer 08/942,833 gefunden werden, die allgemein dem Anmelder der vorliegenden Erfindung zugeordnet ist. Deren Offenbarung wird ausdrücklich durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit Gegenstand der vorliegenden Anmeldung.
Eine Stromversorgung 18 ist zur Erzeugung einer geregelten Spannung (z.B. 30 V) und einer Logik-Spannung (z.B. 5V) für Komponenten innerhalb des Laststeuerkreises 10 vorgesehen. Die Stromquelle 18 kann eine Schalteinrichtung beinhal ten, wie einen FET, zum Aufladen eines Versorgungskondensators, der die Verwendung der Stromquelle 18 über einen großen Bereich von AC-Quellenspannungen erlaubt. Die geregelte Spannung kann zum Antrieb eines Relais 20 oder einer Gatetreiberschaltung 24 beaufschlagt werden, wobei die Logik-Spannung einen Mikro-Controller 22 und einer zugeordneten Unterstützungsschaltung (nicht gezeigt) beaufschlagt wird.
Eine FET-Treiberschaltung 26 beinhaltet ein Paar FETs 26A/26B, die in einer Serienkonfiguration mit einer allgemeinen Quellenverbindung arrangiert sind, um die AC-Eingangsquelle 12 der Last 30 aufzuschalten. Die Gates der beiden FETs 26A/26B werden gleichzeitig durch ein Signal aus einer Gatetreiberschaltung 24 getrieben, die es dem Steuerkreis 10 erlaubt, eine Spannung aus der Stromquelle 18 zum Einschalten der FETs 26A/26B zu benutzen. Die FETs 26A/26B haben die innewohnende Charakteristik, einen Laststrom I_L von z.B. 16A während des ON-Status zu leiten, während sie ebenfalls fähig sind, der AC-Quellenspannung der AC-Quelle 12 im OFF-Status zu widerstehen. Es ist festzustellen, daß FETs in dem Laststeuerkreis 10 verwendet werden, weil Triacs, die in Standarddimmern verwendet werden, nicht in der Mitte eines AC-Halbzyklus OFF geschaltet werden können ohne komplizierte Steuerelektronik als Folge der Klinkencharakteristik eines Triacs.
Eine Spannungsmeßschaltung 34 ist vorgesehen, um die augenblickliche ON-Status-Spannung des leitenden FET 26A oder 26B zu messen und ein Signal auszugeben als Anzeige der ON-Status-Spannung des leitenden FET an eine Kurzschlußschutzschaltung 32. Die ON-Status-Spannung des FET ist Anzeige des Laststroms I_L durch den FET und sobald der FET in sicheren Bereichen betrieben wird, ist die ON-Status-Spannung zwischen ungefähr 2V bis 4V. Das Ausgangssignal der Spannungsmeßschaltung 34 ist überwacht zur Vermeidung eines katastrophalen Ausfalls des FET, sollte ein großer Strom hindurchfließen. Insbesondere stellt die Kurzschlußschutzschaltung 32 die An zeige einer Kurzschlußbedingung fest, falls das Signal der Spannungsmeßschaltung 34 einen vorbestimmten Wert überschreitet. Der Kurzschlußschutz ist ausgelegt für schnelle Reaktionen. Falls der Dimmer eingeschaltet wird während eines Kurzschlusses oder einer sehr großen Überlast, schaltet der Kurzschlußschutz die FETs sofort OFF, bevor irgendeine ernsthafte Beschädigung an den FETs auftreten kann. Weil es notwendig ist, die OFF-Status-Spannung des FET aufzudecken, um zu entscheiden, ob ein Kurzschluß vorhanden war, wird das Signal der Spannungsmeßschaltung 34 blockiert, sobald die FETs im OFF-Status sind. Das Signal wird ebenfalls im OFF-Status blockiert, weil die Kurzschlußschutzschaltung 32 bei einer relativ geringen Spannung überwacht und da die OFF-Status-Spannung des FET 26A oder 26B so hoch wie 400V sein kann, wäre es schwierig für die Kurzschlußschaltung 32 die Kurzschlußbedingung bei Übermittlung der OFF-Status-Spannung an den Kreis 32 zu bestimmen.
Ein thermischer Unterbrecher (TCO) 28 ist vorgesehen, um zu verhindern, daß die FETs 26A/26B eine unsichere Betriebstemperatur erreichen. Der TCO 28 ist so ausgewählt, um die FETs vollständig auszuschalten oder die Leistung auf ein feststehendes Niveau zu unterbrechen, falls der Laststeuerkreis überladen ist oder bei erhöhten Umgebungsbedingungen betrieben wird. Der TCO 28 ist ausgewählt, die FETs 26A/26B im Falle geringer Überlastung (bis zu ungefähr 40%) über die Zeit zu schützen. Der TCO 28 hat eine thermische Nacheilung, die seinen Gebrauch zum Schutz gegen Kurzschlüsse verhindert. Typischerweise ist der thermische Unterbrecher 28 ein Sicherungsglied, welches bei Erwärmung öffnet, um die AC-Inputquelle 12 vollständig von der Last 30 zu trennen. Im System nach 1 signalisiert die Öffnung der TCO 28 an den Mikro-Controller 22 die Last 30 von der Quelle 9 zu trennen oder auf ein extrem niedriges Lichtniveau zu gehen. Der thermische Unterbrecher 28 muß vom Anwender nach Öffnung repositioniert werden, um den Laststeuerkreis 10 erneut zu befähigen. Manuelle oder automatisch zurücksetzbare TCOs können ebenfalls verwendet werden. Die ordentliche Plazierung des TCO 28 ist sehr kritisch und erzeugt Schwierigkeiten bei der Herstellung.
