DE4417581A1

DE4417581A1 - Integrierter, Barium-Ferrit-abgestimmter Mischer zur Spektrumanalyse bis 50 GHz

Info

Publication number: DE4417581A1
Application number: DE4417581A
Authority: DE
Inventors: Hassan Tanbakuchi
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1993-12-16
Filing date: 1994-05-19
Publication date: 1995-06-22
Anticipated expiration: 2014-05-20
Also published as: JP3481330B2; GB2284941A; US5465417A; JPH07234255A; GB9423882D0; DE4417581C2; GB2284941B

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf elektronische Geräte zum Erfassen und/oder Messen von elektrischen Signalen und ins besondere auf elektronische Geräte zum Erfassen und/oder Messen des Frequenzspektrums von elektrischen Signalen. Spe ziell schafft ein Ausführungsbeispiel der Erfindung einen integrierten, Barium-Ferrit-abgestimmten Mischer, der insbe sondere für die Verwendung in einem elektronischen Gerät, das als Spektrumanalysator bekannt ist, abstimmbar ist. Bei einer ersten Realisation ist der Mischer vorzugsweise ein Mischer für geradzahlige Harmonische, der ein Mischen der zweiten Harmonischen bei Frequenzen von 26,5 bis 31 GHz und ein Mischen der vierten Harmonischen bei Frequenzen von 31 bis 50 GHz verwendet. Der Mischer gemäß einem Ausführungs beispiel der Erfindung kann auch mit mindestens einem zu sätzlichen Barium-Ferrit-abgestimmten Resonator kombiniert sein, um ein Barium-Ferrit-abgestimmtes Resonator-Filter und einen Mixer, der ein Abstimmen über den Frequenzbereich von annähernd 26,5 bis 50 GHz ermöglicht, zu bilden.

Im allgemeinen ist ein Spektrumanalysator ein Abtastempfän ger, der Leistungs- und Modulations-Charakteristika des elektrischen Eingangssignals über einem ausgewählten Fre quenzband anzeigt. Um ein breites Frequenzband, z. B. von näherungsweise 0 bis 40 GHz, zu überdecken, ist ein Ein gangssignal typischerweise in Niederfrequenz- und Hochfre quenz-Abschnitte aufgeteilt. In dieser Hinsicht wird das Eingangssignal vorzugsweise wirksam zwischen Nieder- und Hochfrequenzsignalverarbeitungsabschnitten des Spektrumana lysators, abhängig von der Frequenz des Eingangssignals, ge führt.

Demgemäß zeigt Fig. 1 ein Blockdiagramm, das einen Superhe terodynempfänger darstellt, der die Anfangssignalverarbei tungsschaltung eines herkömmlichen Spektrumanalysators bil det. Anfänglich durchlaufen alle Eingangssignale, z. B. Si gnale im Frequenzbereich von näherungsweise 0, z. B. 30 Hz bis 40 GHz, die an einen Eingang 11 angelegt werden, z. B. eine Koaxialverbindung, ein Stufendämpfungsglied 12 und werden zu einem Diplexer 13, der die Eingangssignale wahl weise zum Niederfrequenzsignalverarbeitungsabschnitt auf Leitung 14 oder zum Hochfrequenzsignalverarbeitungsabschnitt auf Leitung 15 leitet, geleitet.

Auf der einen Seite werden Niederfrequenzeingangssignale, z. B. Eingangssignale mit einer Frequenz unter 26,5 GHz, ei nem Niederfrequenzsignalverarbeitungsabschnitt des Spektrum analysators zugeführt. Eingangssignale von näherungsweise 0 bis 26,5 GHz werden diplexartig zu einem Eingang 16, z. B. einem Spektrumanalysator HP 8563E, erhältlich von der Hew lett-Packard Company, Palo Alto, Kalifornien, der mit einem gewobbelten, Yttrium-Eisen-Granat (YIG)-abgestimmten Lokal oszillator (LO) 18 zur Spektrumanalyse verbunden ist, ge schaltet. Ein derartiger Niederfrequenzsignalverarbeitungs abschnitt ist in der gleichfalls anhängigen U.S. Patentan meldung Nummer 08/094,833 der Anmelderin der vorliegenden Anmeldung offenbart, dessen Offenbarung in ihrer Gesamtheit hiermit durch Bezugnahme aufgenommen ist.

Auf der anderen Seite werden Hochfrequenzeingangssignale, z. B. HF-Eingangssignale (Millimeter) mit einer Frequenz von mehr als 26,5 GHz, z. B. 26,5 bis 40 GHz, durch ein abstimm bares Bandpaßfilter 21 geleitet. Das weitergeleitete HF-Ein gangssignal wird dann durch ein festes Dämpfungsglied 22 (z. B. ein 6 dB-Dämpfungsglied) geleitet und durch einen har monischen Mischer 23 abwärts gemischt. Der harmonische Mi scher 23 kombiniert vorzugsweise das HF-Eingangssignal mit einem Signal, das von dem LO 18 erzeugt wird, oder einer Harmonischen des Signals des LO, um ein vorbestimmtes ZF- Ausgangssignal bei einer Frequenz, z. B. 321,4 MHz, die zur weiteren Verarbeitung durch die Hochfrequenzanalyseschaltung (nicht gezeigt) des Spektrumanalysators geeignet ist, zu er zeugen.

