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Die vorliegende Erfindung betrifft
einen Impulsgenerator-Schaltkreis
für Gleichstrommotoren bzw.
einen Rotationsimpulserzeugungsschaltkreis eines Kommutator-Gleichstrommotors
gemäß dem Oberbegriff
von Patentanspruch 1.
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Die
EP
997 341 offenbart einen elektrischen Schaltkreis zur Erfassung
eines Rotationszustands eines Kommutator-Gleichstrommotors bzw. eines Gleichstrommotors,
der mit Bürsten
ausgerüstet
ist, in Abhängigkeit
von einer Welligkeitsimpulsfrequenz, die die Rotationszahl des Kommutator-Gleichstrommotors
angibt. Ein Ausgang eines derartigen Schaltkreises liegt in der
Form einer Impulsfolge vor, die die Drehzahl des Kommutator-Gleichstrommotors
angibt. Dieser Schaltkreis wird zur Steuerung einer Position eines
beweglichen Fahrzeugteils wie eines Sitzes oder einer Fensterscheibe
verwendet, das durch den Kommutator-Gleichstrommotor derart angetrieben
wird, dass das Ausgangsimpulsfolgensignal einem Mikroprozessor zur
Positionierung des beweglichen Fahrzeugteils zugeführt wird.
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Die Verwendung der vorstehend beschriebenen
Positioniervorrichtung für
eine lange Zeit bringt unausweichlich einen Reibungsverschleiß zwischen einer
Bürste
und einem Kommutator in dem Kommutator-Gleichstrommotor mit sich, was die Ausgabe von
fehlerhaften Impulsen durch den Schaltkreis bewirkt, wodurch sich
das Problem stellt, wie mit der Ausgabe derartiger fehlerhafter
Impulse umzugehen ist. Der Grund dafür besteht darin, dass die Zufuhr der
fehlerhaften Impulse in dem Mikroprozessor die Positionierung des
beweglichen Fahrzeugteils zu einem gewissen Ausmaß unkorrekt
macht, was in praktischer Hinsicht niemals vernachlässigt werden kann.
Natürlich
könnte
ein derartiges Problem durch regelmäßige Untersuchungen beseitigt
werden. Jedoch ist die Durchführung
regelmäßiger Untersuchungen
umständlich.
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Die Offenbarung "Unkonventionelle Drehzahlmessung und – regelung
bei Gleichstrommotoren, Switched-Capacitor-Filter bestimmt Drehzahl aus der Welligkeit" von Manfred Birk
in Elektronik, Franzis Verlag GmbH, München, Band 33, Nr. 25, Seiten
71–72,
XP 002029304 offenbart einen Schaltkreis mit geschalteten Kapazitäten (Switched-Capacitor-Filter-Schaltkreis)
zur Bestimmung von Umdrehungen pro Minute eines Gleichstrommotors.
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Weiterhin offenbart die Druckschrift US-A-924
166 einen Schaltkreis zur Formung von Welligkeit in dem Ankerstrom
eines Gleichstrommotors.
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Somit besteht ein Bedarf, den vorstehend beschriebenen
elektrischen Schaltkreis zuverlässiger
ohne die vorstehend beschriebenen regelmäßigen Untersuchungen auszuführen.
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Daher liegt der vorliegenden Erfindung
die Aufgabe zugrunde, einen Rotationsimpulssignalerzeugungsschaltkreis
für einen
Kommutator-Gleichstrommotor bereitzustellen, der die vorstehend
beschriebene Anforderung erfüllen
kann.
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Zur Lösung der vorstehend beschriebenen Aufgabe
wird erfindungsgemäß ein Rotationsimpulserzeugungsschaltkreis
für einen
Kommutator-Gleichstrommotor bereitgestellt, wie er in den beigefügten Patentansprüchen beansprucht
ist.
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Die vorliegende Erfindung ist anhand
von Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung ausführlich beschrieben.
Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild eines Rotationsimpulssignalerzeugungsschaltkreises
gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung,
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2 den
Betrieb eines Filters mit geschalteten Kapazitäten (Switched-Capacitor-Filters)
des Rotationsimpulssignalerzeugungsschaltkreises gemäß 1,
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3 ein
Blockschaltbild eines Welligkeitsimpulsformungsschaltkreises, der
Teil des Impulssignalerzeugungsschaltkreises gemäß 1 ist,
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4 Graphen,
von denen jeder einen Signalverlauf an verschiedenen Punkten in
dem Welligkeitsimpulsformungsschaltkreis gemäß 3 angibt,
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5 ein
Verhältnis
zwischen einem Motorstrom als Funktion einer Motorantriebsspannung
und einer Motordrehzahl,
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6 Graphen,
von denen jeder einen Signalverlauf an verschiedenen Punkten in
dem Rotationsimpulssignalerzeugungsschaltkreis gemäß 1 angibt,
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7 ein
Blockschaltbild eines Rotationsimpulssignalerzeugungsschaltkreises
gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung,
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8 einen
elektrischen Schaltkreis einer Amplitudenkorrektureinrichtung, die
einen Hochpassfilter und einen Verstärker aufweist,
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9 eine
Kennlinie des Hochpassfilters gemäß 8,
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10 Zeitverläufe, wobei
der Signalverlauf an jedem Punkt in dem Schaltkreis gemäß 7 angegeben ist, und
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11 Graphen
(a), (b) und (c), die Signalverlaufsänderungen in dem Rotationsimpulserzeugungsschaltkreis
gemäß dem zweiten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung angeben.
