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Die Erfindung liegt auf dem Gebiet
der Übertragung
von digitalen Signalen durch optische Mittel und insbesondere der Übertragung
mit hoher Rate auf Langstreckenverbindungen unter Verwendung optischer
Fasern.
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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung
zum wenigstens teilweisen dynamischen Kompensieren der Polarisationsdispersion,
die in Übertragungssystemen
mit optischen Fasern beobachtet wird.
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Ein Übertragungssystem mit optischer
Faser umfasst typischerweise:
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- - ein Senderendgerät, das wenigstens eine optische
Trägerwelle
verwendet, deren optische Leistung und/oder Frequenz es in Abhängigkeit
von der zu übertragenden
Information moduliert,
- - eine optische Übertragungsverbindung,
die aus wenigstens einem Einmodenfaserabschnitt besteht, der das
von dem Senderendgerät
gesendete Signal befördert,
- - und einem Empfängerendgerät, das das
von der Faser übertragene
optische Signal empfängt.
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Die Leistungsfähigkeit eines optischen Übertragungssystems,
insbesondere im Hinblick auf Signalqualität und Rate, ist insbesondere
durch die optischen Eigenschaften der Verbindung begrenzt, die Sitz
von physikalischen Erscheinungen ist, die eine Verschlechterung
der optischen Signale bewirken. Unter den identifizierten Erscheinungen
sind die Dämpfung
der optischen Leistung und die chromatische Dispersion diejenigen,
die in erster Linie als die am stärksten einschränkenden
erschienen sind, und für
die Mittel zum wenigstens teilweisen Beheben der von ihnen herbeigeführten Verschlechterungen
vorgeschlagen worden sind.
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Die Dämpfung in den Fasern eines
gegebenen Typs hängt
ab von der Wellenlänge
des Trägers des
Signals. Die im Laufe der letzten zehn Jahre installierten Einmodenfasern,
als „Standardfasern" bezeichnet, weisen
eine minimale Dämpfung
für eine Wellenlänge um 1,5
Mikrometer auf, was dazu geführt
hat, dass Träger
um diesen Wert herum gewählt worden
sind. Außerdem
konnte, um die Übertragungsstrecken
weiter zu vergrößern, die
Dämpfung mit
Hilfe von optischen Verstärkern
kompensiert werden, die vor oder hinter oder entlang der Verbindung angeordnet
wurden.
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Das Problem der chromatischen Dispersion ist
spürbar
bei den Standardfasern (ca. 17 ps/(km.nm) bei 1,5 mm). Eine Lösung besteht
darin, in die Verbindung wenigstens eine dispersive Kompensationsfaser,
als „Dispersionskompensationsfaser" oder DCF (nach dem
englischen Begriff „Dispersion
Compensating Fiber")
bezeichnet, einzufügen.
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Bislang gingen die oben erwähnten Kompensationen über eine
andere ungünstige
Erscheinung, als „Modale
Polarisationsdispersion" bezeichnet,
hinweg. Unter den gegenwärtigen
Nutzungsbedingungen der optischen Übertragung ist diese Erscheinung lange
Zeit als vernachlässigbar
im Vergleich zur chromatischen Dispersion angesehen worden, sie
ist es jedoch nicht mehr, wenn man die Länge der Verbindungen und insbesondere
die Rate noch weiter steigern will.
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Auch bei Abwesenheit von chromatischer Dispersion
und, obwohl die von einer Laserdiode gelieferte Trägerwelle
in Höhe
des Senders vollständig polarisiert
ist, sind die Fasern Sitz einer Polarisationsdispersion, die zum
Beispiel bewirkt, dass ein von dem Senderendgerät gesendeter Impuls nach seiner Aus breitung
in einer Faser verformt empfangen wird und eine größere als
seine ursprüngliche
Dauer aufweist.
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Diese Verformung geht zurück auf die
Doppelbrechung der Fasern, die dazu führt, dass sich das optische
Signal während
der Übertragung
depolarisiert. In erster Näherung
kann das am Ende der Verbindungsfaser empfangene Signal angesehen werden
als aus zwei orthogonalen Komponenten bestehend, von denen die eine
einem Polarisationszustand entspricht, für die die Ausbreitungsgeschwindigkeit
maximal ist (schnellster Hauptpolarisationszustand) und der andere
einem Polarisationszustand entspricht, für den die Ausbreitungsgeschwindigkeit minimal
ist (langsamster Hauptpolarisationszustand). Mit anderen Worten
kann ein an einem Ende der Verbindungsfaser empfangenes Impulssignal
aufgefasst werden als zusammengesetzt aus einem ersten Impulssignal,
das mit einem privilegierten Polarisationszustand polarisiert ist
und zuerst ankommt, und einem zweiten Impulssignal, das sich unter
einem verzögerten
Polarisationszustand ausbreitet und mit einer als „Differenzielle
Gruppenverzögerung" oder DGD (nach dem
englischen Ausdruck „Differential Group
Delay") bezeichneten
Verzögerung
ankommt, die insbesondere von der Länge der Verbindungsfaser abhängt. Diese
zwei Hauptpolarisationszustände oder
PSP (nach dem englischen Ausdruck „Principal States of Polarisation") kennzeichnen also
die Verbindung.