Der Betrieb des Laststeuerkreises 10 nach 1 wird jetzt mit Bezug auf den Betrieb des Mikro-Controllers 22 beschrieben. Der Mikro-Controller 22 erhält die Information über den Nulldurchgang von dem Nulldurchgangsdetektor 16 und die laufenden Daten von einem SCI-Glied (Steuerungseingang), welches Informationen bezüglich des vom Anwender ausgewählten Lichtintensitätsniveaus beinhaltet. Die Nulldurchgangsinformation dient als ein Zeitsignal zum Antrieb der FETs 26A/26B derart, daß sie alternativ ON und OFF geschaltet werden, um die AC-Quelle 20 mit der Last 30 zu verbinden. Der Mikro-Controller 22 subtrahiert einen Phasenanstieg, der durch einen Filter im Nulldurchgangsdetektor 16 erzeugt werden kann, um das geeignete Timing zur Steuerung der FETs 26A/26B zu bestimmen. Ebenfalls bestimmt der Mikro-Controller 22 eine Zeitperiode, in der jeder FET 26A/26B im ON-Status während seiner jeweiligen aktiven Halbzyklen sein sollte aus den Informationen der laufenden Daten über das Lichtintensitätsniveau.
Basierend auf dem oben genannten Input gibt der Mikro-Controller 22 ein Gatetreibersignal an den Gatetreiberkreis 24 aus, der im Gegenzu die FETs 26A/26B ON oder OFF schaltet. Der Mikro-Controller 22 stellt sicher, daß die Leistungszeit jedes FET 26A oder 26B einen gleichbleibenden Arbeitszyklus für ein ausgewähltes Lichtintensitätsniveau erzeugt. Dies stellt ebenfalls sicher, daß das Belichtungsniveau über einen weiten Bereich von Frequenzen der AC-Quelle 12 konstant bleibt. Die Stromversorgung 18 für den Gatetreiberkreis 24 wird nur auf dem negativen Halbzyklus beaufschlagt, weil dies der einzige Halbzyklus ist, in dem eine allgemeine Referenz des Mikro-Controllers und die allgemeine FET Quellenfrequenz dieselben sind.
Wie in 1 gezeigt, kombiniert der Gatetreiberkreis 24 das Gatetreibersignal des Mikro-Controllers 22 mit dem Output eines Kurzschlußschutzkreises 32. Wegen plötzlichen Ausfalls der FETs kann dies unter Kurzschlußbedingungen auftreten, falls der Kurzschlußschutzkreis 32 die Anwesenheit eines Kurzschlusses feststellt, wobei das Kurzschlußschutzsignal an die Gatetreiberschaltung 24 Priorität über das Gatetreibersignal vom Mikro-Controller 22 zum sofortigen Ausschalten der FETs 26A/26B besitzt. Unter einer Kurzschlußbedingung verbleibt der Gatetreiber 24 OFF bis zum nächsten Nulldurchgang. In diesem Punkt wird der FET-Treiber reaktiviert bis der Kurzschluß wieder auftaucht.
Während der Laststeuerkreis 10 nach 1 für die meisten Anwendungen geeignet ist, ist er insoweit beschränkt, als er nicht zuvorkommend Nichtkurzschluß-Überlastsituationen steuert. Der Laststeuerschaltung 10 reagiert auf Nichtkurzschluß-Überlastsituationen oder erhöhte Umgebungstemperaturen durch Abschaltung des Laststroms I_L über den thermischen Unterbrecher 28, der zurückgesetzt oder erneuert werden muß. Diese Anwendung ist begrenzt, weil der Laststeuerkreis 10 typischerweise an einem Ort angeordnet ist, der entweder unzugänglich ist oder von der aktuellen Last 30, die gesteuert wird, entfernt ist. Eine weitere Beschränkung ist die Möglichkeit zur Herbeiführung unsicherer Bedingungen in dem Bereich, der beleuchtet wird, weil die Lampen (Last) OFF geschaltet werden oder auf ein extrem niedriges Niveau, welches sicheren Betrieb bei Überlastbedingungen unter Zurücklassung eines Besitzers im Dunklen sicherstellt. Ebenso kann die erhöhte Umgebungstemperaturbedingung kommen und gehen mit sich verändernden Umgebungsbedingungen und die Fehlersuche erschweren.
Mit Bezug auf 2 ist ein Blockdiagramm eines Laststeuerkreises 10' mit einer Überlastschaltung 36 gezeigt, die in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung zur Vermeidung der Begrenzungen bei Laststeuerkreisen nach Stand der Technik ausgelegt ist. Die vorliegende Erfindung verbessert in Bezug auf den Stand der Technik Lösungen der thermischen Unterbrechung durch eine Überlastschutzvorrichtung, welche die maximale Durchschnittsverlustleistung der FETs auf ein vorbestimmtes Niveau begrenzt. Die Überlastschaltung 36 ist ausgelegt, um langsam auf Überlasten zu reagieren, um die ON-Zeit eines überlasteten FET zu reduzieren, um den Laststrom I_L auf einem reduzierten Niveau zu halten. Im Betrieb hält dieses Merkmal der vorliegenden Erfindung vorteilhafterweise ein reduziertes Niveau der Beleuchtung auf einem Niveau, das durch den Input des Benutzers verlangt wird und unterbricht nicht die Beleuchtung vollständig wie im bisherigen Stand der Technik.
