Gebiet der Technik
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine
Digital-/Analog-Wandlervorrichtung, welche die
Unterdrückung von Schaltungs-Übergangsrauschen am Ausgang
der Digital-/Analog-Wandler ermöglicht, auf ein Verfahren
zum Einsatz desselben und auf seine Anwendung für die
Herstellung von Nahfeld-Mikroskopen.
Stand der Technik
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Die sogenannte "Nahfeld"-Mikroskopie (in Englisch SPM
= Scanning Probe Microscopes) besteht darin, eine
Oberfläche mittels einer Sonde abzutasten, die sich in
deren Nähe befindet, um ein Bild zu erhalten.
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Es bestehen im Einzelnen drei große Kategorien von
Nahfeld-Mikroskopen, die von dem verwendeten Sondentyp
abhängen:
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- Die Mikroskope mit Tunneleffekt (in Englisch
STM), die auf der Messung des Tunnelstroms beruhen, der
zwischen einer sehr feinen Metallspitze und der leitenden
oder halb-leitenden Oberfläche einer Probe zirkuliert;
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- Die Atomkraft-Mikroskope (in Englisch AFM),
welche die Kraft messen, die zwischen einer Spitze und der
Oberfläche ausgeübt wird;
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- Die optischen Nahfeld-Mikroskope (in Englisch
SNOM = Scanning Near Field Optical Microscopy), welche
Photonen mittels einer optischen Faser auffangen oder
emittieren, deren Ende zugespitzt ist, indem der optische
Tunneleffekt verwertet wird.
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Solche Nahfeld-Mikroskope sind auf Grund ihrer
zahlreichen Vorteile allgemein gebräuchlich geworden:
mögliche Auflösung auf Atomebene, Einfachheit und geringe
Abmessungen, Flexibilität der Wahl der Umgebung der Probe,
Möglichkeit, außer der Topographie Information über sehr
unterschiedliche lokale physikalische Eigenschaften z-u
erhalten.
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Die Nahfeld-Mikroskope sind Kontrollinstrumente
geworden, von denen immer mehr Schnelligkeit und Sicherheit
verlangt wird. Um erhöhte Kadenzen mit Präzision zu
erreichen, greifen diese Mikroskope auf elektronische
Controller vom digitalen Typ zurück. Die Verwendung solcher
Controller bietet sich nämlich wegen ihrer Vielseitigkeit,
ihrer Genauigkeit und ihrer Schnelligkeit gegenüber
analogen Systemen an, die veralten, die aber bisher den
Vorteil behielten, nur ein geringes Rauschen aufzuweisen.
Solche Controller verwenden Digital-/Analog-Wandler, welche
Vorrichtungen sind, die zur Umwandlung einer digitalen
Datengröße in eine Spannung gemäß einem linearen Gesetz
vorgesehen sind.
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Auf dem Gebiet der industriellen Steuerung und der
Instrumentierung, wenn eine gute Linearität der Umwandlung
und eine höchstmögliche Schnelligkeit verlangt ist, greift
man auf traditionelle Wandler zurück, bei denen jedes Bit
des umzuwandelnden Worts eine Quelle unter mehreren perfekt
kalibrierten Spannungsquellen auf Eins oder Null steuert.
Um ein lineares Umwandlungsgesetz zu erzeugen, präsentiert
jede dieser Quellen eine Spannung, die exakt das Zweifache
der vorhergehenden beträgt. Die resultierende elektrische
Spannung eines gegebenen digitalen Codes wird erhalten,
indem alle Spannungen summiert werden. Alle summierten
Spannungen müssen aber gleichzeitig generiert werden.
Andernfalls kommt es während der Erstellung einer neuen
Spannung am Ausgang zum Auftreten von Schaltungsübergängen
10 (in Englisch "glitches"), die, wie in Fig. 1
veranschaulicht ist, die Hälfte der gesamten Amplitude des
Ausgangssignals des Wandlers erreichen können.