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Wenn also das Senderendgerät ein aus
einem sehr kurzen Impuls bestehendes optisches Signal sendet, besteht
das von dem Empfängerendgerät empfangene
Signal aus zwei aufeinander folgenden, orthogonal polarisierten
Impulsen, die einen Zeitversatz gleich der DGD haben. Da die Erfassung
durch das Endgerät
darin beruht, in elektrischer Form eine Messung der empfangenen
optischen Gesamtleistung zu liefern, hat der erfasste Impuls eine
in Abhängigkeit
vom Wert der DGD vergrößerte zeitliche
Breite.
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Diese Verzögerung kann in der Größenordnung
von 50 ps für
eine Standardfaser von 100 km Länge
liegen. Die Verformung der empfangenen Impulse durch das Emfängerendgerät kann zu
Dekodierfehlern bei den übertragenen
Daten führen,
und infolgedessen stellt die Polarisationsdispersion einen Faktor
dar, der die Leistungsfähigkeit
der optischen Verbindungen, sowohl analoge als auch digitale, beschränkt.
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Gegenwärtig ist man in der Lage, Einmodenfasern
mit geringer Polarisationsdispersion (ca. 0,05 ps/√km) herzustellen. Das Problem
bleibt jedoch bei den installierten „Standardfasern" bestehen, die sehr hohe
Polarisationsdispersionen aufweisen, die ein erhebliches technisches
Hindernis für
die Erhöhung der übertragenen
Raten darstellen. Andererseits kehrt das Problem auch für die Fasern
mit geringerer Polarisationsdispersion wieder, wenn man die Rate noch
weiter erhöhen
will.
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Außerdem ist es bekannt, Fasern
mit hoher Polarisationsdispersion, auch polarisationserhaltende
Fasern oder PMF (nach dem englischen Ausdruck „Polarisation Maintaining
Fiber") bezeichnet,
herzustellen, die es erlauben, unter Ausnutzung von Stücken geringer
Länge eine
feste differenzielle Verzögerung
mit unveränderlichen
Hauptpolarisationszuständen
herzustellen. Durch geschicktes Anordnen einer solchen Komponente
(oder einer beliebigen eine differenzielle Verzögerung zwischen zwei orthogonalen
Polarisationsmoden erzeugenden Vorrichtung) in Reihe mit einer Übertragungsverbindung,
die eine Polarisationsdispersion aufweist, kann man eine optische
Kompensation der Polarisationsdispersion realisieren. Dies kann
realisiert werden durch Verwendung einer polarisationserhaltenden
Faser mit der gleichen differenziellen Verzögerung wie die Verbindung,
allerdings unter Austausch des langsamen und des schnellen Hauptpolarisationszustandes
oder durch In-Deckung-Bringen
eines Hauptpolarisationszustandes der durch die Ver bindung und die
polarisationserhaltende Faser gebildeten Anordnung mit dem Polarisationszustand
der Quelle beim Senden. Hierfür
wird ein Polarisationscontroller verwendet, der zwischen der Verbindung
und der polarisationserhaltenden Faser angeordnet wird.
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Ein wichtiger Aspekt der Erscheinung
der modalen Polarisationsdispersion ist, dass der Wert der differenziellen
Verzögerung
DGD und die Hauptpolarisationszustände einer Verbindung in der
Zeit in Abhängigkeit
von zahlreichen Faktoren wie etwa Schwingungen und Temperatur variieren.
Anders als die chromatische Dispersion muß also die Polarisationsdispersion
als eine aleatorische Erscheinung angesehen werden. Insbesondere
kennzeichnet man die Polarisationsdispersion einer Verbindung durch einen
als „PMD" bezeichneten Wert
(nach dem englischen Ausdruck „Polarisation
Mode Dispersion Delay"),
der definiert ist als Mittelwert der gemessenen DGD.
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Genauer gesagt wird gezeigt, dass
die Polarisationsdispersion durch einen aleatorischen Drehvektor Ω im Poincaré-Raum
dargestellt werden kann, in dem man üblicherweise die Polarisationszustände durch
einen Polarisationszustandsvektor S, als Stokes-Vektor bezeichnet,
darstellt , dessen Ende auf einer Kugel liegt. Die 1 zeigt die wichtigsten implizierten
Vektoren: den Polarisationszustandsvektor S, den Polarisationsdispersionsvektor Ω und den Vektor
der Hauptpolarisationszustände
e. Φ ist
der Winkel zwischen S und Ω.
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Die Vektoren e und Ω haben die
gleiche Richtung und es gilt die Beziehung: 25/2w = w ⊗ S wobei
w die Pulsation der optischen Welle ist und das Symbol ⊗ das Vektorprodukt
bezeichnet.