Die Komponenten der Laststeuerschaltung 10', die gleich sind mit denen nach 1, haben gleiche Bezugszeichen und werden folglicherweise hier nicht mehr beschrieben. Wie in 2 gezeigt ist, wird der Output des Spannungsmeßkreises 34 der Laststeuerschaltung 10' sowohl dem Kurzschlußschutzkreis 32 und der Überlastschaltung 36 übermittelt. Die Überlastschaltung 36 empfängt den Output der Spannungsmeßschaltung 34 und integriert ihn über den AC-Halbzyklus, um eine Durchschnittsspannung V_AVG am FET über die Zeit zu bestimmen. Bei jedem Nulldurchgang wird die Überlastschaltung 36 in Übereinstimmung mit einem Signal, welches durch den Mikro-Kontroller 22 bereitgestellt wird, zurückgesetzt. Alternativ kann der Output des Nulldurchgangsdetektors 16 zum Zurücksetzen der überlastschaltung 36 verwendet werden (gestichelte Linien).
Eine Überlast wird durch die Überlastschaltung 36 aufgedeckt sobald der integrierte Wert (d.h. die Durchschnittsspannung am FET über die Zeit) einen vorbestimmten Schwellwert übersteigt. Mit Entdeckung der Überlast gibt die Überlastschaltung 36 ein Signal an die Gatetreiberschaltung 24 und die Feedback-Diagnostikschaltung 38 aus. Das Signal von der Überlastschaltung 36 veranlaßt die Gatetreiberschaltung 24 den leitenden FET 26A oder 26B OFF zu schalten, um so die ON-Zeit zu verringern, um auf diese Weise sowohl die Verlustleistung als auch die Temperatur des FET in sichere Betriebsbereiche zu verringern. Wenn die Feedback-Diagnostikschaltung 38 das Signal von der Überlastschaltung 36 empfängt, wird ein Feedback-Signal erzeugt und an den Mikro-Controller 22 ausgegeben. Mit Empfang des Feedback-Signals setzt der Mikro-Controller 22 ein derartiges Register, daß eine visuelle Anzeige für den Benutzer vorgesehen ist, daß eine Überlastbedingung aufgetreten ist. Die visuelle Anzeige kann für den Benutzer vorgesehen sein durch eine aufblitzende Leuchtdiode (LED) 39 auf einem Modul der innerhalb der Laststeuerungsschaltung enthalten ist oder dadurch, den Output des FET 26A oder 26B zu veranlassen, die Last 30 (d.h. die Lichtlast 30) für eine Zeitperiode zyklisch wiederholend ON und OFF zu schalten, bevorzugt sobald die Last 30 anfänglich entweder ON oder OFF geschaltet wird. Bevorzugt wird derartige visuelle Anzeige so vorzusehen sein, daß der Benutzer annimmt, daß vor einem Funktionsausfall des Dimmer der Output des Laststeuerkreises (Dimmer) als Folge einer Überlast korrektiv verringert worden ist. Der Mikro-Controller 22 kann so programmiert werden, daß die sichtbare Anzeige dem Benutzer auch nach Entfernung der Überlast weiterhin aufmerksam macht. Ein Reset-Schalter 40 kann zur Laststeuerschaltung 10' addiert werden, um das System in einen Normalbetriebsmodus zurückzuführen. Der Resetschalter 40 kann durch einen Vertreter des Herstellers betätigt werden, nachdem das System durchgecheckt worden ist.
Es wird bevorzugt, die Signale von der Kurzschlußschutzschaltung 32, der Überlastschaltung 36 und dem Mikro-Controller 22 die von der Gatetreiberschaltung 24 empfangen werden, zu priorisieren.
Die höchste Priorität wird der Kurzschlußschutzschaltung 32 aus den oben genannten Gründen mit Bezug auf 1 gegeben. Obwohl die langsamer reagierende Überlastschaltung 36 gegen Überstrom schützt und gegen Übertemperaturbedingungen, wird die Kurzschlußschutzschaltung 32 zur augenblicklichen Reaktion benötigt, um den Strom vom FET zu entfernen, falls die ON-Status-Spannung einen sicheren Betriebspunkt übersteigt. Das Signal, welches von der Überlastschaltung 36 zu der Gatetreiberschaltung 24 gesendet wird, um die FETs OFF zu schalten, hat eine sekundäre Priorität zur Steuerung der FETs. Eine niedrigere Priorität wird dem Gatetreibersignal des Mikro-Controllers 22 gegeben, der zur Steuerung der FETs dient, wenn keine Fehler entdeckt werden. Auf diese Weise sieht die Kombination der Überlastschaltung 36 und der Kurzschlußschutzschaltung 32 einen weiten Bereich des Schutzes unter allen Betriebsbedingungen vor.
Wie oben erwähnt, wird eine Überstrombedingung durch die Überlastschaltung 36 aufgedeckt, sobald der integrierte Wert der Spannung am FET einen vorbestimmten Schwellwert übersteigt. Diese durchschnittsspannungs-basierende Bestimmung wird basierend auf den folgenden Verhältnissen erstellt. Die Verlustleistung des FET kann durch die Gleichung P = V2 / R = I2 × Rbestimmt werden, wobei V die ON-Status-Spannung am FET ist, R der ON-Status-Widerstand R_{DS ON} des FET und I des Laststrom I_L. Während R_{DS ON} ein bekannter Parameter ist, der durch die inneren Charakteristiken des FET bestimmt ist, verlangt die Bestimmung der V² und I² Ausdrücke komplizierte Schaltungen.
Die vorliegende Erfindung meidet vorteilhafterweise den Bedarf nach Gebrauch komplizierter Schaltungen zur Bestimmung der quadrierten Ausdrücke, um die Verlustleistung des FET zu berechnen. In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird die Verlustleistung des FET (P_AVG) durch Vergleich der Durschnittsspannung V_AVG am FET mit dem variablen Schwellwert V_TH(VAR) bestimmt, der auf dem ON-Status-Widerstand R_{DS ON} des FET basiert und der maximalen Verlustleistung der steuerbaren Leiteinrichtung. Der variable Schwellwert V_TH(VAR) zählt außerdem für den V² Ausdruck zur Bestimmung der Verlustleistung, deshalb kann die Verlustleistung des FET schnell unter Verwendung einer wenig komplizierten Schaltung bestimmt werden.