Detaillierter betrachtet wird eine Spektrumanalysemessung eines Hochfrequenzeingangssignals durchgeführt, indem die LO-Signalfrequenz über den interessierenden Frequenzbereich gewobbelt wird, während die vorbestimmte ZF-Frequenz über wacht wird. Der Graph von Fig. 2 zeigt das Ergebnis der Ab wärtsmischung durch den harmonischen Mischer 23 gemäß Fig. 1, wobei die Beziehung zwischen der LO-, HF- und der vor bestimmten ZF-Frequenz gezeigt ist. In Fig. 2 stellt die vertikale Achse die Signalleistung dar. Die horizontale Ach se stellt die Signalfrequenz dar. Das vorbestimmte ZF-Signal 25 hat eine Frequenz, die gleich der Differenz zwischen dem LO-Signal (oder einer Harmonischen) 27 und dem HF-Eingangs signal 29 ist, so daß das HF-Eingangssignal durch Überwachen einer eingestellten ZF-Frequenz, unter der LO-Signalfre quenz, bei f_HF = (n)f_LO-f_ZF, gemessen. Jedoch wird ein HF-Abbildungssignal über der LO-Signalfrequenz, f′_HF = (n)f_LO + f_ZF, ebenfalls ein Signal bei der überwachten ZF- Frequenz erzeugen. Um diese Zweideutigkeit zu lösen, wirkt das abstimmbare Bandpaßfilter 21, das in Fig. 1 gezeigt ist, als ein abstimmbares Bandpaßfilter über einem Frequenzbe reich, der f_HF einschließt, wie durch die gestrichelte Kurve 31, die in Fig. 2 erscheint, gezeigt ist, wodurch jedes Ab bildungssignal 33 bei f′_HF gedämpft wird. Deshalb muß der Durchlaßbereich des abstimmbaren Bandpaßfilters 21, das in Fig. 1 gezeigt ist, dem wobbelnden LO-Signal nachfolgen, wo bei die Mittenfrequenz des Durchlaßbereichs von der LO-Fre quenz (oder einer Harmonischen) durch die ZF-Signalfrequenz getrennt ist.

Das abstimmbare Bandpaßfilter 21, das in Fig. 1 gezeigt ist, ist unentbehrlich, um ungewollte Mischprodukte von der An zeige auf dem Spektrumanalysator zu eliminieren. Ferrimag netische Materialien, wie z. B. YIG und Barium-Ferrit werden vorwiegend als magnetisch abstimmbare Resonatoren für breit bandabstimmbare (mehrere Dekaden) verwendet. Das Filtern wird durch das magnetische Koppeln der HF-Signale mit einem sphärischen magnetischen Resonator erreicht. Durch das Pla zieren des sphärischen magnetischen Resonators im Magnet luftspalt eines einstellbaren Elektromagneten kann die ab gestimmte Frequenz des Resonators gesteuert werden. Die fer rimagnetische Resonanzfrequenz für einen sphärischen magne tischen Resonator lautet wie folgt:

f_r = γ (H₀ ± H_a),

wobei H₀ die Stärke des extern angelegten Gleichsignalmag netfelds, das von dem Elektromagneten erzeugt wird, in Oer sted ist, H_a das interne anisotrope Feld (in Oersted) in dem ferrimagnetischen Material ist und γ das gyromagnetische Verhältnis darstellt (2,8 MHz/Oersted).

Das abstimmbare Bandpaßfilter 21, das in Fig. 1 gezeigt ist, kann ein YIG-abgestimmtes Resonator-Filter sein, oder eine Vorauswahlvorrichtung, die einen sphärischen YIG-Körper auf weist, der zwischen zwei orthogonalen Halbschleifenleitern aufgehängt ist, wobei der sphärische YIG-Körper auf dem Schnittpunkt der Schleifenachsen zentriert ist. Wenn der sphärische YIG-Körper nicht magnetisiert ist, wird ein HF- Eingangssignal nicht zwischen den Halbschleifen übertragen, da zwischen dem HF-Eingangssignal und dem sphärischen YIG- Körper keine Wechselwirkung besteht, und die Schleifen senk recht zueinander sind. Beim Vorhandensein eines extern ange legten Gleichsignalmagnetfeldes, das von dem Elektromagnet entlang einer Achse, die senkrecht zu den Halbschleifen ist, erzeugt wird, richten sich die Dipole in dem sphärischen YIG-Körper jedoch nach dem Gleichsignalmagnetfeld aus, wobei eine starke Nettomagnetisierung, M, in dem sphärischen YIG- Körper erzeugt wird. Ein HF-Eingangssignal, das an die Ein gangshalbschleife angelegt wird, erzeugt deshalb ein alter nierendes HF-Magnetfeld, das senkrecht zu dem extern ange legten Gleichsignalmagnetfeld ist, welches bewirkt, daß die Dipole in dem sphärischen YIG-Körper um das Gleichsignal magnetfeld bei der Frequenz des HF-Eingangssignals präzedie ren. Die Präzedierfrequenz ist gleich der Frequenz des HF- Eingangssignals, wenn die HF-Eingangssignalfrequenz gleich oder nahezu annähernd der Dipolresonanzfrequenz des sphäri schen YIG-Resonators ist.