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Zur Lösung eines solchen Problems sind verschiedene
Lösungswege erstellt worden:
a) Die Losungen auf der Komponentenebene, nämlich:
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a1) Anpassung der Verzögerungen jedes digitalen
Eingangswerts durch Beschränkung auf Bits mit
hoher Gewichtung. Eine solche Lösung ist weit
davon entfernt, das Problem zu lösen, da trotz der
Eigenschaft der Anpassung nach wie vor eine
bestimmte Qantität an Schaltungsübergängen
weiterbesteht.
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a2) Herstellung von Wandlern "ohne Rauschen", die aus
zwei in dem gleichen Gehäuse integrierten Wandlern
bestehen, wobei einer zur Erzeugung positiver
Spannungen und der andere zur Erzeugung negativer
Spannungen dient. Eine solche Lösung unterdrückt
existierende Schaltungsubergänge um die Spannung
herum, die einer Nullamplitude entspricht, führt
jedoch zu keiner Verbesserung über dem Rest des
Ausgangsspannungsbereichs des Wandlers.
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a3) Vorsehen einer Möglichkeit der unabhängigen
Einstellung bzw. Anpassung der Ausgangsspannung
entsprechend dem Bit mit stärkster Gewichtung.
Eine solche Lösung führt zu einer Verbesserung der
Linearität um die Nullamplitude, folglich zu einer
geringeren Verzerrung, trägt jedoch nicht dazu
bei, die Schaltungsübergänge zu unterdrücken.
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a4) Herstellung von Wandlern, welche sehr geringe
Schaltungsübergangswerte aufweisen, typischerweise
zehnmal geringer als bei herkömmlichen
Komponenten. Diese Lösung realisiert einen
Kompromiss zwischen Schnelligkeit und
Schaltungsübergangswert, es gelingt ihr jedoch
nicht, das Problem zu lösen. Diese Technik, die
vor allem bei der Audiofrequenz eingesetzt wird,
hat als Hauptzweck die Verbesserung des
Ansprechverhaltens in Nähe von Null Volt.
b) Die Lösungen hinsichtlich der eingesetzten
Schaltung, nämlich:
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b1) Analoge Filterung des Ausgangs des Wandlers. Diese
Lösung ist hinsichtlich der Präzision in der
Spannung unvollkommen, da die elektrische Energie,
die den Schaltungsübergängen entspricht, auf
Kosten der Stabilisierungsverzögerung des Wandlers
zeitlich gedehnt wird.
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b2) Hinzufügung am Ausgang des Wandlers 11 einer
Abtast-Blockierschaltung, wie sie in Fig. 2
dargestellt ist, die eine Vorrichtung 12 vom
Schaltertyp, einen Kondensator Cs und einen
Pufferverstärker 13 umfasst. Eine solche Schaltung
ermöglicht anfänglich eine Speicherung (Abtastung)
der vom Wandler erzeugten Spannung und dann das
Präsentieren dieser Spannung am Ausgang
(Blockierung). Dabei muss jedoch ein Kompromiss
hinsichtlich des Werts der Kapazität des
Kondensators Cs gemacht werden: Um während der
Blockierphase einen zeitlich stabilen und mit der
Präzision des Wandlers kompatiblen Ausgang
aufrechtzuerhalten, muss die Kapazität von
erhöhtem Wert sein. Je höher jedoch diese
Kapazität ist, umso länger ist sie aufzuladen, was
der Präzision des Wandlers schadet.
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Keine dieser Lösungen gestattet es also, die
Schaltungsübergänge im gesamten Bereich der
Ausgangsspannung des Digital-/Analog-Wandlers gänzlich zu
unterdrücken, wobei dessen Vorteile beibehalten werden,
nämlich seine Präzision und seine Schnelligkeit.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine Digital-/Analog-
Umwandlungsvorrichtung vorzuschlagen, welche die Lösung
eines solchen Problems gestattet.