Der variable Schwellwert V_TH(VAR) der vorliegenden Erfindung und sein Verhältnis zur Durchschnittsleistung P_AVC, zum Laststrom I_L und zur Durchschnittsspannung V_AVG am FET über einen Halbzyklus wird jetzt mit Bezug auf die 3 bis 6 beschrieben. Eine Schaltung, um diese Verhältnisse zu implementieren, ist in den 7 und 8 gezeigt und wird jetzt folgend detailliert beschrieben. Wie oben erwähnt, wird der varialbe Schwellwert V_TH(VAR) der vorliegenden Erfindung bestimmt auf der Basis des ON-Status-Widerstands R_{DS ON} des FET und zusätzlich der maximalen erlaubten Verlustleistung, um für das verwendete thermische System sichere Betriebsbedingungen aufrecht zu halten. Deshalb kann der variable Schwellwert V_TH(VAR) vorteilhafterweise von einem einzelnen FET innerhalb der Steuerschaltung 10' für alle Kombinationen der Durchleitzeit, der Überlastströme und der Temperaturen „getuned" werden. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der FET für einen Verlust von 16W einer maximalen Umgebungstemperatur von 40°C ausgelegt. Die Laststeuereinheit 10' des bevorzugten Ausführungsbeispiels ist berechnet zu 10A, sobald die Überlastschaltung 36 die Unterbrechung der ON-Zeit des FET 26A/26B bei einem ungefähren Laststrom I_L von 11, 3A beginnt.
Die Linien 52, 54 und 56 der 3 zeigen das Verhältnis der Verlustleistung P_AVG über der Zeit t für Lastströme I_L von 16A, 13A und 11A über einen Halbzyklus bei einer festliegenden Umgebungstemperatur (40°C). Ein Halbzyklus eines 60Hz AC-Signals hat eine Dauer von ungefähr 8,333 ms. Wie unter Zuhilfenahme der 3 gezeigt ist, wird, falls beispielsweise die Begrenzung der maximalen Verlustleistung des FET auf 16W gewünscht wird, der FET 4ms innerhalb des Halbzyklus bei einem Laststrom I_L von 16A OFF geschaltet und 5ms innerhalb des Halbzyklus bei einem Laststrom I_L von 13A. Ein Laststrom I_L von 11A übersteigt nicht die Verlustleistung von 16W unter den vorliegenden Bedingungen.
Mit Bezug auf 4 wird das Verhältnis einer Durchschnittsspannung (V_AVG) am FET über der Zeit gezeigt, ein variabler Schwellwert V_TH(VAR) und ein fester Schwellwert V_TH(CONSTANT). Die Durchschnittsspannung (V_AVG) am FET über der Zeit für Lastströme I_L von 16A, 13A und 11A wird durch die Linien 58,60 und 62 gezeigt und der variable Schwellwert V_TH(VAR) wird angezeigt durch die Linie 64. Der feste Schwellwert V_TH(CONSTANT) wird gezeigt durch die Linie 66. Der variable Schwellwert V_TH(VAR) 64 ist empirisch so abgeleitet, daß die maximale Verlustleistung auf einen festen Wert begrenzt wird (z.B. 16W).
Wie oben bemerkt, vergleicht die vorliegende Erfindung die Durchschnittsspannung (V_AVG) am FET mit dem variablen Schwellwert um festzustellen, ob der FET zuviel Leistung verliert und auf diese Weise überlastet ist. Dieses Merkmal ist gezeigt in 4, wobei Linie 64, den variablen Schwellwert V_TH(VAR) repräsentierend, die Linie 58 durchtrennt, welche einen Laststrom I_L von 16A repräsentiert bei ungefähr 4ms innerhalb des Halbzyklus. Wie mit Bezug auf die 3 festgestellt wird, muß der FET zur Begrenzung der maximalen Verlustleistung auf 16W 4ms innerhalb des Halbzyklus bei einem Laststrom I_L von 16A OFF geschaltet werden. Ebenso unterbricht der variable Schwellwert V_TH(VAR) die Linie 60, die einen I_L von 13A repräsentiert bei ungefähr 5ms innerhalb des Halbzyklus. Erneut muß, wie in Bezug auf 3 festgestellt ist, der FET 5ms innerhalb des Halbzyklus eines Laststroms I_L von 13A OFF geschaltet werden, um die maximale Verlustleistung des FET auf 16W zu begrenzen. Letztlich durchtrennt der variable Schwellwert V_TH(VAR) (Linie 64) nicht die Linie 62, die einen I_L von 11A repräsentiert.
Auf diese Weise kann, wie gezeigt in 4, durch Vergleich einer Durchschnittsspannung am FET mit einem variablen Schwellwert die Bestimmung der Verlustleistung bei einem Be reich von Lastströmen erzeugt werden, um die maximale Verlustleistung am FET zu begrenzen und überragenden Überlastschutz erzeugen. Weiterhin wird, wie aus 4 ersichtlich ist, der festliegende Schwellwert (Linie 66) nicht adäquaten Überlastschutz über einen weiten Bereich von Lastströmen vorsehen. Falls der Wert von V_TH(CONSTANT) gesetzt ist, um einen Strom von 10A fließen zu lassen, dann wird beispielsweise, falls der FET einen Laststrom I_L von 16A leitet, der FET nicht OFF geschaltet innerhalb von 5,5ms im Halbzyklus. Mit Bezug auf 3 wird der FET bei 5,5ms innerhalb des Halbzyklus unter Übersteigung von 20W Verlustleistung bringen. Auf diese wird der feststehende Schwellwert nicht einen ausreichend niedrigen Schwellwert frühzeitig im Halbzyklus vorsehen, um Überlast im FET zu verhindern.