D.h., daß das YIG-Material eine ferrimagnetische Resonanz zeigt, wenn ein HF-Eingangssignal bei oder in der Nähe von f_r der Eingangshalbschleife zugeführt wird, so daß die prä zedierenden Dipole ein kreisförmig polarisiertes magneti sches Feld erzeugen, das bei der HF-Eingangssignalfrequenz in einer Ebene, die senkrecht zu dem extern angelegten Gleichsignalmagnetfeld ist, rotiert. Dieses rotierende ma gnetische Feld stellt eine Verkopplung mit der Ausgangshalb schleife, einschließlich eines HF-Signals in der Ausgangs halbschleife her, das, bei der Resonanzfrequenz fr′, um 90° zu dem HF-Eingang-Signal phasenverschoben ist.

Das YIG-abgestimmte Resonator-Filter wirkt daher als ein Gyrator. Die Phasenverschiebung in eine Richtung durch das YIG-abgestimmte Resonator-Filter unterscheidet sich von der Phasenverschiebung in die andere Richtung um 180°. Die Fil terfunktion wird erreicht, da die HF-Eingangssignale, die von der Dipolresonanzfrequenz um mehr als einen kleinen Be trag abweichen, nicht mit den sphärischen YIG-Körpern kop peln.

Da die Resonanzbandbreite ziemlich schmal gemacht werden kann, umfaßt der YIG-Resonator ein hochselektives Bandpaß filter bei HF-Frequenzen, das durch das Verändern der Stärke des extern angelegten Gleichsignalmagnetfeldes abstimmbar ist. Typische belastete Q-Werte (Güte) für YIG-abgestimmte Resonator-Filter liegen in einem Bereich von 100 bis 400.

Auf der einen Seite wurde YIG üblicherweise als das ferri magnetische Material in abstimmbaren Bandpaßfiltern, die bis zu 30 GHz arbeiten, verwendet. Außerdem wurde YIG mit einer gewissen Verschlechterung der Einfügedämpfung und der Sperr dämpfung bis zu 40 GHz verwendet. Es gibt jedoch scharfe Be grenzungen beim Verwenden von YIG über 40 GHz. Erstens hat YIG eine relativ kleine Sättigungsmagnetisierung (das heißt, 1,750 Gauss). Als Folge davon ist die Schleifenkopplung die einzige effiziente Topologie, um an einen spährischen YIG-Resonator bei so hohen Frequenzen anzukoppeln. Jedoch würde der Entwurf einer Koppelschleife mit Eigenresonanzfre quenzen über 40 GHz sehr kleine Geometrien erfordern, die Sphärendurchmesser kleiner als 0,2 mm einschließen. Da der Schleifenkoppelkoeffizient proportional zum Sphärenvolumen und umgekehrt proportional zu der von der Koppelschleife eingeschlossenen Fläche ist, erniedrigen kleinere Geometrien die Koppelkoeffizienten (d. h. sie erhöhen die Filtereinfü gedämpfung) und erniedrigen die Filterbandbreite.

Eine zweite Begrenzung bei der Verwendung von YIG jenseits von 40 GHz ist sein kleines internes anisotropes Feld H_a von etwa 100 bis 200 Oersted. Wie die obige Gleichung zeigt, ist ein hohes magnetisches Feld, (z. B. < 10,000 Oersted) erfor derlich, um YIG bis zu Frequenzen jenseits von 30 GHz abzu stimmen. Dies überträgt sich auf Probleme, die bei hoher Verlustleistung und einer magnetischen Sättigung im Elektro magneten auftreten.

Auf der anderen Seite wurde Barium-Ferrit wirksam als das ferrimagnetische Material in Schleifen-gekoppelten abstimm baren Bandpaßfiltern, die einen Frequenzbereich von 26,5 bis 40 GHz abdecken, verwendet. Barium-Ferrit wurde erfolgreich mit einem internen anisotropen Feld, das sich in einem Be reich von 7,500 bis 15,000 Oersted erstreckt, abhängig von der Dotierung, aufgewachst. Mit einem höheren internen an isotropen Feld als YIG können Barium-Ferrit-Filter mit weni ger strengen Anforderungen an den Elektromagneten aufgebaut werden. Zum Beispiel würde das gleiche elektrische Feld, das benötigt wird, um einen YIG-Resonator bis 28 GHz abzustim men, einen Barium-Ferrit-Resonator mit H_a = 8,400 Oersted bis 50 GHz abstimmen, wodurch der Frequenzbereich von 26,5 bis 50 GHz abgedeckt ist. Jedoch ist eine Schleifenkopplung auf Barium-Ferrit wegen der Schleifeneigenresonanz jenseits von 40 GHz nicht geeignet.

Es sind auch abstimmbare Barium-Ferrit-Bandpaßfilter be kannt, die in Wellenleiterbändern von 26,5 bis 75 GHz arbei ten. Zum Beispiel wurde eine Wellenleiter-zu-Sphären-Kopp lung plus eine Irisblende verwendet, um abstimmbare Barium- Ferrit-Wellenleiterbandpaßfilter aufzubauen. Es sei US-Pa tent Nummer 48 88 569 betrachtet. Während das Verhalten sol cher abstimmbarer Bandpaßfilter untersucht wurde, begrenzen Wellenleiterfilter den Filterbetrieb auf Unteroktaven-Bänder (d. h. Wellenleiterbandbreiten). Auch sind Wellenleiterstruk turen groß und deshalb nicht zum Einbau in einen tragbaren Spektrumanalysator geeignet. Außerdem werden, um einen Be trieb von 26,5 bis 50 GHz zu erreichen, zwei geschaltete Wellenleiterfilter und Mischer benötigt, um den jeweiligen Frequenzbereich von 26 bis 40 GHz und von 40 bis 50 GHz ab zudecken.