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Ein erstes Dokument des Standes der Technik, das US-
Patent 4 016 555, beschreibt einen Digital-/Analog-Wandler,
der es ermöglicht, erhöhte Netto-Auflösungsraten bei der
Umwandlung zu erhalten, indem gleichzeitig eine parallele
Verarbeitung der groben Informationsbits und der feinen
Informationsbits eines digitalen Eingangs durchgeführt
wird.
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Ein zweites Dokument des Standes der Technik, die
japanische Zusammenfassung aus Patent Abstracts of Japan,
Vol. 1997, Nr. 03, 31. März 1997 (1997-03-31) - & JP 08 298
461 A (SHARP Corp.), 12. November 1996 (1996-11-12),
offenbart eine Vorrichtung, die alternativ zwei Wandler mit
der Zielsetzung schaltet, parasitäres Schaltungsrauschen zu
vermeiden, wobei dieser Schaltungsvorgang systematisch mit
regelmäßiger, voreingestellter Kadenz vonstatten geht.
Ein drittes Dokument des Standes der Technik, das US-
Patent 5 815 046, beschreibt einen anpassbaren numerischen
Modulator, der zwei multiplexierte und alternierende
identische Digital-/Analog-Wandler umfasst, welche die
Verringerung von parasitären Frequenzkomponenten am Ausgang
ermöglicht. Diese beiden Digital-/Analog-Wandler werden
mittels eines Eingangsschalters und eines Ausgangsschalters
alterniert, wobei sie das modulierte analoge Ausgangssignal
erzeugen.
Abriss der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein
Verfahren zur Anwendung einer Digital-/Analog-
Wandlervorrichtung mit zwei Digital-/Analog-Wandlern, einer
Vorrichtung zur Verarbeitung der Ausgangssignale dieser
beiden Wandler mit Mitteln zur Auswahl eines Wandlers zum
Ausgeben des von dem ausgewählten Wandler kommenden
Signals, dadurch gekennzeichnet, dass die
Verarbeitungsvorrichtung außerdem zugeordnete Mittel zum Erhalt
identischer Umwandlungsregeln, die am Ausgang für ein und
dieselbe Größe am Eingang gemessen werden, gleichgültig, ob
es der eine oder der andere der beiden Wandler ist, der
verwendet wurde, aufweist, und die Wandlervorrichtung eine
digitale Steuervorrichtung, welche eine Eingangsgröße von N
Bits empfängt und einerseits zwei betreffende
Ausgangssignale von N Bits parallel liefert, die jeweils zu den
digitalen Eingängen der beiden Wandler geleitet werden, und
andererseits ein Signal zur Steuerung der Auswahlmittel so
liefert, dass sie den Übergang des nicht-ausgewählten
Wandlers maskieren, aufweist, wobei das Verfahren derart
abläuft, dass bei zunächst einem gleichen digitalen Wert am
Eingang der beiden Wandler bei ausgewähltem Ausgang des
ersten Wandlers, wenn eine Veränderung des digitalen Werts
gewünscht wird:
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(a) ein neuer digitaler Wert E(n) zum Eingang des
zweiten Wandlers geschickt wird, und dann die Vorrichtung
so gesteuert wird, dass der Ausgang des zweiten Wandlers
ausgewählt wird, sobald die Stabilisierungszeit von dessen
Ausgang verstrichen ist,
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(b) anschließend der digitale Wert E(n) zum Eingang
des ersten Wandlers geschickt wird, und dann die
Verarbeitungsvorrichtung so gesteuert wird, dass sie den
Ausgang des ersten Wandlers auswählt, sobald die
Stabilisierungszeit von dessen Ausgang verstrichen ist,
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und wobei bei (a) von neuem begonnen werden kann.
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Vorteilhafterweise wird die Auswahl zwischen den
Wandlern durch die Ankunft eines neuen Abtastwerts E(n)
ausgelöst.