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Der Betrag von Ω ist die Gruppenzeitdifferenz,
das heißt
die Ausbreitungsverzögerung
zwischen zwei mit den zwei Hauptpolarisationszuständen der
Verbindung polarisierten Wellen.
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Eine Folge des aleatorischen Charakters
ist, dass eine Kompensationsvorrichtung adaptiv sein muss und die
differenzielle Verzögerung
der polarisationserhaltenden Faser so gewählt sein muss, dass sie wenigstens
gleich den Maximalwerten der differenziellen Verzögerung ist,
die man kompensieren will. Idealerweise muss die Kompensation darauf
abzielen, dass die Richtung der Hauptpolarisationszustände e der
Gesamtheit der Verbindung zwischen dem gesendeten Signal und dem
empfangenen Signal ständig
mit der Richtung des Polarisationsvektors S des empfangenen Signals
zusammenfällt.
Mit anderen Worten muss der oben definierte Winkel Φ so klein
wie möglich
gehalten werden.
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Eine Vorrichtung zur Kompensation
dieser modalen Polarisationsdispersion ist in der europäischen Patentanmeldung
EP-A-853 359, eingereicht am
30. Dezember 1997 und veröffentlicht
am 15. Juli 1998, beschrieben. Die Vorrichtung ist vor dem Empfänger angeordnet
und umfasst:
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- - wenigstens einen Polarisationscontroller,
- - Mittel zum Erzeugen einer differenziellen Verzögerung zwischen
zwei orthogonalen Polarisationsmoden und
- - Mittel zum Steuern des Polarisationscontrollers.
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Einer in diesem Dokument beschriebenen Ausgestaltung
zufolge sind die Regelungsmittel vorgesehen, um den Polarisationsgrad
des aus der Vorrichtung mit differenzieller Verzögerung kommenden Signals zu
maximieren, wobei diese Vorrichtung typischerweise durch eine polarisationserhaltende
Faser gebildet ist.
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Andere bekannte Regelungsverfahren
zielen darauf ab, die spektrale Breite der Modulation des elektrischen
Signals zu maximieren, das durch Erfassung des aus der Vorrichtung
mit differenzieller Verzögerung
DDG hervorgegangenen optischen Signals erhalten wird. Man könnte auch
als Messparameter das gewichtete Produkt der zwei vorhergehenden Parameter
verwenden, d.h. einen Parameter p mit der Formel DOPx·Δωy, wobei DOP der Polarisationsgrad, Δω die spektrale
Breite und x und y für
das betreffende Übertragungssystem
optimierte Gewichtungskoeffizienten sind.
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Die praktische Realisierung der Gesamtheit der
Regelschleife muss an das Problem der PMD angepasste Leistungen
aufweisen. Insbesondere ihre Reaktionszeit muss kompatibel mit der
Schnelligkeit der in der Praxis beobachteten Fluktuation der DGD sein.
Außerdem
muss sie eine um so höhere
Präzision
gewährleisten,
je höher
das angestrebte Verbesserungsniveau ist. Diese die Genauigkeit betreffende Bedingung
kann ausgedrückt
werden durch die Forderung, dass der Winkel Φ zwischen der Richtung e der
Hauptpolarisationszustände
der gesamten Verbindung zwischen dem gesendeten Signal und dem empfangenen
Signal und der Richtung des Polarisationsvektors S des empfangenen
Signals zu jeder Zeit kleiner als ein gegebener Wert ist, der die
erforderliche Verbesserung ermöglicht.
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Experimentell hat man festgestellt,
dass dieser Winkel Φ im
allgemeinen kleiner als 10 Grad und vorzugsweise kleiner als 3 Grad
bleiben muss.
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Wenn man weiß, dass der Polarisationsvektor
S bis zu 50 Rotationen pro Sekunde ausführen kann, kann man davon die
maximale Reaktionszeit ableiten, die von der Regelschleife je nach
gewünschter
Signalqualität
zu verlangen ist. Im allgemeinen Fall ist, wenn Nm die maximale
Zahl von Drehungen pro Sekunde des Polarisationsvektors S ist und Φm der für den Winkel Φ vorgegebene
maximale Winkel in Grad ist, die maximale Reaktionszeit in Sekunden
gleich tr = Φm/Nm.360).
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Für
Nm = 50 und Vm = 10° ist
also die maximale Reaktionszeit tr = 0,55 ms.
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Unter Berücksichtigung dieser Anforderungen
sind neben der Auswahl des Messparameters die Leistungsfähigkeiten
der Mess-Signalverarbeitungs-
und Betätigungsvorrichtung
(Polarisationscontroller) für
die Effektivität
der Kompensation kritisch.