5 zeigt, wie die Temperaturabhängigkeiten des ON-Status-Widerstandes R_{DS ON} des FET die Verlustleistung beeinflussen können. Z.B. ist ein bevorzugter FET in der vorliegenden Erfindung ein STY34NB50, hergestellt durch SGS Thompson. Der ON-Status-Widerstand des FET bei 25°C ist nährungsweise 0,11 bis 0,13 Ohm bei einem Laststrom I_L von 17A. Bei 130°C ist der ON-Status-Widerstand des FET 2,25-Mal größer als bei 25°C oder 0,25 bis 0,29 Ohm. Es ist festgestellt, daß zur Sicherstellung von sicheren Betriebsbereichen der Gebrauch des worst case ON-Status-Widerstandes von 0,29 Ohm als Wert von R_{DS ON} zu verwenden ist.
Die Linien 68, 70 und 72 im Graphen von 5 repräsentieren einen Laststrom I_L von 11A bei Temperaturen von 140°C, 120°C und 100°C. Falls beispielsweise die Begrenzung der maximalen Verlustleistung (P_AVG) des FET auf 16W gewünscht wird, muß der FET OFF geschaltet werden bei ungefähr 5,3ms innerhalb des Halbzyklus bei einem Betrieb unter einer Temperatur von 140°C und ungefähr 6ms im Halbzyklus bei einem Betrieb unter einer Temperatur von 120°C. Eine Betriebstemperatur von 100°C würde die Verlustleistung von 16W bei einem Laststrom von 11A im vorliegenden Beispiel nicht übersteigen.
6 zeigt das Verhältnis der Durchschnittsspannung am FET (V_AVG) über der Zeit t. Die Linien 78, 76 und 74 zeigen die Durchschnittsspannung V_AVG am FET bei einem Laststrom I_L von 11A bei Betriebstemperaturen von 140°C, 120°C und 100°C. Die Linie 64 repräsentiert den variablen Schwellwert V_TH(VAR) und die Linie 66 repräsentiert den festen Schwellwert V_TH(CONSTANT) Der variable Schwellwert V_TH(VAR) der vorliegenden Erfindung kann ebenfalls benutzt werden, um die Verlustleistung des FET unter Berücksichtigung der Temperaturabhängigkeiten von R_{DS ZU} zu begrenzen. Dieses Merkmal ist in 6 gezeigt, wobei die Linie 64, welche den variablen Schwellwert V_TH(VAR) repräsentiert, die Linie 78 durchtrennt bei ungefähr 4,75ms innerhalb des Halbzyklus, welche eine Betriebstemperatur von 140°C repräsentiert. Wie mit Bezug auf 5 festgestellt wird, muß der FET bei ungefähr 5,3ms des Halbzyklus bei einer Betriebstemperatur von 140°C OFF geschaltet werden, um die maximale Verlustleistung auf 16W zu begrenzen. Es ist erkennbar, daß bei der Verwendung desselben variablen Schwellwert V_TH(VAR) zur Überprüfung bei erhöhten Umgebungsbedingungen das System geringfügig überkorrigieren wird. Dies liegt daran, daß der Beitrag des ON-Status-Widerstandes R_{DS ON} zur Leistung nicht quadriert wird woraus die Überkorrektur der Unterbrechungszeit resultiert. Dies erlaubt den FETs 26A/26B abzukühlen und letztlich auf eine höhere ON-Zeit, als in 6 gezeigt ist, gesetzt zu werden. In dem gezeigten Beispiel wird die Lastkontrollschaltung die ON-Zeit zu ungefähr 4,75ms anstelle von 5,3ms unterbrechen. Die Lastkontrollschaltung wird einen Wert zwischen diesen Zeiten setzen, weil bei Unterbrechung der Leistung durch Reduzierung der „ON" Zeit die Vorrichtung bei niedrigerer Temperatur betrieben wird, weil sowohl I_L als auch der ON-Status-Widerstand R_{DS ON} abnehmen werden. Gleicherweise durchtrennt der variable Schwellwert V_TH(VAR) die Linie 76, die eine Betriebstemperatur 120°C repräsentiert, bei ungefähr 5,3ms im Halbzyklus. Erneut muß der FET, wie mit Bezug auf 5 gestellt wird, zur Begrenzung der maximalen Verlustleistung auf 16W OFF geschaltet werden bei ungefähr 6ms in dem Halbzyklus für eine Betriebstemperatur von 120°C. Letztlich durchtrennt der variable Schwellwert die Linie 74 nicht, die eine Temperatur von 100°C repräsentiert.
Deshalb kann der variable Schwellwert nach der vorliegenden Erfindung verantwortlich benutzt werden für einen weiten Bereich von Betriebstemperaturen und Variationen im Laststrom I_L und um die maximale Verlustleistung des FET genau zu begrenzen. Wie in 6 gezeigt, wird ein feststehender Schwellwert (Linie 66) keinen gleichartigen Schutz gegen thermische Effekte vorsehen. Z.B. wird ein FET, der bei 140°C betrieben wird, nicht OFF geschaltet innerhalb 6,3ms im Halbzyklus, was einer Verlustleistung von ungefähr 18W entspricht. Deshalb wird ein feststehender Schwellwert keinen ausreichend geringen Schwellwert frühzeitig im Halbzyklus bereitstellen, um eine Überlast am FET zu verhindern.
Wie in den 3 bis 6 gezeigt ist, verhindert ein Vergleich der Durchschnittsspannung am FET mit einem variablen Schwellwert, der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung bestimmt ist, Überlasten über einen weiten Bereich der Betriebsbedingungen.