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Das Verfahren der Erfindung kann für die Anwendung
einer Präzisions-Positionierung für die Steuerung von
Nahfeld-Mikroskopen verwendet werden, und für die
Herstellung von Lithographiemasken auf Nanometer-Stufe für
die Herstellung von elektronischen Mikroschaltungen.
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Es ermöglicht auch die Reduzierung der Verzerrung von
schnellen Präzisions-Generatoren, beispielsweise für
Anwendungen der synchronen Erfassung im Fall der
Funktionsgenerierung von zufälligen Formen. Es kann sich
als nützlich auf dem Gebiet der Elektrochemie erweisen, auf
dem steuerbare Spannungsquellen ohne parasitäre
Schaltungsübergänge notwendig sind. Es könnte auch auf dem
Gebiet der Medizin und der Robotertechnik für die Steuerung
von analogen Aktuatoren bzw. Stellgliedern Anwendung
finden.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Es zeigen:
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Fig. 1 die Idealfunktion eines Digital-/Analog-
Wandlers, der von einem Schaltungsübergang gestört wird,
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Fig. 2 das Prinzip eines am Ausgang des Wandlers
angebrachten Abtastwertelement-Blockierers,
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Fig. 3 die Vorrichtung der Erfindung,
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Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel einer digitalen
Vorrichtung zur Steuerung der Vorrichtung der Erfindung,
und
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Fig. 5 die Funktionsweise des in Fig. 4 dargestellten
Ausführungsbeispiels.
Detaillierte Beschreibung von Ausführungsformen
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Die Digital-/Analog-Wandlervorrichtung der Erfindung,
wie sie in Fig. 3 dargestellt ist, umfasst zwei Digital-
/Analog-Wandler 20 und 22 mit jeweiligen digitalen
Eingängen 21 und 23, die von einer digitalen Vorrichtung 24
zur Steuerung dieser Wandler geliefert werden, und einer
Vorrichtung 25 zur Verarbeitung der Ausgänge dieser Wandler
mit Mitteln zur Auswahl zwischen dem einen oder dem anderen
der Ausgangssignale der Wandler 20 und 22, um es zum
Ausgang zu senden, um den Übergang des nicht-ausgewählten
Wandlers zu maskieren, sowie zwei Funktionsverstärkern 26
und 28, die jeweils mit dem Ausgang jedes der beiden
Wandler 20 und 22 verbunden sind, wobei die Verstärkung und
die Verschiebespannung ("Offset") dieser Verstärker 26 und
28 durch eine Feineinstellung (die Potentiometer 27 und 29
ermöglichen jeweils die Anpassung der Verstärkung)
gesteuert werden, und die Ausgänge dieser Verstärker mit
den Eingängen eines sehr schnellen elektronischen Schalters
30, beispielsweise eines Video-Multiplexers, verbunden
sind.
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Diese Bearbeitungsvorrichtung 25 hat somit die
Aufgabe, zwei Funktionsarten zu ermöglichen.
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In einer ersten Funktionsart, wenn man den
Ausgangssignalwert der Vorrichtung ändern will, wobei der
erste Wandler 20 mit einem gegebenen digitalen Eingangswert
am Ausgang angeschlossen ist, wird ein neuer digitaler Wert
E(n) an den zweiten Wandler 22 angelegt. Dabei wird die
Verarbeitungsvorrichtung 25 so gesteuert, dass der Ausgang
dieses zweiten Wandlers 22 ausgewählt wird, sobald die
Stabilisierungszeit des Ausgangs des zweiten Wandlers 22
abgelaufen ist. Am Ausgang der Verarbeitungsvorrichtung 25
verfügt man nun über die dem neuen digitalen Wert E(n)
entsprechende Spannung. Wenn der Ausgangssignalwert
nochmals geändert werden soll, wird ein neuer digitaler
Wert E(n + 1) an den Eingang des ersten Wandlers 20 angelegt.