Die Schaltung nach dem Stand der Technik, die in Fig. 1 ge zeigt ist, hat mehrere zusätzliche Nachteile. HF-Eingangs signale im Frequenzbereich von 26,5 bis 40 GHz werden di plexartig zu dem abstimmbaren Bandpaßfilter 21, das als eine Vorauswahlvorrichtung verwendet wird, geschaltet. Ein gefil tertes Signal wird durch das feste Dämpfungsglied 22 gelei tet und dem harmonischen Mischer 23 zugeführt, indem es mit Harmonischen des gewobbelten, YIG-abgestimmten Lokaloszilla tors (LO) 18 gemischt wird, um das vorbestimmte ZF-Ausgangs signal zu erzeugen. Da das abstimmbare Bandpaßfilter 21 und der harmonische Mischer 23 durch ein Koaxialkabel getrennt sind, ist das feste Dämpfungsglied 22 erforderlich, um die Fehlanpassungswelligkeit zwischen dem Filter und dem Mischer zu senken. Deshalb ist die Empfindlichkeit des Spektrumana lysators drastisch reduziert.

Zusätzlich ist ein schematisches Diagramm eines bekannten harmonischen Wellenleitermischers 23 in Fig. 1A gezeigt. Der Mischer umfaßt einen verjüngten Wellenleiter 24, an den die HF-Eingangssignale angelegt werden.

Die HF-Eingangssignale am Eingang des verjüngten Wellenlei ters 24 wandern entlang des verjüngten Wellenleiters zu ei nem Ausgang mit reduzierter Höhe des verjüngten Wellenlei ters, an dem ein antiparalleles Paar von Dioden 25 mit einer Seite des verjüngten Wellenleiters verbunden ist und ein Tiefpaßfilter 26, das ein induktives Bauelement L und Kon densatoren C umfaßt, mit der anderen Seite des verjüngten Wellenleiters verbunden ist. Ein LO-Signal gelangt durch ei nen koaxialen LO-Eingang, einen Kondensator 27 und das Tief paßfilter 26 zu dem antiparallelen Paar von Dioden 25. Das Mischen mit den HF-Eingangssignalen findet in dem antiparal lelen Paar von Dioden 25 als ein Mischer für geradzahlige Harmonische statt. Ein ZF-Signal, das in dem antiparallelen Paar von Dioden 25 bei 321,4 MHz erzeugt wird, wird diplex artig zu einem ZF-Ausgangstor geschaltet, wobei der Diplex effekt eines induktiven Bauelements 28 und des Kondensators 27 verwendet wird. Dieser einseitig geerdete Mischer für ge radzahlige Harmonische hat den Nachteil des Mischens von LO-Breitbandrauschen bei 2 f_LO + f_ZF und 2 f_LO-f_ZF mit der ZF-Frequenz, das die Rauschzahl des Spektrumanalysators er höht.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen inte grierten Barium-Ferrit-abgestimmten Mischer zur Verwendung in einem Spektrumanalysator bis zu einer Frequenz von 50 GHz zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch ein Filter gemäß Patentanspruch 1 gelöst.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung schafft einen inte grierten, Barium-Ferrit-abgestimmten Signalführungsresona tor-Filter und Mischer, in dem Niederfrequenzeingangssigna le vorzugsweise zu einem Niederfrequenzausgang geführt wer den und Hochfrequenzeingangssignale zu vier Barium-Ferrit abgestimmten Resonatoren, die kombiniert sind, um ein ab stimmbares Bandpaßfilter und einen abbildungsverbesserten einfachsymmetrischen Mischer zu schaffen, geleitet. Ein Elektromagnet erzeugt ein Gleichsignalmagnetfeld, das gleichförmig über den vier Barium-Ferrit-Resonatoren liegt, um die Resonanzfrequenz der Resonatoren abzustimmen. Der er ste Barium-Ferrit-Resonator wirkt als eine erste Stufe des Filters und führt, in Verbindung mit einer Signalführungs schaltung, die drei PIN-Dioden umfaßt, das Eingangssignal entweder zu dem Niederfrequenzausgang oder zu nachfolgenden Stufen des Filters und des Mischers. Der zweite Barium-Fer rit-Resonator wirkt als eine zweite Stufe des Filters. Der dritte Barium-Ferrit-Resonator wirkt als eine dritte Stufe des Filters. Der vierte Barium-Ferrit-Resonator wirkt als eine vierte Stufe des Filters, ebenso wie als ein abbil dungsverbesserter einfachsymmetrischer Mischer, der zum Mi schen von geradzahligen Harmonischen geeignet ist. Der Mi scher kombiniert das HF-Eingangssignal mit einer Harmoni schen eines gewobbelten Lokaloszillatorsignals (LO), um ein ZF-Ausgangssignal an einem ZF-Ausgang zu erzeugen.