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Unter einem theoretischen Gesichtspunkt
erscheint als eine der besten Wahlen als Messparameter der oben
erwähnte
Polarisationsgrad, da er eine ausgezeichnete Korrelation zwischen
diesem Parameter und der Beeinträchtigung
der Fehlerrate aufgrund von PMD aufweist. Außerdem kann er durch optische
Komponenten und spezifische elektronische Schaltungen schnell gemessen
werden. Es ist jedoch kostspielig, diese Lösung korrekt anzuwenden.
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Die spektrale Breite der Modulation
des elektrischen Signals ist relativ weniger kostspielig zu messen,
weil sie ausschließlich
im elektronischen Bereich des Empfängers stattfindet, doch ist
dies ein Parameter, der nicht immer gut mit der PMD korreliert ist,
was manchmal zu schlechteren Ergebnissen führt.
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Ziel der Erfindung ist, die Herstellungskosten einer
PMD-Kompensationsvorrichtung
zu verringern, indem die Tatsache ausgenutzt wird, dass die Mehrzahl
der digitalen optischen Übertragungssysteme Fehlererfassungs-
und -korrekturverfahren anwenden.
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Zu diesem Zweck ist Ziel der Erfindung
eine Kompensationsvorrichtung für
ein digitales optisches Übertragungssystem
mit einem Senderendgerät,
das Daten in Form eines polarisierten optischen Signals sendet,
einer optischen Übertragungsfaser,
evtl. optischen Verstärkern
und einem Empfängerendgerät, wobei
diese Vorrichtung Mittel zum Kompensieren der Polarisationsdispersion
aufweist, mit:
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- - wenigstens ein Polarisationscontroller,
- - Mittel zum Erzeugen einer differenziellen Verzögerung zwischen
zwei orthogonalen Polarisationsmoden, wobei der Controller und diese
Mittel zwischen der Übertragungsfaser
und dem Empfängerendgerät in dieser
Reihenfolge eingefügt sind,
- - und Regelungsmitteln zum Steuern des Polarisationscontrollers,
dadurch
gekennzeichnet, dass die gesendeten Daten aus Rahmen gebildet sind,
die jeweils vom Senderendgerät
erzeugte redundante Daten aufweisen, die es dem Empfängerendgerät ermöglichen,
die empfangenen Rahmen betreffende Fehler zu erfassen, wobei die
Regelungsmittel vorgesehen sind, um die anhand der redundanten Daten
in Echtzeit berechnete Fehlerrate zu minimieren.
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Mehrere Überlegungen liegen der Erfindung zugrunde.
Die erste ist die Idee, dass, wenn die momentane Fehlerrate gemessen
werden könnte,
sie einen guten Parameter für
die Regelung abgeben würde.
Die am Empfänger
erfassten Übertragungsfehler
können
zwar zahlreiche andere Ursachen als PMD haben, doch zeigt sich,
dass in der Praxis die PMD die einzige Störung ist, die Fluktuationen
mit der oben angegebenen Schnelligkeit aufweist. Man kann daher
davon ableiten, dass die hochfrequenten Fluktuationen der momentanen
Fehlerrate ausschließlich
auf die PMD zurückgehen.
Wenn man also eine Regelung realisieren kann, die auf einer Optimierung
der momentanen Fehlerrate beruht und dabei eine ausgleichend kurze
Reaktions zeit aufweist, um den Anforderungen der PMD zu entsprechen,
sollte die resultierende Kompensation nur die Effekte der PMD berücksichtigen.
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Die Ausführung dieser Idee wirft jedoch
das Problem auf, dass streng genommen eine direkte Messung einer
Fehlerquote nicht momentan sein kann, weil sie dem Empfang einer
ausreichenden Menge von Daten zum Etablieren einer statistisch signifikanten
Messung impliziert.
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Eine andere Überlegung ist die Feststellung, dass
die üblichen
oder normierten Fehlererfassungs- und oder Korrekturverfahren es
erlauben, direkt die Fehlerquote für aufeinanderfolgende Datenblöcke zu berechnen.
Die Ergebnisse dieser Berechnungen stellen dann eine abgetastete
Messung der momentanen Fehlerquote dar, die um so signifikanter
ist, je höher
die Zahl der Daten ist, die jeden Block bilden. Für eine durch
den ausgewählten
Erfassungs- und/oder Korrekturcode festgelegte Blockgröße ist die
Messverzögerung
um so kleiner, je höher
die Übertragungsrate
ist. Die gesendeten Daten sind nämlich
in Rahmen organisiert, die jeweils redundante Daten umfassen, die
es dem Empfängerendgerät ermöglichen,
Fehler zu erfassen, die die empfangenen Rahmen betreffen. Eine Fehlerquote
kann erst nach Empfang wenigstens eines vollständigen Rahmens, das heißt einer
durch das Format des Rahmens festgelegten Bitzahl, gemessen werden.
Während
bei geringer Rate die für
den Empfang eines Rahmens notwendige Zeit zu lang sein kann, um
eine ausreichend schnelle Antwort der Regelung zu ermöglichen,
wird bei hoher Rate die Situation günstiger.