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Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist nachstehend unter Bezugnahme auf
die beiliegende Zeichnung beschrieben.
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Zunächst ist in 1 eine schematische Darstellung eines
Rotationsimpulserzeugungsschaltkreises 3 gezeigt, der eine
Welligkeitsimpulsfolge erzeugt, die die Rotationszahl eines Kommutator-Gleichstrommotors 1 angibt.
Der Schaltkreis 3 weist ein Filter mit geschalteten Kapazitäten (SCF, Switched-Capacitor-Filter) 3a,
der nachstehend einfach als Filter bezeichnet ist, einen Welligkeitsimpulsformungsschaltkreis 3b,
einen Phasenverriegelungskreisschaltkreis (PLL-Schaltkreis) 3c,
einen Frequenzteilerschaltkreis 3d, einen Verstärkerschaltkreis 3e,
einen Verstärkerschaltkreis
oder Frequenzteilerschaltkreis 3f und einen Addierschaltkreis 3g auf.
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Das Filter mit geschalteten Kapazitäten 3a ist derart
ausgelegt, dass er seine FilterEckfrequenz FC im Ansprechen auf
eine Änderung
der Filterkonstante bei Empfang eines externen Signals oder eines Taktsignals ändert. Der
Welligkeitsimpulsformungsschaltkreis 3b erzeugt die Welligkeitsimpulsfolge
auf der Grundlage eines Ausgangs des Filters mit geschalteten Kapazitäten 3a.
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Die Schaltkreise 3c, 3d, 3e, 3f und 3g bilden einen
Taktsignalerzeugungsschaltkreis, der die Eckfrequenz FC des Filters
mit geschalteten Kapazitäten 3a auf
der Grundlage der aus dem Welligkeitsimpulsformungsschaltkreis 3b ausgegebenen
Welligkeitsimpulsfolge und einem Motorrotationszustandssignal variiert,
das aus einem Motorrotationssignal und einer Motorantriebsspannung
VB gebildet wird.
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Der PLL-Schaltkreis 3c ist
aus einem Phasenvergleichsschaltkreis 3ca, einem Tiefpassfilter 3cb und
einem Oszillationsschaltkreis 3cc gebildet. Der Phasenvergleichsschaltkreis 3ca vergleicht
Phasen von darin eingegebenen Signalen und gibt ein Ausgangssignal
in Abhängigkeit
von dem Ergebnis des Vergleichs aus. Der Tiefpassfilter (LPF, TPF) 3cb glättet das
aus dem Phasenvergleichsschaltkreis 3ca ausgegebene Signal.
Der Oszillationsschaltkreis (VCO) 3cc gibt ein Taktsignal
aus (bewirkt dessen Oszillation), dessen Frequenz 100f beträgt, die
von einem Differenzsignal zwischen dem Motorrotationszustandssignal
und dem Ausgangssignal des Tiefpassfilters 3cb abhängt. Der
Frequenzteilerschaltkreis 3d teilt die Oszillationsfrequenz
des aus dem Oszillationsschaltkreis 3cc ausgegebenen Taktsignal durch
f. Der Verstärkerschaltkreis 3e verstärkt ein aus
dem Kommutator-Gleichstrommotor 11 ausgegebenes Motorrotationssignal,
das in Form eines Spannungssignals in Abhängigkeit von einer Motorantriebsspannung
vorliegt, während
der Verstärkerschaltkreis 3f die
-Motorantriebsspannung VB verstärkt.
Aus den jeweiligen Verstärkerschaltkreisen 3e und 3f ausgegebene
verstärkte
Signale werden dem Addierschaltkreis 3g zugeführt, damit
sie dadurch addiert werden, und das resultierende Signal wird als Motorrotationszustandssignal
dem Oszillationsschaltkreis 3cc zugeführt.