Der integrierte Barium-Ferrit-abgestimmte Signalführungsre sonator-Filter und der Mischer gemäß einem Ausführungsbei spiel der Erfindung schafft eine höhere Frequenzabdeckung bei mobiler Spektrumanalyse. Eine exemplarische Realisation des integrierten Barium-Ferrit-abgestimmten Signalführungs resonator-Filters und Mischers ist konfiguriert, um im Fre quenzbereich von 26,5 bis 50 GHz zu arbeiten, und liefert einen integrierten Eingangsabwärtsmischer in einem mobilen 50 GHz-Hochleistungsspektrumanalysator.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Schaltung in einem Spek trumanalysator nach dem Stand der Technik;

Fig. 1A ein schematisches Diagramm einer Mischerschaltung nach dem Stand der Technik, die in der Schaltung gemäß Fig. 1 verwendet ist;

Fig. 2 eine graphische Darstellung, die die Beziehung der HF-, LO- und ZF-Signale in der Schaltung nach dem Stand der Technik gemäß Fig. 1 zeigt;

Fig. 3 ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbei spiels einer Barium-Ferrit-abgestimmten Signalfüh rungsresonator-Filter- und abbildungsverbesserten einfachsymmetrischen Mischer-Schaltung, die gemäß der Erfindung aufgebaut ist, welche geradzahlige harmonische Produkte eines Lokaloszillatorsignals mit einem HF-Eingangssignal mischt, um ein vorbe stimmtes ZF-Ausgangssignal zu erzeugen;

Fig. 4 eine vereinfachte perspektivische Ansicht eines Ab schnitts der Barium-Ferrit-abgestimmten Signalfüh rungsresonator-Filter- und abbildungsverbesserten einfachsymmetrischen Mischer-Schaltung, die sche matisch in Fig. 3 gezeigt ist;

Fig. 5 die Einfügedämpfung des PIN-Diodenschalter bis 26 GHz für die Barium-Ferrit-abgestimmte Signalfüh rungsresonator-Filter- und abbildungsverbesserte einfachsymmetrische Mischer-Schaltung gemäß Fig. 3;

Fig. 6 die Mischdämpfung der Barium-Ferrit-abgestimmten Signalführungsresonator-Filter- und abbildungs verbesserten einfachsymmetrischen Mischer-Schal tung gemäß Fig. 3 von 26 bis 31 GHz;

Fig. 7 die Mischdämpfung der Barium-Ferrit-abgestimmten Signalführungsresonator-Filter- und abbildungsver besserten einfachsymmetrischen Mischer-Schaltung gemäß Fig. 3 von 31 bis 50 GHz;

Fig. 8 das Grundrauschen des Spektrumanalysators unter Verwendung der Barium-Ferrit-abgestimmten Signal führungsresonator-Filter- und abbildungsverbesser ten einfachsymmetrischen Mischer-Schaltung gemäß Fig. 3 von 30 Hz bis 50 GHz; und

Fig. 9 die Frequenzantwort des Spektrumanalysators unter Verwendung der Barium-Ferrit-abgestimmten Signal führungsresonator-Filter- und abbildungsverbesser ten einfachsymmetrischen Mischer-Schaltung gemäß Fig. 3 von 20 MHz bis 50 GHz.

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung umfassen der Diplexer 13, das abstimmbare Bandpaßfilter 21 und der harmonische Mischer 23, die im Blockdiagramm von Fig. 1 gezeigt sind, eine Barium-Ferrit-abgestimmte Signal führungsresonator-Filter- und Mischer-Schaltung gemäß der Erfindung, die allgemein durch das Bezugszeichen 100 ange zeigt ist, welche in Fig. 3 gezeigt ist. Die Barium-Ferrit abgestimmte Signalführungsresonator-Filter- und Mischer- Schaltung 100 umfaßt ein elektronisch geschaltetes, Barium- Ferrit-abgestimmtes Resonator-Filter, in einstückiger Aus führung mit einem abbildungsverbesserten, Barium-Ferrit-ab gestimmten einfachsymmetrischen Mischer, um eine Spektrum analyse von 26,5 bis 50 GHz zu schaffen. Die Barium-Ferrit abgestimmte Signalführungsresonator-Filter- und Mischer- Schaltung 100 enthält eine Diodenbrückenmischer-Schaltungs topologie und verwendet vorzugsweise einen hohen Integra tionsgrad. Die Barium-Ferrit-abgestimmte Signalführungsre sonator-Filter- und Mischer-Schaltung 100 kann z. B. in ei nen mobilen Hochleistungsspektrumanalysator eingebaut sein.

Gemäß Fig. 3 umfaßt eine Barium-Ferrit-abgestimmte Signal führungsresonator-Filter- und Mischer-Schaltung 100 eine Signalführungs-Schaltung 102 und eine Barium-Ferrit-abge stimmte Vorauswahlvorrichtung 104 mit vier sphärischen Kör pern, in der der sphärische Eingangs-Barium-Ferrit-Körper, kombiniert mit einem integrierten hybriden PIN-Diodenschal ter einen herkömmlichen Diplexer ersetzt. Die Auswahlvor richtung 104 wirkt als ein hochselektives abstimmbares Band paßfilter, um ungewollte Mischprodukte, wie z. B. Abbildungs- und Mehrfach-Antworten zu dämpfen. In Verbindung mit dem vierten sphärischen Barium-Ferrit-Körper wirkt eine monoli thische integrierte GaAs-Schottkydioden-Schaltung als ein hocheffizienter, abbildungsverbesserter, Barium-Ferrit-ab gestimmter einfachsymmetrischer Mischer 105 mit einem iso lierten ZF-Tor 106. Um das gewünschte Mischprodukt zu erhal ten, ist die Vorauswahlvorrichtung 104 auf die Frequenz ei nes HF-Eingangssignales, das über das Stufendämpfungsglied 12 an einen Eingang 118 angelegt ist, abgestimmt. Das rich tige Lokaloszillatorsignal (LO) wird an den Mischer 105 angelegt, und abhängig von der gewünschten Zahl der Mi schungsharmonischen wird das vorbestimmte ZF-Ausgangsignal am ZF-Tor 106 entnommen.