Dabei wird die Verarbeitungsvorrichtung 25 so gesteuert,
dass der Ausgang dieses ersten Wandlers 20 gewählt wird,
sobald die Stabilisierungszeit des Ausgangs dieses ersten
Wandlers 20 abgelaufen ist. Anschließend wird nötigenfalls
der gleiche Vorgang wiederholt.
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In einer zweiten Funktionsart weisen die beiden
Wandler 20 und 22 zunächst am Eingang den gleichen
digitalen Wert auf. Falls der Ausgang des ersten Wandlers
20 gewählt wird, wenn der digitale Wert modifiziert werden
soll, wird der neue digitale Wert E(n) an den Eingang des
zweiten Wandlers 22 geschickt. Dabei wird die
Verarbeitungsvorrichtung 25 so gesteuert, dass der Ausgang
des zweiten Wandlers 22 ausgewählt wird, sobald die
Stabilisierungszeit des Ausgangs dieses zweiten Wandlers 22
abgelaufen ist. Anschließend wird dieser digitale Wert E(n)
an den Eingang des ersten Wandlers 20 geschickt. Danach
wird die Verarbeitungsvorrichtung 25 so gesteuert, dass sie
den Ausgang des ersten Wandlers 20 auswählt, sobald die
Stabilisierungszeit des Ausgangs dieses ersten Wandlers
abgelaufen ist. Nötigenfalls wird anschließend der gleiche
Vorgang wiederholt.
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Im ersten Funktionsmodus wird das Ausgangssignal eines
ersten Wandlers gewählt, um es als Ausgang zu senden und
somit den Übergang zum nicht-ausgewählten zweiten Wandler
zu maskieren. Der digitale Eingangswert kann mit minimalen
Intervallen geändert werden, die gleich einer einmaligen
Stabilisierungszeit sind.
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Im zweiten Funktionsmodus kann es bei jeder zweiten
Stabilisationszeit zur Änderung des digitalen Werts kommen.
In der Praxis kann vorteilhafterweise dieser zweite Modus
gewählt werden, wenn es schwierig ist, identische
Übertragungsgesetze mit der gewünschten Präzision für die
beiden Wandler zu erhalten, insbesondere im Fall von
starken Linearitätsabweichungen zwischen diesen.
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Tatsächlich ermöglichen diese beiden Funktionsmoden
die totale Eliminierung der Schaltungsübergänge der Wandler
unter Beibehaltung von deren Präzision und unter
Beibehaltung der Umwandlungskadenzen, die denjenigen aller
vorher in Betracht gezogenen Losungen äquivalent oder
überlegen sind.
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In dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel
sind die beiden Wandler 20 und 21 Wandler mit 16 Bits
Auflösung.
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Die digitale Steuervorrichtung 24 der beiden Wandler
20 und 22 und des Multiplexers 30 kann von einer Einheit
logischer Schaltungen oder von einer programmierbaren
logischen Schaltung (PAL, FPGA etc.) gestellt werden.
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Fig. 4 stellt schematisch ein Ausführungsbeispiel
dieser digitalen Steuervorrichtung 24 im Fall des zweiten
Funktionsmodus dar, wobei die Rolle dieses Systems darin
besteht, die am Eingang der beiden Wandler 20 und 22
umzuwandelnden digitalen Werte darzustellen und den
Multiplexer 30 unter Berücksichtigung der von den
verwendeten Komponenten auferlegten Chronologien zu
schalten, insbesondere der zur Digital-/Analog-Umwandlung
notwendigen Verzögerungen.