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Wie aus 2(a) hervorgeht, ist das Filter mit geschalteten
Kapazitäten 3a eine
Anwendungsversion eines bekannten Schaltkreises mit geschalteten
Kapazitäten,
der durch ein Paar analoger Schalter S1 und S2 sowie einem Kondensator
CS gebildet ist. Falls die Schalter S1 und S2 abwechselnd mit einem
Zyklus von T ein- und ausgeschaltet werden, fließt ein elektrischer Strom I,
der durch die Formel I = V/(1/FC) ausgedrückt wird. Somit kann die geschaltete
Kapazität
als äquivalent
eines Widerstands R angesehen werden. Die Eckfrequenz FC eines in 2(b) gezeigten CR-Filters,
das eine Anwendung eines derartigen Schaltkreises mit geschalteten
Kapazitäten
ist, wird variabel in Abhängigkeit
von der Frequenz des abwechselnden Ein- und Ausschaltens der Schalter.
In dem Fall des Filters mit geschalteten Kapazitäten wird anstelle der Frequenz
ein Takteingang verwendet. Eine derartige Eckfrequenz FC kann durch
eine in 2(b) gezeigte
Formel ausgedrückt
werden.
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Es sei bemerkt, dass für das Filter
mit geschalteten Kapazitäten
ein allgemein erhältlicher
IC verwendet wird, der von National Semiconductor unter der Bezeichnung
MF6-50 geliefert
wird. Dieser weist eine Rauschreduktionsfunktion auf und stellt eine
Eckfrequenz von FC = FCLK/N bereit, wobei FCLK eine Takteingangsfrequenz
ist und N eine Konstante von beispielsweise 100 ist. Somit führt die
Einstellung FCLK = 100f zu FC = F.
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Der Welligkeitsimpulsformungsschaltkreis 3b weist,
wie es aus 3 hervorgeht,
ein aktives Hochfrequenzfilter FL2, einen ersten Differenzierschaltkreis
DC1, einen zweiten Differenzierschaltkreis DC2, einen Verstärker AP1
und eine Spannungsvergleichseinrichtung CM auf.
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In dem aktiven Hochfrequenzfilter
FL2 sind eine Reihenschaltung von Widerständen R3 und R4 mit einem nicht-invertierenden
Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers OP1 verbunden, der ebenfalls über einen
Kondensator C2 an die Masse geerdet ist. Ein invertierender Anschluss
des Operationsverstärkers
OP1 ist über
einen Kondensator C3 mit einem Verbindungspunkt verbunden, an dem
sich die Widerstände
R3 und R4 zur Rückkopplungssteuerung
treffen. Das aktive Hochfrequenzfilter FL2 dient zur Beseitigung
einer Hochfrequenzkomponente des Motorrotationssignals. Genauer
kann beispielsweise eine Rauschkomponente über der maximalen Drehzahl
(beispielsweise 6000 U/min) durch dessen Dämpf- oder Verringerungsfaktor,
was bedeutet, dass das aktive Hochfrequenzfilter FL2 als Tiefpassfilter
(LPF) dient, das dem Motorrotationssignal überlagertes Rauschen oder eine
Welligkeitsfrequenz löscht.
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Der erste Differenzierschaltkreis
DC1 ist mit einem Ausgangsanschluss (b) des Tiefpassfilters LPF
oder einem aktiven Hochfrequenzfilter FL2 zur Differenzierung des
daraus ausgegebenen Signals, wodurch ein Dämpfen oder eine Verringerung
von Komponenten des Signals durchgeführt wird. Eine Reihenschaltung
eines Widerstands R7 und eines Kopplungskondensators C5 ist mit
einem invertierenden Anschluss eines Operationsverstärkers OP2
verbunden. Eine durch in Reihe geschaltete Widerstände R5 und
R6 geteilte Spannung wird an einem nichtinvertierenden Anschluss
des Operationsverstärkers
OP2 angelegt, und ein Verbindungspunkt, an dem die Widerstände R5 und
R6 sich treffen, ist mit einem Umgehungskondensator C4 gekoppelt. Eine
Parallelschaltung eines Widerstands R8 und eines Kondensators C6
ist zwischen dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss und einem
Ausgangsanschluss (c) des Operationsverstärkers OP2 geschaltet.
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Der Verstärker AP1 ist derart ausgelegt,
dass er das aus dem Ausgangsanschluss (c) des Operationsverstärkers OP2
des ersten Differenzierschaltkreises DC1 ausgegebene Signal verstärkt. Der
Verstärker
AP1 weist einen Operationsverstärker
OP3 auf, dessen nicht-invertierender Eingangsanschluss mit dem Ausgangsanschluss
(c) des Operationsverstärkers
OP2 über
eine Reihenschaltung von Widerständen
R9 und R10 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingangsanschluss
des Operationsverstärkers OP3
ist ebenfalls über
einen Kondensator C9 geerdet. Ein Kondensator C7 ist zwischen einem
invertierenden Anschluss des Operationsverstärkers OP3 und einem Punkt geschaltet,
an dem die Widerstände R9
und R10 sich treffen. Der invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP3
ist über einen
Widerstand R11 geerdet. Ein Kondensator C8 und ein Widerstand R12,
die parallel angeordnet sind, sind zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss
und einem Ausgangsanschluss (d) des Operationsverstärkers OP3
geschaltet.