HF-Eingangssignale werden mit der Barium-Ferrit-abgestimmten Signalführungsresonator-Filter- und Mischer-Schaltung 100 verbunden, in der sie entweder zu einem Mikrowellen- oder einem Millimeter-Pfad geführt werden, wobei der integrierte hybride PIN-Diodenschalter, der drei PIN-Dioden einschließt, verwendet wird. Wenn unter 26,5 GHz abgestimmt wird, werden Eingangssignale unter der Verwendung einer herkömmlichen Eingangskomponente verarbeitet. HF-Eingangssignale von 26, 5 bis 50 GHz werden durch ein Barium-Ferrit-abgestimmtes Band paßfilter in der Form der Vorauswahlvorrichtung 104 geführt und dann unter Verwendung des integrierten, abbildungsver besserten, Barium-Ferrit-abgestimmten harmonischen einfach symmetrischen Mischers 105 abwärtsgemischt.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wurde ein un terschiedlicher Lösungsansatz angepaßt, um ein gutes Verhal ten und eine geringe Größe der Barium-Ferrit-abgestimmten Signalführungsresonator-Filter- und Mischer-Schaltung 100 zu erreichen. Aufgrund der hohen Sättigungsmagnetisierung von Barium-Ferrit (d. h. < 3,700 Gauss) können Alternativen zu den Schleifenkoppelstrukturen verwendet werden, um reso nanzfreie abstimmbare Bandpaßfilterstrukturen bis 50 GHz zu schaffen. Speziell werden Streifenleitung-zu-Sphären-Koppel vorrichtungen und Irisblenden-Koppelvorrichtungen (Sphäre- zu-Sphäre) verwendet. Als Folge schließt die Barium-Ferrit abgestimmte Signalführungsresonator-Filter- und Mischer- Schaltung 100 eine Vielzahl von Kopplungsstrukturen, ein schließlich Streifenleitung-zu-Sphären-Koppelvorrichtungen, Irisblenden-Koppelvorrichtungen und Niederinduktionsschlei fen-Koppelvorrichtungen ein.

Gemäß Fig. 3 umfaßt die Barium-Ferrit-abgestimmte Signalfüh rungsresonator-Filter- und Mischer-Schaltung 100 vorzugs weise einen Eingangsresonator 110, einen ersten Zwischenre sonator 112, einen zweiten Zwischenresonator 114, und einen Ausgangsresonator 116. Die Resonatoren 110, 112, 114 und 116 sind in Serie zwischen den Eingang 118, an den die Eingangs signale angelegt werden, und einen ZF-Ausgang 120, der das ZF-Tor 106 umfaßt, geschaltet. Vorzugsweise ist der Eingang 118 auch mit einem Niederfrequenzausgang 122 verbunden, wie später beschrieben wird. Der Eingang 118, der ZF-Ausgang 120 und der Niederfrequenzausgang 122 können in der Form von Ko axialverbindungen existieren.

Der Eingangsresonator 110 umfaßt einen spärischen Barium- Ferrit-Körper 124, der zwischen einer Hängestreifenlei tungs-Eingangskoppelvorrichtung 126 und einer Irisblenden -Koppelvorrichtung 128 angebracht ist. Der Resonator 112 um faßt einen sphärischen Barium-Ferrit-Körper 130, der zwi schen der Irisblenden-Koppelvorrichtung 128 und einer Nie derinduktions-Koppelschleife 132 angebracht ist. Der Resona tor 114 umfaßt einen sphärischen Barium-Ferrit-Körper 136, der zwischen der Koppelschleife 132 und einer Irisblenden- Koppelvorrichtung 138 angebracht ist. Der Ausgangsresonator 116 umfaßt einen sphärischen Barium-Ferrit-Körper 140, der zwischen der Irisblenden-Koppelvorrichtung 138 und einer Hängestreifenleitungs-Ausgangskoppelvorrichtung 142 ange bracht ist. Beide Hängestreifenleitungs-Koppelvorrichtungen 126 und 142 und die Koppelschleife 132 sind leitfähig.

Gemäß Fig. 4 sind die sphärischen Barium-Ferrit-Körper 124 und 130 vorzugsweise auf einer ringförmigen Haltevorrichtung 129 befestigt, die vorzugsweise umfangsmäßig in die Iris blenden-Koppelvorrichtung 128 geklebt ist. Die sphärischen Barium-Ferrit-Körper 136 und 140 sind vorzugsweise auf einer ringförmigen Haltevorrichtung 139 befestigt, die vorzugs weise in die Irisblenden-Koppelvorrichtung 138 geklebt ist. Die Haltevorrichtungen 129 und 139 sind elektrisch isolie rend und nicht-magnetisch. Weitere Details des Aufbaus der Haltevorrichtungen 129 und 139 erscheinen im US Patent Num mer 48 88 569, dessen Offenbarung hiermit in seiner Gesamt heit durch Bezugnahme aufgenommen ist.

