DE4446637A1 - Anordnung zur Trägernachführung bei einem IQ-Demodulator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Trägernach­ führung (Tracking) bei einem IQ-Demodulator laut Ober­ begriff des Hauptanspruches.

Zur Demodulation von Funksignalen, die nach einem kohärenten mehrstufigen Amplitudenmodulationsverfahren, beispielsweise nach der bekannten Quadraturamplituden­ modulation mit oder ohne Offset (OQAM oder QAM), moduliert sind (siehe beispielsweise R. Mäusle, "Digitale Modula­ tionsverfahren", Hüthig-Verlag, S. (230-244), muß im Empfänger die Trägerphase und Trägerfrequenz des die Funksignale ausstrahlenden Senders exakt bekannt sein. Insbesondere bei paketorientierten Verfahren, bei denen die digitalen Daten, die auch kodierte Sprache darstellen können, nicht in kontinuierlichen Datenströmen, sondern in zeitlich aufeinanderfolgenden Datenpaketen übertragen werden, werden an die Rückgewinnung und Erhaltung von Trägerphase und Trägerfrequenz besondere Anforderungen gestellt, da hier eine besonders schnelle Synchronisation wünschenswert ist. Weiterhin muß der für die Datenüber­ tragung verwendete Symboltakt bekannt sein.

Zu diesem Zweck ist es bekannt, aus einer zu Beginn des Datenpakets übertragenen Synchronisationssequenz die Trägerfrequenz und Trägerphase zu bestimmen und damit die Anfangswerte für den spannungsgesteuerten Oszillator des IQ-Demodu­ lators zu bestimmen. Nach Schätzung des Symboltaktes aus dieser Synchronisationssequenz wird außerdem der Zeitpunkt des ersten Datensymbols des eigentlichen Nutzdaten-Abschnittes des Datenpakets ermittelt. Damit können dann die Nutzdaten detektiert werden. Die Schätzung der Frequenz und Phase ist jedoch nicht beliebig exakt. Eine ungenaue Frequenzschätzung bewirkt beispielsweise eine stetige Zunahme des Phasenfehlers, bis die Nutzdaten schließlich überhaupt nicht mehr detektiert werden können. Daher muß auch während der Nutzdaten-Auswertung ständig eine Trägerphasen-Nachregelung durchgeführt werden.

Zu diesem Zweck sind neben nichtdatengestützten Träger­ nachführverfahren auch sogenannte datengestützte Träger­ nachführverfahren bekannt, die einen Entscheider benutzen, mit dem die gesendete Datenfolge wiedergewonnen wird und bei denen der Realteil der Korrelation zwischen dieser Datenfolge und der Basisbanddarstellung des Empfangs­ signals maximiert wird (James K. Cavers, Carrier and Clock Recovery for ARINC 750 Modulation, 1992, Simon Fraser University, S. 5). Fig. 1 zeigt anhand eines Prinzipschaltbildes die Wirkungsweise dieses bekannten datengestützten Nachführverfahrens für den Träger. Das über eine Antenne 1 empfangene und nach einem mehrstufigen vorzugsweise kohärenten Modulationsverfahren modulierte Funksignal wird in einer Vorselektionsstufe 2 des Emp­ fängers durch ein- oder mehrmaliges Herabmischen in ein reelles Zwischenfrequenzsignal ZF umgesetzt, das einem IQ-Demodulator 3 zugeführt wird. In den Fig. sind die komplexe Signale führenden Verbindungen mit Doppelstrichen dargestellt. Im IQ-Demodulator 3 wird das Zwischenfre­ quenzsignal ZF durch das komplexe Ausgangssignal A eines spannungsgesteuerten Oszillators 4 in das komplexe Basisbandsignal B umgesetzt, das einem Entscheider 5, beispielsweise einem Schwellwertentscheider, zugeführt wird und in welchem aus dem Basisbandsignal die dem Funksignal aufmodulierte komplexe Datenfolge rückgewonnen wird, die anschließend weiter ausgewertet wird. Aus den komplexen Daten am Ausgang 7 des Entscheiders 5 wird ein Referenzsignal R abgeleitet und einem Phasendetektor 15 zugeführt, in welchem die Phase dieses Referenzsignals R mit der Phase des komplexen Basisbandsignales B ver­ glichen wird. Im Phasendetektor 15 wird zunächst in einem Rechenschritt 8 der konjugiert komplexe Wert des Refe­ renzsignals R gebildet und im komplexen Multiplizierer 9 mit dem Basisbandsignal B multipliziert. Vom Ergebnis S der Multiplikation wird in einem anschließenden Rechen­ schritt 10 das Argument (das ist der Winkel einer kom­ plexen Zahl) gebildet. Am Ausgang 16 des Phasendetektors 15 entsteht also ein Phasenfehlersignal, das über ein Tiefpaßfilter 11 dem Steuereingang des spannungsgesteuer­ ten Oszillators 4 zugeführt wird.