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Zum Beispiel im Falle des durch die
Empfehlung G.975 der ITU-T
für Untersee-Übertragungssysteme
definierten Fehlerkorrekturcodes besteht der Rahmen aus 32640 Bits.
Bei einer Rate von 10 Megabit pro Sekunde beträgt die Zeit zum Lesen eines Rahmens 3 ms,
bei einer Rate von 10 Gigabit pro Sekunde ver ringert sich diese
Zeit jedoch auf nur 3μs. Diese
Verzögerung
ist zu vergleichen mit der Reaktionszeit von 0,55 ms, wie oben für die Regelung
genannt.
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Außerdem kann die Zahl der erfassten
Fehler pro Rahmen verschwinden, wenn die Qualität des kompensierten Signals
zunimmt. Die Fehlerquote kann dann nicht als Grundlage für eine Bewertung der
Qualität
des Signals dienen. Daraus resultiert, dass der Algorithmus zur
Optimierung der Regelung nicht mehr zu dessen Verbesserung durch
Kompensation des PMD beiträgt.
Außerdem
wird man vorteilhafterweise vorsehen, dass die Berechnung von Fehlerquoten
anhand der Zahlen von Fehlern durchgeführt werden kann, die mehrere
nacheinander empfangene Rahmen betreffen.
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Man kann jedoch feststellen, dass
die mögliche
Ineffizienz der Regelung unter Bedingungen sehr niedriger Fehlerquote
nicht schädlich
ist, wenn der verwendete Code ein Fehlerkorrekturcode ist, da eine
geringe Zahl von Fehlern normalerweise korrigiert werden kann. Auch
im Falle eines Korrekturcodes kann es jedoch nützlich sein, die Quote anhand
von mehreren aufeinanderfolgenden Rahmen zu berechnen, da dies es
ermöglicht,
dem Algorithmus eine Fehlerquotenmessung zur Verfügung zu stellen,
die Unstetigkeiten mit begrenzten Amplituden aufweist. Außerdem wird
die Regelung aktiv gehalten, um auch Driften der PMD zu kompensieren,
die wesentlich langsamer als die oben erwähnten schnellen Fluktuationen
sind.
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Die Zahl dieser aufeinanderfolgenden
Rahmen wird vorteilhafterweise unter Berücksichtigung der maximalen
Reaktionszeit gewählt,
die die Regelung einhalten muß,
um eine effiziente Kompensation der PMD zu ermöglichen. Diese Zahl ist daher
abhängig
von der maximalen Reaktionszeit, der Länge der Rahmen, der Übertragungsrate
und der Reaktionszeit der anderen Elemente der Regelung, insbesondere
des Optimierungsalgorithmus.
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So ist allgemein und gemäß einem
besonderen Aspekt der Erfindung die Zahl dieser aufeinanderfolgenden
Rahmen derart, dass die Regelungsmittel eine solche Reaktionszeit
und Genauigkeit aufweisen, dass der Winkel zwischen der Richtung
der Hauptpolarisationszustände
der gesamten Verbindung zwischen dem gesendeten Signal und dem empfangenen
Signal und die Richtung des Polarisationsvektors des empfangenen
Signals jederzeit unter 10 Grad und vorzugsweise unter 3 Grad bleibt.
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Gegenstand der Erfindung ist auch
ein optisches Übertragungssystem,
das die oben definierte Kompensationsvorrichtung umfasst. Das System kann
einkanalig sein, das heißt
vorgesehen zum Befördern
eines auf einer einzigen Wellenlänge
getragenen Signals, oder mit Wellenlängenmultiplex („WDM"), das heißt zum Befördern eines
Signals, das sich aus mehreren Kanälen zusammensetzt, die von
unterschiedlichen Wellenlängen
getragen sind. Im letzteren Falle ist es zweckmäßig, für jeden der Kanäle eine
spezifische Kompensation anzuwenden. Hierfür umfasst die erfindungsgemäße Vorrichtung Mittel
zum Extrahieren am Empfang wenigstens eines der Kanäle und wenigstens
eine diesem Kanal zugeordnete Kompensationsvorrichtung.
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Andere Aspekte und Vorteile der Erfindung ergeben
sich aus der nachfolgenden Beschreibung mit Bezug auf die Figuren.
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1 zeigt
den bereits oben behandelten Poincaré-Raum.
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2 zeigt
schematisch ein optisches Übertragungssystem,
das die erfindungsgemäße Kompensationsvorrichtung
umfasst .
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3 zeigt
genauer die Regelungsmittel der erfindungsgemäßen Kompensationsvorrichtung.
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4 zeigt
ein Beispiel eines Encoders, der zum Bilden der gesendeten Rahmen
dient, die die Informationsdaten und die redundanten Daten für die Erfassung
und Korrektur von Fehlern enthalten.
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5 zeigt
Zeitdiagramme von Taktsignalen des Encoders aus 4.
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6 zeigt
ein entsprechendes Beispiel des Decoders des Empfängers und
die zusätzlichen
Mittel zur Anwendung der Erfindung.