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Der zweite Differenzierschaltkreis
DC2 ist mit einem Ausgangsanschluss (d) des Operationsverstärkers OP3
des Verstärkers
AP1, einem Tiefpassfilter LPF, verbunden und differenziert ein daraus
ausgegebenes Signal zur Herstellung einer Phasenverschiebung von
90°. Der
zweite Differenzierschaltkreis DC2 weist einen Operationsverstärker OP4
auf, dessen nicht-invertierender Eingangsanschluss mit dem Ausgangsanschluss
(d) des Operationsverstärkers
OP3 des Verstärkers
AP1 über
einen Widerstand R13 verbunden ist. Der nicht-invertierende Eingangsanschluss
des Operationsverstärkers
OP4 ist über
einen Kondensator C11 geerdet. Zwischen dem Ausgangsanschluss (d)
des Operationsverstärkers OP3
und einem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP4
sind ein Widerstand R13 und ein Kondensator C10 angeordnet, die
miteinander in Reihe geschaltet sind. Ein Widerstand R15 und ein
Kondensator C12, die parallel angeordnet sind, sind zwischen dem
invertierenden Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP4
angeordnet.
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Die Vergleichseinrichtung (Komparator)
CM vergleicht Ausgangssignale aus den jeweiligen Ausgangsanschlüssen (e)
des zweiten Differenzierschaltkreises DC2 und einem Ausgangsanschluss (d)
des Verstärkerschaltkreises
AP1. Die Vergleichseinrichtung CM weist einen Operationsverstärker OP5
auf, dessen invertierender Eingangsanschluss über einen Widerstand R17 mit
dem Ausgangsanschluss (d) des Operationsverstärkers OP3 des Verstärkerschaltkreises
AP1 verbunden ist. Ein nichtinvertierender Eingangsanschluss des
Operationsverstärkers
OP5 ist über
einen Widerstand R7 mit dem Ausgangsanschluss (e) des Operationsverstärkers OP4
des zweiten Differenzierschaltkreises DC2 verbunden. Ein Widerstand
R18 ist zwischen dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss und
dem Ausgangsanschluss (f) des Operationsverstärkers OP5 geschaltet. Aus dem Ausgangsanschluss
des Operationsverstärkers
OP5 wird ein rechteckförmiges
Impulsfolgensignal oder ein Welligkeitsimpulsfolgensignal ausgegeben,
das der Welligkeitsfrequenz entspricht. Es sei bemerkt, dass diese "Welligkeitsimpulsfolge" auf die Motorwelligkeit
beruht und daher liegt deren Signalverlauf (Wellenform) in Form
einer "Welligkeit" (ripple) vor.
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Das Signal an jedem der Ausgangsanschlüsse (a),
(b), (d), (e) und (f) in dem Impulssignalverlaufsformungsschaltkreis 3b nimmt
einen Signalverlauf an, wie er in 4 veranschaulicht
ist.
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Der durch den Kommutator-Gleichstrommotor 11 fließende Strom
wird in ein Spannungssignal oder ein Motorrotationssignal umgewandelt,
das im Hinblick auf die Größe dazu
proportional ist. Diesem Spannungssignal wird eine Welligkeit zusammen
mit Rauschen überlagert
und weist einen Signalverlauf auf, wie er in 4 durch "a" angegeben
ist. Die Welligkeit ist unvermeidbar, wie allgemein bekannt ist, wenn
der Kommutator-Gleichstrommotor
angetrieben wird oder eingeschaltet wird.