Ein Nachteil dieser bekannten datengestützten Regelan­ ordnung ist, daß die Regelschleife bei verrauschtem Eingangssignal relativ langsam ausgelegt werden muß, was vor allem auf den zur Abschwächung des Rauschens vorgesehenen Tiefpaß 11 zurückzuführen ist. Dieses träge Einschwingverhalten der Anordnung kann zu erheblichen Phasenfehlern führen, wenn zu Beginn der Regelung ein Frequenzfehler vorliegt.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Trägernachführung der bezeichneten Art bezüglich des außerhalb der Regel­ schleife meßbaren Einschwingverhaltens zu verbessern.

Diese Aufgabe wird ausgehend von einer Anordnung zur Trägernachführung laut Oberbegriff des Hauptanspruches durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Bei der erfindungsgemäßen Trägernachführung wird vom Ausgangssignal des Phasendetektors ein Korrektursignal abgeleitet, mit dem der zeitabhängige Phasenfehler des Basisbandsignals korrigiert wird, der als Folge des langsamen Einschwingverhaltens der Regelschleife entsteht. Die Auswirkungen des langsamen Einschwingens der Regel­ schleife sind große, zeitabhängige Phasenfehler des Basisbandsignals B und diese Phasenfehler werden durch die Korrekturanordnung korrigiert. Dadurch wird das langsame Einschwingverhalten am Daten-Entscheider nicht mehr wirksam und stört nicht mehr.

Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung nach Unteranspruch 2 ist zwischen Ausgang des Entscheiders und dem Phasen­ detektor ein zusätzliches Filter mit einer der Übertra­ gungsstrecke zwischen Sender und Empfänger entsprechenden Impulsantwort angeordnet, damit kann das Eigenrauschen in der Regelschleife verringert werden. Durch diese Kombination kann eine Anordnung mit geringem Eigen­ rauschen des Phasendetektors realisiert werden, deren Regelschleife sich ein langsames Einschwingverhalten erlauben kann, ohne daß sich das am Ausgang durch erhöhten Phasenfehler niederschlägt. Ein langsames Einschwingverhalten ist vorteilhaft, weil dann die Regelschleife unempfindlicher gegen Rauschen am Detek­ torausgang wird und weil auch die Fehlerschätzung zur Korrektur nach Anspruch 1 einem langsamen Einschwingvor­ gang besser folgen kann. Das Einschwingverhalten kann aber nicht beliebig verlangsamt werden, denn die Schleife muß schnell genug einschwingen, damit der Phasenfehler nicht so groß wird, daß der Entscheider Schrittfehler erzeugt.

Um dies zu vermeiden, wird gemäß Unteranspruch 3 eine weitere Fehlerschätzung eingeführt, mit der das Eingangs­ signal des Entscheiders und des Phasendetektors korrigiert wird. Durch diese zusätzliche Phasenkorrektur in der Regelschleife kann diese relativ träge ausgeführt werden und sogar einen bleibenden Phasenfehler zulassen, denn dieser wird durch die zusätzliche Fehlerschätzung wieder ausgeglichen. Eine solche trägere Regelschleife ist unempfindlich gegen Rauschen und vereinfacht es der Fehlerschätzung, dem Einschwingvorgang genau zu folgen.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Fig. 2 und 3 an zwei Ausführungsbeispielen näher erläutert.

In den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 2 und 3 ist zwischen dem Ausgang 7 des Entscheiders 5 und dem Eingang des Phasendetektors 15 ein Filter 12 zwischengeschaltet, dessen Impulsantwort mit der Impulsantwort der gesamten Übertragungsstrecke von Sender-Basisband zum Emp­ fänger-Basisband identisch ist. Da die Impulsantwort der Übertragungsstrecke selbst vernachlässigbar ist, ergibt sich die Impulsantwort dieses Filters 12 aus der Faltung der Impulsantwort des Senderfilters mit der des Empfängerfilters. Zwischen Ausgang des IQ-Demodulators 3 und dem Phasendetektor 15 ist außerdem ein die Laufzeit dieses Filters 12 ausgleichendes Verzögerungsglied 14 angeordnet. Durch diese Maßnahme wird das Eigenrauschen des Demodulators minimiert.