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2 zeigt
schematisch und als Beispiel ein optisches Übertragungssystem, das mit
der erfindungsgemäßen Kompensationsvorrichtung
ausgestattet ist.
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Das dargestellte Beispiel ist ein
Wellenlängenmultiplexsystem,
das vorgesehen ist, um mehrere Kanäle Seλ, Seλ', Seλ'' zum Befördern, die jeweils von den
Wellenlängen λ, λ', λ'' getragen sind. Jeder Kanal, zum Beispiel
Seλ, kommt
von einem Senderendgerät
TX, das ein optisches Signal sendet, das die Form einer Modulation
der Amplitude (und/oder der optischen Frequenz) einer polarisierten
Trägerwelle
hat. Die Kanäle
werden in einem Multiplexer 1 kombiniert, dessen Ausgang
an eine optische Übertragungsverbindung
gekoppelt ist. Diese Verbindung besteht typischerweise aus einer
optischen Faser LF und kann (nicht dargestellte) optische Verstärker umfassen,
die vor und/oder hinter der Faser angeordnet sind. Die Verbindung
kann auch aus mehreren Faserabschnitten zusammengesetzt sein, zwischen
denen optische Verstärker
angeordnet sind.
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Das Ende der Verbindung erreicht
wenigstens ein Empfängerendgerät, zum Beispiel
RX, über einen
Demultiplexer 2, dessen Funktion es ist, den für den Empfänger RX
bestimmten Kanal Srλ zu
extrahieren.
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Das System umfasst Mittel zum Kompensieren
der Polarisationsdispersion CM, die zwischen dem Demultiplexer 2 und
dem Empfänger
RX angeordnet sind und umfassen:
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- - wenigstens einen Polarisationscontroller
PC,
- - Mittel DDG zum Erzeugen einer differenziellen Verzögerung zwischen
zwei orthogonalen Polarisationsmoden und
- - Regelungsmittel CU zum Regeln des Polarisationscontrollers
PC.
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Die Vorrichtung mit differenzieller
Verzögerung
DDG besteht zum Beispiel aus einer polarisationserhaltenden Faser.
Die Regelungsmittel CU sind vorgesehen, um die Fehlerquote zu minimieren,
die anhand der Zahl der vom Decoder des Empfängers RX erfassten Fehler berechnet
wird.
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Der Fall eines Einkanalsystems unterscheidet
sich vom vorhergehenden Fall durch das Fehlen des Multiplexers 1 und
des Demultiplexers 2.
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3 zeigt
genauer den Teil des Empfängers,
der für
die Ausführung
der Erfindung nützlich ist,
und die Regelungsmittel CU der Kompensationsvorrichtung.
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Im Empfänger findet man einen Detektor 3 wie
etwa eine Fotodiode, der die Umwandlung des von der Vorrichtung
mit differenzieller Verzögerung DDG
kommenden optischen Signals Srλ in
ein elektrisches Signal Sr durchführt. Dieses Signal Sr wird von
einer Taktwiedergewinnungsschaltung 4 und einem Decoder 5 empfangen.
Die Schaltung 4 liefert dem Decoder 5 die Taktsignale
CK; die zur synchronen Verarbeitung des Signals Sr notwendig sind.
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Herkömmlicherweise berechnet für Fehlererfassungs-
und -korrekturcodes der Decoder 5 für jeden empfangenen Rahmen
eine Mehrzahl von Fehlersyndromen, die für die Zahl und die Stellen
der in diesem Rahmen erfassten Fehler präsentativ sind. In Abhängigkeit
von diesen Syndromen bestimmt der Decoder 5 die durchzuführenden
Korrekturen, soweit die Zahl der Fehler nicht die Korrekturfähigkeit
des Codes überschreitet.
Der Decoder bestimmt auch die Zahl der jeden Rahmen beeinträchtigenden
Fehler.
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Einer besonderen Ausgestaltung zufolge,
die eine Verschachtelung von mehreren Codierungen, zum Beispiel
vom Reed-Solomon-Typ,
verwendet, umfasst der Decoder mehrere Elementardecoder, die mehrere
entsprechende Fehlerzahlen Es liefern. Die Regelungsmittel CU umfassen
dann Additionsmittel 6, die angeordnet sind, um diese Zahlen
zu empfangen und deren Summe zu berechnen. Diese Summe Ne wird in
Form einer Binärzahl
an einen Rechner PU über
eine Schnittstellenschaltung 7 übertragen.
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Die Ausgänge des Rechners PU steuern
den Polarisationscontroller PC über
einen Digital-Analog-Wandler CNA.
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Der Rechner PU ist programmiert,
um einen Optimierungsalgorithmus durchzuführen, der darauf abzielt, die
Steuerungen zu bestimmen, die auf den Polarisationscontroler PC
anzuwenden sind, damit die gemessene Fehlerquote auf einem Minimalwert gehalten
wird.