Eine bespielhafte Überlastschaltung 36 mit den Verhältnissen, wie in den 3 bis 6 beschrieben ist, wird jetzt detaillierter mit Bezug auf die 7 und 8 beschrieben. 7 zeigt ein Blockdiagramm einer Überlastschaltung 36, wobei 8 eine schematische Darstellung einer bevorzugten Ausführungsform zeigt. wie gezeigt, beinhaltet die Überlastschaltung 36 einen Integrator 40, einen Integratorreset 48, einen Schwellwertdetektor 42, einen Tiefpassfilter 44, einen Fehlerunterbrechungsgenerator 46 und Rampengenerator 50.
Der Integratorschaltkreis 40 empfängt den Output der Spannungsmeßschaltung 34, die, wie oben erwähnt, eine Anzeige der augenblicklichen ON-Status-Spannung des FET 26A oder 26B vorsieht. Der Integrator 40 bestimmt die Durchschnittsspannung V_AVG am FET. Die Durchschnittsspannung ist proportional zu den Volt-Sekunden, die sich am FET aufbauen während seines ON-Status während eines Halbzyklus der AC-Wellenform. Der V_AVC Output des Integrators 40 ist variabel und wird mit der FET Temperatur dem ON-Status-Widerstand R_{DS ON} und dem Laststrom variieren.
Der Integrator 40 Output wird zu Beginn jedes AC-Halbzyklus zurückgesetzt durch einen Integratorreset 48, um sicherzustellen, daß nur die vorliegende Halbzyklusinformation gemessen wird. Der Mikro-Controller 22 sieht den Resetpuls über die Gatetreiberschaltung 24 vor, um den Integrator 40 basierend auf einem Output der Nulldurchgangsdetektorschaltung zu klären. Alternativ kann ein Signal direkt von der Nulldurchgangsdetektorschaltung 16 zum Integratorreset 48 gesendet werden. Der Integratorreset 48 funktioniert, in dem er den Integrator 40 während der Zeitperiode, in welcher die FETs OFF sind, ausgeschaltet hält (Reset). Bevorzugt wird der Integrator 40 zurückgesetzt, weil die OFF-Status-Spannung des FET im Vergleich zur ON-Status-Spannung sehr groß ist und um eine relativ niedrige ON-Status-Spannung des FET zu überwachen, sollte die OFF-Status-Information vom Integrator 40 entfernt werden. Weiterhin ist die OFF-Status-Spannung nicht sinnvoll zur Bestimmung einer Überlastbedingung des FET.
Der Schwellwertdetektor 42 vergleicht den Output des Integrators 40 (V_AVG) mit dem variablen Schwellwert V_TH(VAR), um eine Anzeige zu erstellen, daß der FET durch zu hohe Verlustleistung überbelastet ist, in dem er einen zu hohen Laststrom I_L führt oder falls der FET eine unsichere Betriebstemperatur erreicht. Wie oben erwähnt, wird der variable Schwellwert V_TH(VAR) empirisch ermittelt wie oben beschrieben.
Ein Rampengenerator 50 ist vorgesehen zur Erzeugung des variablen Schwellwertes V_TH(VAR) in Übereinstimmung mit obigem.
Der variable Schwellwert, wie oben beschrieben, ist ein Rampenwert und wird verwendet, um die ON-Zeit des FET zu reduzieren, damit eine konstante maximale Verlustleistung FET über einen weiten Bereich der Überlastbedingungen aufrecht erhalten wird. Hierzu wird die Steigung und die Amplitude des Rampengenerators ausgewählt, um die gewünschte konstante Verlustleistung des FET über alle Kombinationen der Leiterzeiten, Überlastströme und erhöhten Umweltbedingungen aufrecht zu erhalten. Der Rampengenerator 50 erzeugt die Wellenformen der Rampen sowohl für den Schwellwertdetektor 42 und einen Fehlerunterbrechungsgenerator 46 (nachfolgend beschrieben). Die Wellenform der Rampe wird beim Nulldurchgang der AC-Quelle zurückgesetzt wie durch den Mikro-Controller 22 angezeigt. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der ideale variable Schwellwert V_TH(VAR) durch einen RC Kreis wie nachfolgend beschreiben angenähert.
Der Output des Schwellwertdetektors 42 wird durch einen Tiefpassfilter 44 gefiltert mit einer großen Zeitkonstante (d.h. länger als eine Sekunde), um eine Messung von zusätzlicher Stabilität beim Betrieb der Laststeuerschaltung 10', vorzusehen. Die Tiefpassfilterung sieht eine Hysterese vor, um den Fehlerunterbrechungsgenerator 46 an der Veranlassung einer Überkorrektur zu hindern, die sichtbare Schwankung im Lichtoutput der Last verursachen könnten. Um hilfsweise Überkorrekturen zu vermeiden, glättet der Tiefpassfilter 44 den Output des Schwellwertdetektors 42. Die Zeitkonstante des Tiefpassfilters ist vorzugsweise ungefähr 1 bis 2 Sekunden. Diese Zeitkonstante ist kurz genug um zu verhindern, daß der FET unsichere Temperaturen während der Überlastung erreicht bevor die Durchgangszeit reduziert ist. Jedoch macht diese langsame Reaktion die Überlastschaltung 36 ineffektiv bei der Erstellung einer schnellen Unterbrechung während einer großen Überlast oder eines Kurzschlusses. Wegen dieser Hysterese wird die Kurzschlußschutzschaltung 32 zusätzlich zur Überlastschaltung verwendet zur Erstellung vollständigen Schutzes.