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Während
das Spannungssignal durch das Filter mit geschalteten Kapazitäten 3a gelangt,
wird das dem Spannungssignal überlagerte
Rauschen aus dem Spannungssignal gelöscht oder beseitigt. Jedoch
erscheint ein weiteres Rauschen, das dem Takteingang überlagert
wird, dessen Taktfrequenz FCLK beträgt, und das dem Filter mit
geschalteten Kapazitäten 3a zugeführt wird,
in dem Spannungssignal, wenn dieses aus dem Filter mit geschalteten Kapazitäten 3a ausgegeben
wird. Nachdem das Spannungssignal durch das aktive Hochfrequenzfilter
FL2 gelangt ist, weist dieses einen Signalverlauf auf, wie es in 4 mit "b" angegeben
ist, der gleichförmig
ist und in dem das Rauschen gelöscht
ist. Das Hindurchführen
eines derartigen Spannungssignals mit dem Signalverlauf "b" durch den ersten Differenzierschaltkreis
DC1 bewirkt eine Differenzierung des Spannungssignals, wodurch dessen
Gleichkomponente gedämpft
oder verringert wird. Somit nimmt das resultierende Spannungssignal
einen Signalverlauf "c" an, in dem lediglich
eine Welligkeitskomponente (Rippel-Komponente) enthalten ist. Weiterhin wird,
wenn das Spannungssignal durch den Verstärker AP1 gelangt, die Amplitude
des Spannungssignals verstärkt,
so dass es den Signalverlauf "d" annimmt. Wenn danach
ein derartiges Spannungssignal durch den zweiten Differenzierschaltkreis
DC2 hindurchgeführt
wird, nimmt das Spannungssignal den Signalverlauf "e" an, der in Bezug auf den Signalverlauf "d" in der Phase um 90° verzögert ist. Bei Vergleich des
Spannungssignals mit dem Signalverlauf "d",
das aus dem Verstärker
AP1 ausgegeben wird, mit dem Spannungssignal mit dem Signalverlauf "e", das aus dem zweiten Differenzierschaltkreis
DC2 ausgegeben wird, gibt die Vergleichseinrichtung CM das Welligkeitsimpulsfolgesignal
mit dem Signalverlauf "f" aus.
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In dem vorstehend beschriebenen Takterzeugungsschaltkreis
wird ein Taktsignal erzeugt, das als Takteingang für das Filter
mit geschalteten Kapazitäten 3a mit
einer Frequenzumwandlung derart verwendet wird, dass die Frequenz
des Welligkeitssignals durch eine ganze Zahl multipliziert wird.
Gemäß dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel
wird eine Rückkopplung
des Welligkeitsimpulssignals mit dem Motorrotationszustandssignal
derart synchronisiert, dass die Frequenz F des Welligkeitsimpulses
in Übereinstimmung
mit der Eckfrequenz FC des Filters mit geschalteten Kapazitäten 3a gebracht
wird.
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Genauer gibt, wann immer das Impulssignal mit
dem Signalverlauf "f" dem PLL-Schaltkreis
(Phasenverriegelungsschaltkreis) 3c zugeführt wird,
der PLL-Schaltkreis 3c eine Frequenz von 100fp aus, die aus
der Gleichung fc = FCLK/N abgeleitet wird, wobei N = 100 gilt. Die
Verwendung des Frequenzteilerschaltkreises 3cc ermöglicht,
dass der PLL-Schaltkreis 3c eine Frequenzumwandlungsfunktion
aufweist. Der Ausgang des PLL-Schaltkreises 3c mit einer
Frequenz von 100 fp wird mittels des Frequenzteilers 3d durch
100 geteilt, und der Frequenzteiler 3d führt die
resultierende Frequenz von fp einem der Eingangsanschlüsse des
Phasenvergleichsschaltkreises 3ca zu, wohingegen dem anderen
Eingangsanschluss des Phasenvergleichsschaltkreises 3ca das
Welligkeitsimpulssignal zugeführt
wird. Kurz gesagt wird eine Phasensteuerung des Ausgangssignals
des Frequenzteilers 3d durchgeführt, damit dieses mit einer
Frequenz oszilliert, die mit der Frequenz fp des dem PLL-Schaltkreis 3c zugeführten Welligkeitsimpuls übereinstimmt.
Somit wird die Ausgabe des Taktsignals in einem stabilen Bereich
stabilisiert. Es sei bemerkt, dass die Änderung des Teilungsverhältnisses
des Teilerschaltkreises 3d ermöglicht, dass die Eckfrequenz
FC durch die nachstehende Gleichung erhalten wird: fc
= fclk/(N × R)
wobei
N eine ganze Zahl ist und K eine Konstante ist.
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Zusätzlich wird zur Stabilisierung
der vorstehend beschriebenen Oszillation bei Start (Initiierung) des
Kommutator-Gleichstrommotors 11 dem Oszillationsschaltkreis 3cc das
Motorrotationszustandssignal zugeführt, das aus dem Motorrotationssignal
und dem Motorantriebsspannungssignal erzeugt wird, wodurch der Ausgang
des Welligkeitsimpulses stabilisiert wird. Das Motorrotationszustandssignal
dient zur Erzeugung der Welligkeitsimpulsfolge, ohne dass fehlerhafte
Impulse erzeugt werden.