Gemäß Fig. 3 hat die Hängestreifenleitungs-Eingangskoppel vorrichtung 126 ein erstes Ende, das mit dem Eingang 118 verbunden ist. Die Irisblenden-Koppelvorrichtungen sind ver wendet, um von dem sphärischen Barium-Ferritkörper 124 zu dem sphärischen Barium-Ferrit-Körper 130 und um von dem sphärischen Barium-Ferrit-Körper 136 zu dem sphärischen Ba rium-Ferrit-Körper 140 zu koppeln. Anders als bei den mei sten YIG-abstimmbaren Bandpaßfiltern, deren sphärische Kör per auf einstellbaren Haltevorrichtungen plaziert sind, sind alle vier sphärischen Barium-Ferrit-Körper 124, 130, 136 und 140 magnetisch ausgerichtet und fest in der Filteranordnung befestigt, um zeitverbrauchende Abstimmverfahren zu elimi nieren und einen kompakteren Aufbau zu schaffen. Die Nieder induktions-Koppelschleife überträgt Signale von dem sphäri schen Barium-Ferrit-Körper 130 zu dem sphärischen Barium- Ferrit-Körper 136. Die Hängestreifenleitungs-Ausgangskoppel vorrichtung 142 ist mit dem ZF-Ausgang 120 verbunden.

Während das erste Ende der Hängestreifenleitungs-Eingangs koppelvorrichtung 126 mit dem Eingang 118 verbunden ist, ist ein zweites Ende der auf Hängestreifenleitungs-Eingangskop pelvorrichtung 126 vorzugsweise mit der Signalführungsschal tung 102 verbunden. Einerseits koppelt die Signalführungs schaltung 102 Eingangssignale im Frequenzbereich von z. B. näherungsweise 0 bis 26,5 GHz zum Niederfrequenzausgang 122, mit dem ein Niederfrequenzsignalverarbeitungsabschnitt, wie er z. B. in der vorher genannten US-Patentanmeldung Nummer 08/094,833 offenbart ist, verbunden sein kann. Andererseits bewirkt die Signalführungsschaltung 102, daß HF-Eingangssi gnale, die größer als näherungsweise 26,5 GHz sind, von der Hängestreifenleitungs-Eingangskoppelvorrichtung 126 durch den sphärischen Barium-Ferrit-Körper 124 zur Irisblenden- Koppelvorrichtung 128 gekoppelt werden. Die Signalführungs schaltung 102 wird später detaillierter beschrieben. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel, bei dem nur Hochfre quenzsignale verarbeitet werden sollen, würde die Signalfüh rungsschaltung 102 entfallen. Das zweite Ende der Hänge streifenleitungs-Eingangskoppelvorrichtung 126 würde mit (gemeinsamer) Masse verbunden sein.

Gemäß Fig. 4 wird ein externes Gleichsignalmagnetfeld H₀ an die Resonatoren 110, 112, 114 und 116 (in Fig. 4 jeweils durch sphärische Barium-Ferrit-Körper 124, 130, 136 und 140 dargestellt) angelegt. Das Gleichsignalmagnetfeld H₀ wird von einem Elektromagneten 160 mit einer Spule 162 erzeugt. Die Resonatoren 110, 112, 114 und 116 sind in einem Spalt zwischen einem festen Polschuh 164 und einem einstellbaren Polschuh 166 positioniert. Durch Verändern der Größe des Gleichsignalmagnetfeldes H₀ durch die Steuerung des Strom flusses in der Spule 162 des Elektromagneten 160 wird die Resonanzfrequenz der Resonatoren 110, 112, 114 und 116 über einen gewünschten Frequenzbereich abgestimmt. Speziell wird die Resonanzfrequenz erhöht, wenn das Gleichsignalmagnetfeld H₀ erhöht wird.

Bei einer exemplarischen Realisation der Barium-Ferrit-ab gestimmten Signalführungsresonator-Filter- und Mischer- Schaltung 100 gemäß Fig. 3 haben die sphärischen Barium-Fer rit-Körper 124, 130, 136 und 140 Durchmesser von etwa 0,3 mm. Die Haltevorrichtungen 129 und 139 der Irisblenden-Kop pelvorrichtungen 128 bzw. 138, in denen die sphärischen Ba rium-Ferrit-Körper 124, 130, 136 und 140 befestigt sind, sind aus Saphier hergestellt. Der Radius der Koppelschleife 132 beträgt etwa 0,205 mm. Die Enden der Koppelschleife 132 sind mit Masse verbunden.