Der Fehlerunterbrechungsgenerator 46 erhält das gefilterte Signal vom Tiefpassfilter 44 und vergleicht den gefilterten Signalwert mit einem anderen Rampensignal vom Rampengenerator 50, welches bei jedem Nulldurchgang der AC-Leitungsspannung zurückgesetzt wird. Das Rampensignal wird verwendet zur Bestimmung, wieviel die FET Durchgangszeit (ON-Zeit) verringert wird, und zwar um eine bestimmte Menge Voltsekunden, die am FET mit dem Integrator 40 gemessen werden. Der Fehlerunterbrechungsgenerator-Output wird abgeleitet aus dem Abschnitt der Höhe der hauptgefilterten DC-Spannung durch den Tiefpassfilter 44 mit der Rampe, um ein ordentliches „Cut-Back"-Signal zu erzeugen. Das „Cut-Back"-Signal stellt sicher, daß die FET ON-Zeit der korrekte Wert sein wird, um die FET-Leistung auf 16W zu begrenzen. Der Output des Fehlerunterbrechnungsgenerators 46 ist eine quadratische Welle, die für die Gatetreiberschaltung 24 vorgesehen ist, um die FETs während eines Halbzyklusses bei Auftreten einer Überlastbedingung OFF zu schalten. Der Output wird ebenso verwendet für die Feedback-Diagnoseschaltung 38, sofern Information für den Mikro-Controller 22 vorgesehen ist, daß die FET-ON-Zeit abgeschnitten (Anmerkung:"Cut Back") wurde von der ON-Zeit, die durch den Mikro-Controller 22, basierend auf dem Input des Benutzers, verlangt wurde. Der Mikro-Controller 22 kann dann optional die Überlast oder Übertemperatur dem Benutzer anzeigen.
Mit Bezugnahme auf 8 wird ein beispielhaftes schematisches Diagramm gezeigt, welches mit den Funktionsblöcken nach 7 korrespondiert. Die Spannung an den FETs 26A/26B (Q1/Q2), die von der Spannungsmeßschaltung 34 gemessen wurde, ist Input für den Integrator 40, in dem die Spannung an R21 und R20 während der Einschaltzeit des FET heruntergezogen wird. Sobald der FET ausgeschaltet ist, werden die Dioden (D1 und D2) gegensätzlich beaufschlagt und die Spannung wird bei 12V durch die Quelle 18 gehalten. Dies stellt sicher, daß der Input des Integrators 40 nicht oberhalb der Quelle liegt, wenn die FETs OFF sind.
Der Integrator 40 besteht aus R22 und C2, die eine Zeitkonstante vorsehen, die es dem Kondensator erlaubt, während des Halbzyklus, in welchem der FET einen Laststrom von 10A trägt, aufzuladen. Der Kondensator wird auf Null Volt zurückgesetzt, wenn immer der Gatetreiber zu den FETs auf Low gezogen wird. Dies wird durch den Input des Komparators erzeugt, der unter einen Schwellwert auf halbem Weg zwischen der Versorgungsschiene und Common gezogen wird.
Der Schwellwertdetektor 42 empfängt die Spannung vom Kondensator C2 des Integrators und vergleicht ihn mit einer Rampenfunktion vom Rampengenerator 50. Der Output dieses Komparators geht Low, immer wenn die integrierte Spannung die Rampe übersteigt. Dieser Output wird Low bleiben, bis der Kondensator zurückgesetzt ist wie oben beschrieben.
Die FET-Gatetreiberschaltung 24 muß nicht sofort wechseln, wenn der Integrator 40 die Rampe übersteigt, weil die Höhe der Verringerung der Durchgangszeit des FET den FET veranlaßt abzukühlen und die Integratorspannung weiter zu verringern. Das Ergebnis hieraus ist eine Überkorrektur und die Ausgangsspannung zur Last wird schwanken. Um dies zu vermeiden wird ein Tiefpassfilter 44 zur Mittelung des Fehlers vom Schwellwertdetektor 42 über mehrere Sekunden verwendet. Dies erlaubt der FET-Temperatur die schrittweise Einstellung und einen stabilen Betriebspunkt ohne Schwankungen der Last zu finden. Die Widerstände R29 und R27 setzen ein Teilungsverhältnis auf, welches die Nichtauslösespannung des Tiefpassfilters 44 bestimmt. Der Widerstand R28 bestimmt den Spannungswechsel, sobald eine Überstrombedingung auftritt. Der Kondensator C4 ist ausgewählt, um eine richtige Zeitkonstante zu geben, die erneut ungefähr 2 Sekunden beträgt.
Der Fehlerunterbrechungsgenerator 46 vergleicht den gefilterten DC-Output des Tiefpassfilters 44 mit demselben oder einer Rampenfunktion, die durch den Rampengenerator 50 erzeugt wurde. Dies wird benötigt, um einen langsam laufenden Impuls zum Abschalten des FETs 26A/26B zu erzeugen an einem früheren Punkt innerhalb des Halbzyklus. Die Rampe wird zur AC-Quelle 12 synchronisiert und durch die Widerstände R12 und R25 skaliert. Die Steigung der Rampe ist so gewählt, daß einer ausreichenden Höhe der Durchgangszeit des FET Rechnung getragen wird, um die Verlustleistung im FET unterhalb der maximalen Verlustleistung des FET (in dieser Anwendung 16W) zu erhalten.
Der Rampengenerator 50 verwendet den Output des Mikro-Controllers 22, der beim Nulldurchgang der AC-Leitung von einem hohen auf ein niedriges Niveau schaltet. Dieser Output wird mit einer Referenz verglichen, welche die Hälfte der Versorgung durch die Widerstände R7 und R8 beträgt. Solange wie der Mikro-Controller 22 ein Signal für die FETs 26A oder 26B erzeugt, ON zu bleiben, verbleibt der Output des Vergleichers ein Output des offenen Kollektors. Während dieser Zeit wird der Kondensator C1 durch den Widerstand R9 mit einer Zeitkonstanten geladen, die eine vorbestimmte Form ergibt. Am Ende jedes Halbzyklus veranlaßt Op AmpU3C den Kondensator C1 zur Entladung. Dieser Verlauf erlaubt die Kombination des Schwellwertdetektors 42 und des Fehlerunterbrechungsgenerators 46, den Gatetreiber vom FET zu entfernen in einer Zeit, welche die Verlustleistung im FET auf 16W begrenzen wird. Der Kondensator C1 und der Widerstand R9 sind so ausgewählt, daß die Form der erzeugten Rampe diese empirische Berechnung entsprechend 3 und 4 annähert.