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Die aufeinander folgend von dem Rechner PU
empfangenen Fehlerzahlen Ne informieren diesen über die Fehlerquote. Die Abschätzung der
Fehlerquote, die der Rechner daraus trifft, kann so nach jedem empfangenen
Rahmen reaktualisiert werden und eine abgetastete Messung der momentanen Fehlerquote
in Echtzeit bilden.
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Für
die Ausführung
des Optimierungsalgorithmus kann der Rechner einfach als zu optimierenden
Parameter die Zahl der in jedem Rahmen erfassten Fehler Ne verwenden.
Diese Lösung
gewährleistet
die beste Reaktionszeit der Regelung.
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Aus den oben erwähnten Gründen könnte jedoch ein besser geeigneter
Parameter die kumulierten Zahlen der mehrere aufeinander folgend
empfangene Rahmen beeinträchtigenden
Fehler sein. Dieser Betriebsmodus kann programmiert werden, um automatisch
durchgeführt
zu werden, zum Beispiel wenn die Zahl der pro Rahmen erfassten Fehler
kleiner als ein vorgegebener Wert wird.
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Der Optimierungsalgorithmus ist vom
mehrdimensionalen Typ, so dass er wenigstens zwei Anpassungsgrößen des
Polarisationscontrolers steuert. Es gibt zahlreiche Algorithmen
dieses Typs, und man kann zum Beispiel einen Algorithmus verwenden,
der angelegt ist, um das sogenannte Powell-Verfahren anzuwenden,
wie auf Seiten 412 bis 420 des Handbuchs „Numerical Recipes in C" von William H. Press et
al., Cambridge University Press 1994, beschrieben.
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Die Leistungsfähigkeit der gesamten Regelschleife
muss angepasst sein an das PMD-Problem. Insbesondere ihre Reaktionszeit
muß kompatibel sein
mit der Schnelligkeit der in der Praxis beobachteten PMD-Fluktuationen.
Außerdem
muss sie eine ausreichende Genauigkeit aufweisen, damit der Winkel Φ zwischen
der Richtung E der Hauptpolarisationszustände der gesamten Verbindung
zwischen dem gesendeten Signal Seλ und
dem empfangenen Signal Srλ und
der Richtung des Polarisationsvektors S des empfangenen Signals
Srλ jederzeit
kleiner als ein gegebener Wert bleibt, der die gewünschte Verbesserung
der Signalqualität
ermöglicht.
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Experimentell hat man festgestellt,
dass dieser Winkel im allgemeinen unter 10 Grad und vorzugsweise
unter 3 Grad bleiben muss.
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Wenn man weiß, dass der Polarisationsvektor
S bis zu 50 Umdrehungen pro Sekunde durchführen kann, kann man davon die
minimale Reaktionszeit ableiten, die von der Regelschleife je nach
gewünschter
Signalqualität
zu verlangen ist. In der Praxis ist es zweckmäßig, eine Reaktionszeit von
weniger als 1 ms zu haben.
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Um eine bevorzugte Ausgestaltung
zu veranschaulichen, werden wir nun beschreiben, wie die Erfindung
im Fall des Codes mit der Bezeichnung „Forward error correction
for submarine systems" angewendet
werden kann, der der Gegenstand der ITU-T-Normempfehlung G.975 ist. Aus Gründen der Knappheit
werden hier nicht alle Details beschrieben, die in der Norm enthalten
sind.
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Es sei daran erinnert, dass der Fehlerkorrekturcode
eine Mehrzahl von verschachtelten Reed-Solomon-Codes verwendet.
Jeder dieser Reed-Solomon-Codes greift zu auf Symbole mit 8 Bits
und ist vom Typ RS (255,239), d.h. in Code-Wörtern organisiert, die aus
255 Oktetts bestehen, von denen 239 Informationsoktetts und 16 redundante Oktetts
sind. Der Code RS (255, 239) ermöglicht
die Erzeugung von 16 Fehlersyndromen und die gleichzeitige Korrektur
von 8 fehlerhaften Oktetts in jedem Codewort von 255 Oktetts.
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Die Verschachtelung und eine Parallel-Seriell-Wandlung
ergeben dann Rahmen. Die Zahl der verschachtelten RS(255,239)-Codes ist zum Beispiel 16,
so dass bis zu 1024 fehlerhafte Bits in jedem Rahmen von 32640 Bits
korrigiert werden können.
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Zur Veranschaulichung zeigt 4 ein Prinzipschema des
Encoderbereichs des Senders TX. Um die Darstellung zu vereinfachen,
ist nur der Fall von vier verschachtelten RS(255,239)-Codes gezeigt. 5 zeigt Zeitdiagramme von
Taktsignalen, die den Encoder steuern.
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Es wird angenommen, dass die zu übertragenden
Informationsdaten ursprünglich
als serielle binäre
Daten in Form eines elektrischen Signals vorliegen. Sie sind mit
dem Rhythmus eines in 5 dargestellten
Taktsignals CK0 synchronisiert, dessen Periode T der Bitzeit des
seriellen Signals Ee entspricht.