Der Ausgang 16 des Phasendetektors 15 ist mit einem Korrekturzweig 20 verbunden, mit dem der Phasenfehler des Basisbandsignals B kompensiert wird. Dazu wird das Basisbandsignal 3 über eine Verzögerungsschaltung 21 einem Multiplizierer 22 zugeführt, in welchem es mit dem komplexen Korrektursignal des Korrekturzweiges 20 multipliziert wird. Dieser Korrekturzweig 20 macht sich zunutze, daß das Ausgangssignal des Phasendetektors immer den momentanen Regelfehler angibt, allerdings im allge­ meinen überlagert von Rauschen. Der Korrekturzweig muß deswegen den zeitabhängigen Regelfehler aus dem Rauschen herausfiltern. Im gezeigten Ausführungsbeispiel erfolgt dies durch den Tiefpaß 23, der nur das niederfrequente Regelfehlersignal passieren läßt, sowie zwangsläufig die wenigen Rauschanteile, die genauso niederfrequent sind. Um das Einschwingverhalten des Tiefpasses zu verbessern, kann ein Algorithmus zur Bestimmung der Anfangswerte der Zustandsvariablen des Tiefpasses einge­ setzt werden. Das den Phasenfehler abschätzende Ausgangs­ signal dieses Tiefpasses 23 wird einer Rechenschaltung 24 zugeführt, in welcher aus dem Phasenfehler Φ ein komplexes Fehlersignal e⁻_{j· Φ} = cos(Φ)-j·sin(Φ) erzeugt wird. Mit den so erzeugten komplexen Korrekturwerten wird im komplexen Multiplizierer 22 der Phasenfehler des verzögerten Basisbandsignals kompensiert. Die Zeitverzögerung in der Verzögerungs­ schaltung 21 setzt sich zusammen aus der Summe der Ver­ zögerungszeit des Tiefpasses 23 und des Filters 12 und gleicht damit die durch diese Filter erzeugten Laufzeiten aus.

Das so korrigierte Basisbandsignal wird einem nachfol­ genden eigentlichen Daten-Entscheider 25 zugeführt, der Entscheider 5 kann daher einfacher realisiert werden und an seine Eigenschaften werden nicht so hohe Anfor­ derungen wie an den Entscheider 25 gestellt.

Anstelle des Tiefpasses 23 können auch andere Methoden verwendet werden, um aus dem verrauschten Detektoraus­ gangssignal den zeitabhängigen Regelfehler herauszufil­ tern. Ein mögliches Verfahren nutzt aus, daß das Ein­ schwingverhalten der Regelschleife sich immer zusammen­ setzt aus ihrer Reaktion auf einen anfänglichen Frequenz­ fehler (Rampenantwort) und ihrer Reaktion auf einen anfänglichen Phasenfehler (Sprungantwort). Rampenantwort und Sprungantwort können bei der Auslegung der Regel­ schleife berechnet werden, sind also bekannt. Das Ver­ fahren versucht, das Ausgangssignal des Phasendetektors nach der Methode der kleinsten Fehlerquadrate (Elmar Schrüfer, Signalverarbeitung, Carl Hanser Verlag Mün­ chen/Wien 1992, S. 72 bis 74), auch bekannt als Least Squares Approximation, durch eine gewichtete Summe aus Rampenantwort und Sprungantwort gemäß Φ(t)=a·Sprungantwort (t)+b·Rampenantwort (t) zu approximieren. Dabei wird jeweils der Zeitausschnitt des Detektorsignals vom Beginn bis zum momentanen Zeitpunkt für die Approximation herangezogen. Diese liefert die Parameter a und b, aus denen das Einschwingverhalten Φ(t) der Regelschleife berechnet werden kann. Dieses wird wieder der Rechenein­ heit 24 zugeführt, deren Ergebnis im Multiplizierer 22 wieder die Kompensation des Einschwingverhaltens der Regelschleife bewirkt.