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Nachstehend ist der Schaltkreis 3 ausführlich beschrieben,
wenn der Kommutator-Gleichstrommotor 11 gestartet (initiiert)
wird. Die Drehzahl des Kommutator-Gleichstrommotors 11 variiert
mit bzw. hängt
von der Antriebsspannung VB ab. Somit wird die Drehzahl des Kommutator-Gleichstrommotors 11 unter
Verwendung eines Kennfeldes oder eines in 5 gezeigten Graphens bestimmt, der ein Verhältnis zwischen
der Motordrehzahl und dem Motorstrom zeigt. Der Motorstrom wird
durch Teilen der Motorantriebsspannung VB durch einen Shunt-Widerstand R erhalten.
Dieser Graph zeigt das Verhältnis
in dem Fall, dass die Motorantriebsspannung VB von 9 bis 16 V variiert
und gibt an, dass die den Motorstrom und die Motordrehzahl verbindende
Linie sich parallel zu höheren
Werten versetzt.
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Beispielsweise wird, wenn die Motorantriebsspannung
VB 9 V beträgt,
die entsprechenden Neigungen der Linie (Graphen) bestimmt, was dazu führt, dass
die Motordrehzahl in diesem Fall fx wird, wenn der Motorstrom ix
ist. Der Oszillationsschaltkreis 3cc erzeugt einen Taktimpuls
mit einer Frequenz oder der Eckfrequenz fc, die ein ganzzahliges Vielfaches
der Frequenz fx ist. Das heißt,
wenn der Kommutator-Gleichstrommotor 11 eingeschaltet wird,
der Oszillationsschaltkreis 3cc das Taktsignal FCLK auf
der Grundlage des Motordrehzahlsignals und der Motorantriebsspannung
ausgibt, was eine Variation der Eckfrequenz ermöglicht, wodurch ein Welligkeitsimpuls
erzeugt wird, das den Motorrotationszustand wiedergibt.
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Danach, wenn der Motorstrom stabil
wird und darauffolgend der Welligkeitsimpulsformungsschaltkreis 3b die
Erzeugung der Welligkeitsimpulse beginnt, führt der Schaltkreis 3c die
Phasensteuerung des Taktsignals mittels einer Rückkopplungssteuerung derart
durch, dass eine Übereinstimmung zwischen
dem Welligkeitsimpuls mit der Frequenz f und dem aus dem Teilerschaltkreis 3d ausgegebenen
Signal in Phase erzielt wird. Dies gewährleistet, dass dem Filter
mit geschalteten Kapazitäten 3a das Taktsignal
mit stabiler Oszillation zugeführt
wird. Somit wird die Eckfrequenz fc des Filters mit geschalteten
Kapazitäten 3a selbst
in der Startphase des Kommutator-Gleichstrommotors 11 stabil
in linearer Weise, und die Welligkeitsimpulse werden in Abhängigkeit
von der variablen Eckfrequenz erzeugt.
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Wenn der Kommutator-Gleichstrommotor 11 sich
in dessen Startzustand befindet, wie es in 6 gezeigt ist, nimmt das Signal die Signalverläufe "a", "g", "h" und "f" an
den jeweiligen Ausgangsanschlüssen
(a), (g), (h) und (f) an. Wenn der Kommutator-Gleichstrommotor 11 in
einen begrenzten Zustand wie einem verriegelten Zustand während seiner
Rotation gebracht wird, nimmt das Signal die Signalverläufe "a", "g", "h" und "f" an
den jeweiligen Ausgangsanschlüssen
(a), (g), (h) und (f) an.
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Der Signalverlauf "h" gemäß 6(a) ergibt, dass die Eckfrequenz
fc variabel in Abhängigkeit
von dem Motorrotationszustand gemacht werden kann, während der
Kommutator-Gleichstrommotor 11 sich in dessen Startbereich
befindet, der mit dem Start des Kommutator-Gleichstrommotors 11 beginnt
und endet, wenn der Motorstrom stabil wird, und sich insbesondere
in einem früheren
Bereich des Startbereichs befindet, der mit dem Start des Kommutator-Gleichstrommotors
beginnt und bei der Erzeugung des Welligkeitsimpulses endet. Somit
ermöglicht
die optimale Steuerung der Eckfrequenz eine Verhinderung des Auftretens
von fehlerhaften Impulsen. Zusätzlich
zeigt 6(b), dass selbst
wenn der Kommutator-Gleichstrommotor 11 in einen eingeschränkten Rotationszustand
wie einen verriegelten Zustand gebracht wird, die Eckfrequenz abhängig von
der Änderung
der Motorrotation gemacht werden kann, da die Eckfrequenz auf dem
Motorrotationssignal und der Motorantriebsspannung beruht. Somit treten
keine Fehlerimpulse auf, die mit der Motordrehzahl variieren, wodurch
die Erzeugung der Welligkeitsimpulsfolge in korrekter Weise ermöglicht wird.