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Dieses System umfasst zwei Latch-Schaltungen 35 und
36, die ein Eingangssignal 37 von N Bits parallel empfangen
und zwei entsprechende Ausgangssignale 38 und 39 von N Bits
parallel liefern, die jeweils an die digitalen Eingänge 21
und 23 der beiden Wandler 20 und 22 gerichtet werden. Es
umfasst auch zwei Kippschaltungen 41 und 42, und in Reihe
am Ausgang Q der ersten dieser beiden Kippschaltungen einen
invertierenden Eingang eines UND-Gatters mit zwei Eingängen
43, von denen der zweite Eingang ein Schreibsignal
"convert" empfängt, sowie fünf Verzögerungsschaltungen
44, 45, 46, 47 und 48 mit den jeweiligen Verzögerungen d1,
d2, d3, d4 und d5. Der Ausgang des UND-Gatters 43 ist mit
dem Eingang "Latch Enable" zweier Latch-Schaltungen 35 und
36 und mit dem Eingang "Set" der ersten Kippschaltung 41
verbunden. Der Ausgang der ersten Verzögerungsschaltung 44
ist mit dem Eingang "Output Enable" der zweiten Latch-
Schaltung 36 verbunden. Der Ausgang der zweiten
Verzögerungsschaltung ist mit dem Eingang "Set" der zweiten
Kippschaltung 42 verbunden. Der Ausgang der dritten
Verzögerungsschaltung 46 ist mit dem Eingang "Output
Enable" der ersten Latch-Schaltung 35 verbunden. Der
Ausgang der vierten Kippschaltung 47 ist mit dem Eingang
"Reset" der zweiten Kippschaltung 42 verbunden. Der Ausgang
der fünften Verzögerungsschaltung 48 ist mit dem Eingang
"Reset" der ersten Kippschaltung 41 verbunden. Der Ausgang
der zweiten Kippschaltung liefert das Signal "MuxCtrl", das
auf den Eingang des Multiplexers 25 gerichtet ist.
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Sobald der umzuwandelnde digitale Wert am Eingang 37
der beiden Latch-Schaltungen 35 und 36 präsent ist,
aktiviert der Schreibbefehl "Convert" die Ladung der beiden
Latch-Schaltungen 35 und 36 und aktiviert den Ausgang der
ersten Kippschaltung 41, was es ermöglicht, keinen neuen
Umwandlungsbefehl mehr zu berücksichtigen. Wenn die erste
Verzögerung d1 abgelaufen ist, die der Ladezeit der Latch-
Schaltungen entspricht, präsentiert die zweite Latch-
Schaltung 36, die durch ihr Eingangssignal "Output Enable"
aktiviert wurde, ihren Inhalt am Eingang des zweiten
Wandlers 22. Wenn die zweite Verzögerung d2 abgelaufen ist,
die der Umwandlungsdauer des zweiten Wandlers 22
entspricht, wird die zweite Kippschaltung 42 über ihr
Eingangssignal "Set" aktiviert, damit der Multiplexer 25
auf den Ausgang des zweiten Wandlers 22 schaltet. Wenn die
dritte Verzögerung d3 abgelaufen ist, die der Schaltdauer
des Multiplexers 25 entspricht, empfängt die erste Latch-
Schaltung 35 über ihr Eingangssignal "Output Enable" den
Befehl, ihren Inhalt am ersten Wandler 20 zu präsentieren.
Wenn die vierte Verzögerung d4 abgelaufen ist, die der
Umwandlungsdauer des ersten Wandlers 20 entspricht, wird
die zweite Kippschaltung 42 über ihren Eingang "Reset"
deaktiviert, und der Multiplexer 25 schaltet wieder auf den
Ausgang des ersten Wandlers 20 um. Wenn die fünfte
Verzögerung d5 abgelaufen ist, die der Schaltdauer des
Multiplexers 25 entspricht, wird die erste Kippschaltung 41
über ihren Eingang "Reset" deaktiviert, was die
Berücksichtigung eines neuen Umwandlungsbefehls ermöglicht.
Ein dem oben beschriebenen zweiten Funktionsmodus
entsprechendes Zeitdiagramm ist in Fig. 5 dargestellt.