Fig. 3 zeigt die Ergänzung dieser Schaltung nach Fig. 2 durch einen weiteren Korrekturzweig 26, der wiederum am Ausgang 16 des Phasendetektors angeschaltet ist und aus einem Tiefpaß 27 und einer anschließenden Rechen­ schaltung 28 besteht, die der Schaltung 24 entspricht. Mit dem komplexen Ausgangssignal dieser Rechenschaltung 28 wird einerseits das Basisbandsignal B vor dem Eingang 13 des Entscheiders 5 mittels eine Multiplizierers 29 korrigiert. Nach dem Verzögerungsglied 14 ist ein weiterer Multiplizierer 30 angeordnet, mit dem auch das dem Phasendetektor 15 zugeführte Basisbandsignal B mit diesem Korrektursignal multipliziert wird. Der dadurch am Ausgang des Phasendetektors 16 entstehende Fehler wird korrigiert, indem das Ausgangssignal des Tiefpasses 27 mit Hilfe des Addierers 31 zum Ausgangssignal des Phasendetektors hinzuaddiert wird. Auch hier kann anstelle des Tiefpasses 27 wieder eine Least-Square-Approximations-Anordnung der oben beschriebenen Art benutzt werden. Bei einer Anordnung ohne Filter 12 und Verzögerungsglied 14 kann anstelle der beiden Multiplizierer 29 und 30 natürlich auch nur ein einziger Multiplizierer benutzt werden.

Die erfindungsgemäße Trägernachführung kann im Prinzip als Analogschaltung aufgebaut sein, wie dies anhand der Prinzipschaltbilder beschrieben ist. In modernen Emp­ fängern erfolgt nach der Vorselektion des Funksignals durch ein- oder mehrmaliges Herabmischen auf die Zwi­ schenfrequenz meist bereits in der ZF-Lage eine Ana­ log/Digital-Wandlung, in diesem Fall arbeitet natürlich auch der IQ-Mischer und die anderen Bauteile der Gesamt­ anordnung rein digital, die einzelnen Signalaufberei­ tungsabschnitte einschließlich der erfindungsgemäßen Filter und Korrekturzweige werden dann als Algorithmen in einem digitalen Signalprozessor oder als festver­ drahtete (integrierte) Digitalschaltung nachgebildet.

Claims (4)

1. Anordnung zur datengestützten Trägernachführung bei einem IQ-Demodulator (3) zum Demodulieren eines nach einem mehrstufigen Modulationsverfahren modulierten Funksignales, mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (4), einem Entscheider (5) und einem Phasendetektor (15), wobei durch das komplexe Ausgangssignal (A) des Oszillators (4) im IQ-Demodulator (3) das Ein­ gangssignal (ZF) ins Basisband (B) umgesetzt, im Entscheider (5) die übertragene Datenfolge rückge­ wonnen, im Phasendetektor (15) die Phase des Basis­ bandsignals (B) mit der Phase eines aus der rückge­ wonnenen Datenfolge abgeleiteten Referenzsignals (R) verglichen und durch das Ausgangssignal des Phasen­ detektors der spannungsgesteuerte Oszillator (4) auf die Frequenz und Phase des Trägers geregelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang (16) des Phasendetektors (15) ein Korrekturzweig (20) mit einer Rechenschaltung (24) zum Berechnen eines den Phasenfehler kompensierenden komplexen Korrektur­ signals angeschaltet ist, am Ausgang des IQ-Demodu­ lators (3) eine der Laufzeit dieses Korrekturzweiges (20) entsprechende Verzögerungsschaltung (21) mit nachfolgendem komplexen Multiplizierer (22) ange­ schaltet ist, und in diesem komplexen Multiplizierer das komplexe Korrektursignal des Korrekturzweiges (20) mit dem Basisbandsignal (B) multipliziert wird.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Ausgang (7) des Ent­ scheiders (5) und dem Phasendetektor (15) ein Filter (12) mit einer der Übertragungsstrecke zwischen Sender-Basisband und Empfänger-Basisband entsprechenden Impulsantwort und zwischen Eingang (13) des Entschei­ ders (5) und dem Phasendetektor (15) ein die Laufzeit dieses Filters (12) ausgleichendes Verzögerungsglied (14) angeordnet ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang (16) des Phasendetektors (15) ein weiterer Korrekturzweig (26) mit einer Rechenschaltung (28) zum Berechnen eines den Phasenfehler kompensierenden komplexen Korrektursignals angeschaltet ist, zwischen IQ-Demodulator und dem Eingang (13) des Entscheiders (5) und dem Eingang des Phasendetektors (15) weitere Multiplizierer (29, 30) zwischengeschaltet sind und das komplexe Korrektursignal dieses zweiten Korrektur­ zweiges (26) in diesen Multiplizierern (29, 30) mit dem Basisbandsignal (B) multipliziert wird.

4. Anordnung nach Anspruch 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Multiplizierer (30) zwischen dem Verzögerungsglied (14) und dem Phasendetektor (15) angeordnet ist.