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Unter Bezugnahme auf 7 ist eine modifizierte Struktur des
Schaltkreises 3 gemäß 1 veranschaulicht, der derart
aufgebaut ist, dass eine Reihenschaltung eines Hochpassfilters 3a und
eines Verstärkers 3i zwischen
dem Kommutator-Gleichstrommotor
11 und dem Filter mit geschalteten
Kapazitäten 3a angeordnet
ist.
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Dieser Schaltkreis 3 gemäß 7 ist eine verbesserte Version
des Schaltkreises 3 gemäß 1. Genauer treten, solange
wie der Kommutator-Gleichstrommotor 11 nicht häufig verwendet
worden ist, dessen Motorstrom, der ein Parameter zur Erzeugung des
Welligkeitsimpulses mittels des Motorrotationssignals ist, wie es
in 11(a) gezeigt ist, die
Welligkeitskomponenten der Signale an den Ausgangsanschlüssen (a),
(d), (e) und (f) sicher auf. Der Grund dafür besteht darin, dass in dem
Kommutator-Gleichstrommotor 11, der nicht ständig in
Betrieb ist, ein ungleichmäßiger Reibungsverschleiß der Bürste(n)
in Bezug auf den Kommutator und/oder Abrieb, der zwischen die Bürste(n)
und den Kommutator gelangt ist, selten gefunden wird. Jedoch werden
bei häufigerer
Verwendung oder Betrieb des Kommutator-Gleichstrommotors 11 für lange
Zeit die Welligkeitskomponenten kleiner, wodurch fehlerhafte Impulse
erzeugt werden, so dass, wie es in 11(b) gezeigt,
nicht erforderliche Impulse erzeugt werden. Der Grund für die fehlerhaften
Impulse scheint die Verringerung der Welligkeitsamplitude unterhalb
der minimalen Amplituden für
die Impulserzeugung zu sein und/oder dass die Komponenten, die kleiner
als die Welligkeitsfrequenz ein Grund für die Verringerung der Welligkeitsamplitude
sind, was die Schwierigkeit bei der Impulserzeugung mit sich bringt,
wenn diese durch Rauschen beeinträchtigt wird usw.
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Somit ist es erforderlich, dass der
Schaltkreis 3 zuverlässiger
gemacht wird, um die Zuverlässigkeit einer
Steuerung unter Verwendung des aus dem Schaltkreis 3 ausgegebenen
Impulssignals zu gewährleisten.
Um ein derartiges Bedürfnis
zu befriedigen, wird idealer Weise das Motorrotationssignal zu einem
höheren
oder niedrigerem Ausmaß verstärkt, wenn
die Amplitude des Welligkeitsimpulses jeweils höher und niedriger ist, so dass
das Verstärkungsausmaß in dem
unteren Frequenzbereich beschränkt ist.
Der Grund besteht darin, dass die Erhöhung lediglich des Verstärkungsausmaßes bloß eine Erhöhung des
Motorstroms verursacht, wenn die Motordrehzahl sich verringert,
was die Welligkeitskomponenten und das Rauschen erhöht. Somit
ist die vorstehend beschriebene Reihenschaltung des Hochpassfilters 3h und
des Verstärkers 3i derart
ausgelegt, dass sie ebenfalls als Amplitudenkorrekturschaltkreis
dient.
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Wie es in 8 gezeigt ist, ist der Hochpassfilter 3h aus
einem Kondensator C20, einem Widerstand R21 und einem Widerstand
R22 aufgebaut, wohingegen der Verstärker 3i aus einem
Operationsverstärker
OPO, einem Widerstand R23 und einem Widerstand R24 aufgebaut ist.
Wie aus 9 hervorgeht,
wird über
der vorbestimmten Welligkeitsfrequenz der Verstärkungsfaktor derart beschränkt, dass
er konstant ist, während
darunter der Verstärkungsfaktor
mit Verringerung der Welligkeitsfrequenz verringert wird.
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Das aus dem Kommutator-Gleichstrommotor 11 ausgegebene
Motorrotationssignal wird über
einen Kopplungs-Kondensator
C20 einem nicht-invertierenden Anschluss des Operationsverstärkers OPO zusammen
mit einer Spannung zugeführt,
die durch Teilen einer Spannung VCC von beispielsweise 5 V durch
die Widerstände
R23 und R24 erhalten wird. Zusätzlich
wird ein Ausgang des Operationsverstärkers OPO zu dem nicht-invertierenden
Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OPO über dem Widerstand R23 zurückgekoppelt,
mit dem Ergebnis, dass mittels der Widerstände R23 und R24 ein invertierender
Differenzverstärker 3i gebildet
wird.