Die Kurzschlußschutzschaltung 32 überwacht die augenblickliche Spannung an den FETs 26A/26B durch das Teilungsverhältnis, welches durch die Widerstände R23 und R25 erzeugt wurde. Dies wird mit einem Referenzniveau von angenähert 1/3 der Versorgungsspannung verglichen, die durch das aufgesetzte Teilungsverhältnis der Widerstände R3 und R4 erzeugt wird, immer wenn der Mikro-Controller 22 die FETs 26A/26B ON treibt. Eine kurze Verzögerung wird dem Referenzniveau durch den Widerstand R10 und den Kondensator C3 hinzugefügt, um sicherzustellen, daß die FET-Spannung eine Zeit zum Zusammen bruch besessen hat, sobald der Gatetreiber auftritt. Nach jedem Zeitpunkt, nach welchem die FETs 26A/26B ON geschaltet wurden, wird mit Übersteigen der FET-Spannung bezüglich des Schwellwerts der Gatetreiber sofort entfernt.
Die Gatetreiberschaltung 24 kombiniert drei Signale zur Bestimmung, ob die FET-Gates ON oder OFF geschaltet werden sollen. Der Mikro-Controller 22 hat die geringste Priorität. Ein Signal entweder von der Kurzschlußschutzschaltung 32 oder dem Fehlerunterbrechnungsgenerator 46, welches frühstmöglich im Halbzyklus heruntergezogen wird, wird das FET-Gate OFF an jedem Punkt erzwingen. Normalerweise halten die Widerstände R5 und R6 die Spannung auf dem Niveau von der Hälfte der Quelle. Sobald irgendein Fehler auftritt, wird dieses Niveau auf Common gezogen.
Die Feedback-Diagnoseschaltung 38 sendet ein Signal an den Mikro-Controller 22 über einen Opto-Koppler U4, immer wenn der Output der Kurzschlußschutzschaltung 32 oder des Fehlerunterbrechungsgenerators 46 Low zieht. Der Strom durch den Widerstand R32 treigt den Opto-Koppler LED in diesem Fall.
Wie oben vollständig beschrieben wurde, sieht die vorliegende Erfindung eine Laststeuerschaltung vor, die eine neue Überlastschaltung besitzt, die unter Verwendung einfacher Schaltungen implementierbar ist. Die vorliegende Erfindung kann auch auf andere spezifische Weisen ohne Verlassen wesentlicher Eigenschaften hieraus ausgeführt werden und folglich soll auf die zugehörigen Ansprüche stärker als auf die vorangegangene Beschreibung Bezug genommen werden, welche den Umfang der Erfindung aufzeigen.

Claims

Schutzschaltung zur Verwendung in einem Laststeuerungssystem zur Begrenzung der Verlustleistung einer elektronischen Komponente (26), die eine AC-Quelle (12) auf die Last aufschaltet, wobei die Schutzschaltung einen integrierenden Schaltkreis (40) enthält, der einen gemessenen Parameter der elektronischen Komponente (26) über eine vorbestimmte Zeitdauer integriert und einen Ausgangswert (P_AVG) erzeugt, sowie einen Schwellwert erzeugenden Schaltkreis (50) aufweist, der einen ersten Schwellwert (V_TH) zur Anzeige der maximalen Durchschnittsverlustleistung der elektronischen Komponente erzeugt, und einen Vergleichskreis (42) hat, der den ersten Schwellwert und den Ausgangswert vergleicht und ein Signal zum Abschalten der elektronischen Komponente erzeugt, sobald der Ausgangswert den ersten Schwellwert übersteigt gekennzeichnet durch einen Filterkreis (44), der das Signal vom Vergleichskreis (42) empfängt und das Signal des Vergleichskreises glättet.
Schutzschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Reset-Kreis (48), der den integrierenden Schaltkreis (40) während einer Zeitdauer OFF hält, in welcher die elektronische Komponente normalerweise OFF ist.
Schutzschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schwellwert durch einen RC-Kreis angenähert wird.
Schutzschaltung nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, gekennzeichnet durch einen Fehlererzeugungskreis (46), der ein Ausgangssignal des Filterkreises (44) empfängt und das Ausgangssignal des Filterkreises mit einem zweiten Schwellwert vergleicht, wobei der Fehlererzeugungskreis (46) die elektronische Komponente basierend auf dem zweiten Schwellwert OFF schaltet.
Schutzschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schwellwert in Übereinstimmung mit einem ON-Status-Widerstand der elektronischen Komponente und der maximalen Durchschnittsverlustleistung der elektronischen Komponente variiert.
Schutzschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schwellwert identisch zum ersten Schwellwert ist.
Schutzschaltung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schwellwert einen variablen Wert besitzt, der sich während einer halben Periode der Grundfrequenz der AC-Quelle ändert.
Schutzschalter nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Zeitdauer beginnt, sobald die Wellenform der AC-Quelle ein Null-Potential kreuzt und wobei die vorbestimmte Zeitdauer eine Länge aufweist, die nicht länger als eine halbe Periode der Grundfrequenz der Wellenform der AC-Quelle ist.
Schutzschaltung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronische Komponente (26) ein Feldeffekttransistor (FET) ist und der gemessene Parameter aus einer Spannung über den FET, einem Strom durch den FET oder einer Temperatur des FET ausgewählt ist.