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Das serielle Signal Ee durchläuft zunächst ein
Seriell-Parallel-Wandlungsorgan,
um Oktetts zu bilden. Dieses Organ 9 ist typischerweise
aufgebaut aus einem Schieberegister mit einer Kapazität von 8 Bits;
das an seinem seriellen Eingang das Signal Ee empfängt und
dessen Verschiebung durch den Takt CKO gesteuert ist.
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Der parallele Ausgang des Schieberegisters 9 ist
mit jedem der Eingänge
von vier 8-Bit-Registern 11 bis 14 verbunden.
Die Schreib-Validierungen in den Registern sind jeweils durch in 5 dargestellte Taktsignale
CK1 bis CK4 gesteuert. Diese Taktsignale haben jeweils eine Periode
von 4T, und drei von ihnen haben in Bezug auf die vierte Zeitverschiebungen
von T, 2T bzw. 3T.
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Die Ausgänge der Register 11 bis 14 sind
jeweils mit den Eingängen
von RS (255,239)-Encodern 21 bis 24 verbunden.
Diese Encoder sind jeweils durch die Taktsignale CK1 bis CK4 schreibsynchronisiert
und durch Taktsignale CK1' bis
CK4' lesesynchronisiert,
die zu den Signalen CK1 bis CK4 analog sind, aber eine höhere Frequenz
aufweisen, um die Ausgangsra te zu erhöhen und so die Einfügung von in
den Encodern erzeugten redundanten Daten zu kompensieren.
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Die Ausgänge der Encoder 21 bis 24 sind
mit Puffer-Ausgangsregistern 31 bis 34 verbunden,
deren Lesevalidierungen jeweils durch die Taktsignale CK1' bis CK4' gesteuert sind.
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Die Ausgänge der Register 31 bis 34 sind
jeweils mit dem parallelen Eingang eines Ausgangsschieberegisters 15 verbunden,
dessen Verschiebung durch einen Takt CK0' mit der vierfachen Frequenz der Signale
CK1' bis CK4' gesteuert ist. Der serielle
Ausgang des Registers 15 liefert das serielle Signal Se,
das anschließend
von einem elektrooptischen Wandler 16 in ein optisches
Signal Seλ umgewandelt
wird. Nach eventueller Verstärkung
wird das Signal Seλ in
die Übertragungsfaser
gekoppelt.
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6 zeigt
ein entsprechendes Beispiel für den
Decoder des Empfängers
und die zusätzlichen Mittel
zur Durchführung
der Erfindung.
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Das nach Übertragung empfangene optische Signal
Srλ wird
zunächst
mit Hilfe eines Fotodetektors 3 in die Form eines seriellen
elektrischen Signals Sr umgewandelt. Das Signal Sr wird in eine
Takwiedergewinnungsschaltung 17 eingegeben, die konstruiert
ist, um am Empfänger
die oben definierten Taktsignale CK0' bis CK4' wiederherzustellen. Das Signal Sr wird
außerdem
in den Eingang eines Schieberegisters 10 mit einer Kapazität von 8
Bits eingegeben, dessen Verschiebung durch den Takt CK0' gesteuert wird.
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Der parallele Ausgang des Schieberegisters 10 ist
mit jedem Eingang von 48-Bit-Registern 41 bis 44 verbunden,
bei denen das Schreiben jeweils durch die Taktsignale CK1' bis CK4' va lidiert wird.
Die Register 10 und 41 bis 44 realisieren
so die Operationen der Seriell-Parallel-Wandlung und der Entschachtelung
der empfangenen Rahmen.
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Die Ausgänge der Register 41 bis 44 sind
jeweils mit den Eingängen
von RS(255,239)-Decodern 51 bis 54 verbunden.
Die Decoder sind jeweils durch die Taktsignale CK1' bis CK4' schreibsynchronisiert.
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Die Decoder 51 bis 54 liefern
die Signale Es1 bis Es4, die jeweils für die Fehlerzahlen, die sie
im letzten empfangenen und decodierten Rahmen erfasst haben, repräsentativ
sind. Diese Signale Es1 bis Es4, die jeweils die Form einer Binärzahl haben, werden
auf den Eingang des Addierers 6 gegeben, der eingerichtet
ist, um das für
deren Summe repräsentative
Signal Ne zu bilden.
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Das Signal Ne wird dann an den Rechner
PU über
die Verbindungsschnittstelle 7 übertragen.
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Die Encoder und Decoder vom Reed-Solomon-Typ
sind an sich gut bekannt und werden daher nicht weiter im Detail
beschrieben. Für
ihre Realisierung kann zum Beispiel auf das Handbuch mit dem Titel „Error
Control Coding" von
Shu Lin und Daniel J. Costello, jr., 1983, herausgegeben von Prentice-Hall, zurückgegriffen
werden.