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Wenn das Hochpassfilter 3h und
der Verstärker 3i an
die in 1 gezeigte Vorrichtung
angepasst werden, kann das Hochpassfilter 3h die Frequenzkomponente
zu einem geringeren Ausmaß als
die Welligkeitsimpulsfrequenz verringern, was dazu führt, dass
trotz der Verringerung der Welligkeitskomponente im Verlaufe der
Zeit eine derartige Frequenzkomponente nicht die Bildung des Impulssignals
("c" in 6) beeinträchtigt. Somit wird selbst dann,
wenn der Kommutator-Gleichstrommotor 11 bereits einige
Zeit verwendet worden ist (gealtert ist), die Impulserzeugung in
jedem Frequenzbereich gewährleistet.
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Es sei bemerkt, dass ein Signalverlauf
des Signals an jedem Punkt oder Anschluss gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel
in 10 dargestellt ist.
Wie aus 10 hervorgeht,
ermöglicht
die Hinzufügung
des einfachen Schaltkreises die Ausgabe von Welligkeitsimpulsen
ohne Erzeugung von fehlerhaften Impulsen. Zusätzlich ist, obwohl der Satz
aus dem Hochpassfilter 3h und dem Verstärker 3i vor dem Filter
mit geschalteten Kapazitäten 3a gemäß dem zweiten
Ausführungsbeispiel
vorgesehen ist, eine derartige Anordnung nicht darauf begrenzt,
weshalb die aus einer derartigen Anordnung resultierenden Wirkungen
unverändert
bleiben, selbst falls das Hochpassfilter 3h und der Verstärker 3i hinter
dem Filter mit geschalteten Kapazitäten 3a angeordnet werden.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
wird die Eckfrequenz des Filters 3a variabel, in dem das
Taktsignal zugeführt
wird, das auf der Grundlage des Welligkeitsimpulses und des Rotationszustandssignals
des Kommutator-Gleichstrommotors 11 erzeugt wird,
was dem Schaltkreis 3 ermöglicht, eine korrekte Welligkeitsimpulserzeugung
in Abhängigkeit
von dem Rotationszustand des Kommutator-Gleichstrommotors 11 zu gewährleisten,
der durch Motorlast, Rotation, Antriebsspannung, Umgebung usw. beeinträchtigt wird.
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In diesem Fall bleibt, selbst falls
beispielsweise der Kommutator-Gleichstrommotor 11 einen verriegelten
Zustand annimmt, die Welligkeitsimpulserzeugung korrekt, indem die
Eckfrequenz des Filters 3a auf der Grundlage der resultierenden
Motorrotation geändert
wird.
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Falls die Eckfrequenz des Filters 3a beim Start
des Kommutator-Gleichstrommotors 11 durch das Motorrotationszustandssignal
bestimmt wird, das aus dem Motorrotationssignal und dem Motorantriebsspannungssignal
erzeugt wird, wird dabei selbst vor der Welligkeitsimpulserzeugung
durch die Impulsformungseinrichtung 3b die Welligkeitsimpulserzeugung
durch das Motorrotationszustandssignal möglich, das durch das Motorrotationssignal und
das Motorantriebsspannungssignal erzeugt wird, wodurch der Welligkeitsimpuls
korrekt bzw. stabil in Abhängigkeit
von dem Motorrotationszustand selbst unmittelbar dann erzeugt wird,
wenn der Kommutator-Gleichstrommotor 11 startet.
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Zusätzlich weist die Takterzeugungseinrichtung
den Oszillationsschaltkreis 3cc auf, der das Taktsignal
mittels einer Regelung derart ausgibt, dass es im Hinblick auf die
Frequenzphase in Übereinstimmung
mit dem Welligkeitsimpuls ist, wodurch eine stabile Erzeugung des
Welligkeitsimpulses ermöglicht
wird.
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Weiterhin ermöglicht die Bereitstellung der Amplitudenkorrektureinrichtung,
die lediglich die Hochfrequenzkomponente durchlässt, zwischen dem Motor und
dem Filter eine korrekte Welligkeitsimpulserzeugung in jedem Motorrotationsbereich, selbst
falls sich der Motor im Verlaufe der Zeit ändert (altert).
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Die Erfindung wurde somit unter Bezugnahme
auf spezifische Ausführungsbeispiele
beschrieben und gezeigt, jedoch ist es selbstverständlich, dass
die Erfindung nicht auf die Einzelheiten der veranschaulichten Strukturen
beschränkt
ist, sondern dass Änderungen
und Modifikationen ohne Abweichen von dem Umfang der beigefügten Ansprüche durchgeführt werden
können.