Beim Betrieb bewirkt ein HF-Eingangssignal, das am Eingang 118 empfangen wird, einen Stromfluß durch die Hängestreifen leitungs-Eingangskoppelvorrichtung 126. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel, das die Signalführungsschaltung 102 einschließt, fließt jedes Eingangssignal mit einer Frequenz von z. B. 0 bis 26 GHz von der Hängestreifenleitungs-Ein gangskoppelvorrichtung 126 durch die Signalführungsschaltung 102 zum Niederfrequenzausgang 122. Jedes Eingangssignal mit einer Frequenz von z. B. näherungsweise 26,5 bis 50 GHz hat einen HF-Strom in der Hängestreifenleitungs-Eingangskoppel vorrichtung 126 zur Folge, der ein HF-Magnetfeld in der Nähe der sphärischen Barium-Ferrit-Körper 124 erzeugt. Beim Feh len des sphärischen Barium-Ferrit-Körpers 124 wird das HF- Magnetfeld nicht durch die Irisblenden-Koppelvorrichtung 126 gekoppelt. Jedoch bewirkt das Gleichsignalmagnetfeld H₀, so bald es extern angelegt wird, daß der sphärische Barium-Fer rit-Körper 124 eine Resonanzfrequenz aufweist, die gleich oder nahezu gleich der Frequenz des HF-Eingangssignals ist. Das HF-Signal bewirkt, daß die Dipole im sphärischen Ba rium-Ferrit-Körper 124 mit der Frequenz des HF-Eingangssi gnals präzedieren. Die präzedierenden Dipole erzeugen ein kreisförmig polarisiertes HF-Magnetfeld, das durch die Iris blenden-Koppelvorrichtung 128 gekoppelt wird. Außerhalb der Resonanzfrequenz der sphärischen Barium-Ferrit-Körper 124 und 130 verhindert der kleine Durchmesser der Irisblenden- Koppelvorrichtung 128 im wesentlichen, daß Energie von der Hängestreifenleitungs-Eingangskoppelvorrichtung 126 zur Kop pelschleife 132 gekoppelt wird. Somit läßt der Resonator 110 HF-Signale durch, die die gleiche oder nahezu die gleiche Frequenz wie die Resonanzfrequenz des sphärischen Barium- Ferrit-Körpers 124 aufweisen. Die Resonatoren 112, 114 und 116 arbeiten in der gleichen Art und Weise, um ein hochse lektives abstimmbares HF-Bandpaßfilter zu schaffen. Durch das Verändern des Gleichsignalmagnetfeldes H₀, das auf eine Veränderung des Stroms durch die Spule 162 des Elektroma gneten 160 anspricht, wird der Durchlaßbereich des abstimm baren Bandpaßfilters, das aus den Resonatoren 110, 112, 114 und 116 besteht, über einen breiten Frequenzbereich abge stimmt. Die Barium-Ferrit-abgestimmte Signalführungsresona tor-Filter- und Mischer-Schaltung 100 mit dieser Topologie hat eine typische Einfügedämpfung von 13 dB und eine 3 dB- Bandbreite von 200 MHz.

Bei dem Ausführungsbeispiel der Barium-Ferrit-abgestimmten Signalführungsresonator-Filter- und Mischer-Schaltung 100 gemäß Fig. 3 umfaßt der Ausgangsresonator 116 auch den ab bildungsverbesserten, einfachsymmetrischen, Barium-Ferrit abgestimmten Mischer 105. Ein LO-Signal wird durch einen LO-Eingang 194 und einen koaxialen Symmetrierübertrager 196 an den Mischer 105 angelegt. Der LO-Eingang 194 kann in der Form eines koaxialen Verbinders, wie in Fig. 3 gezeigt ist, ausgeführt sein. Das ZF-Ausgangssignal des Mischers 105 er scheint am ZF-Ausgang 120, der das ZF-Tor 106 einschließt. Der Mischer 105 wird detaillierter später beschrieben. Zu erst wird jetzt jedoch die Signalführungsschaltung 102 be schrieben.

Vorzugsweise umfaßt die Signalführungsschaltung 102, um zu sammenhängende Wobbeldurchläufe von näherungsweise 0 bis 50 GHz zu erreichen, einen hybriden PIN-Diodenschalter, der mit der ersten Stufe des Barium-Ferrit-abgestimmten Resonator- Filters der Barium-Ferrit-abgestimmten Signalführungsresona tor-Filter- und Mischer-Schaltung 100 gemäß Fig. 3 einstük kig aufgebaut ist. Die Hängestreifenleitungs-Eingangskoppel vorrichtung 126 wird in Verbindung mit einem integrierten Kondensator und zwei PIN-Dioden sowohl als Schalter, als auch als Koppelstruktur zum Eingangsresonator 110 verwendet. Die Signalführungsschaltung 102 hat die folgende Schaltungs konfiguration und liefert den gewünschten alternierenden Niederfrequenzband- und Hochfrequenzband-Schaltbetrieb, der nachfolgend beschrieben ist.

Gemäß Fig. 3 breiten sich Eingangssignale, die an den Ein gang 118 angelegt werden, durch die Hängestreifenleitungs- Eingangskoppelvorrichtung 126 aus. Die Hängestreifenlei tungs-Eingangskoppelvorrichtung 126 in Verbindung mit der Signalführungsschaltung 102 und einem zugehörigen Vorspan nungsnetzwerk 302, das eine dritte PIN-Diode umfaßt, liefert einen verlustarmen elektronischen Schalter, um Niederfre quenzeingangssignale zum Niederfrequenzausgang 122 zu füh ren, und um Hochfrequenzeingangssignale durch den Eingangs resonator 110 zur Irisblenden-Koppelvorrichtung 128 zu kop peln, um abwärts gemischt zu werden, was später detaillier ter beschrieben wird.

Auf der einen Seite werden Eingangsignale in einem Frequenz bereich von z. B. näherungsweise 0 bis 26,5 GHz mit einem maxi malen Verlust von 3,2 dB zum Niederfrequenzausgang 122 ge führt. Auf der anderen Seite werden HF-Eingangssignale im Bereich von näherungsweise 26,5 bis 50 GHz durch die Hänge streifenleitungs-Eingangskoppelvorrichtung 126 zum Eingangs resonator 110 gekoppelt.

Gemäß Fig. 3 umfaßt die Signalführungsschaltung eine Über tragungsleitung TL₁ (TL = transmission line), die in Serie zwischen das zweite Ende der Hängestreifenleitungs-Eingangs koppelvorrichtung 126 und den Niederfrequenzausgang 122 ge schaltet ist. Die Signalführungsschaltung 102 umfaßt ferner einen integrierten Kondensator C₁, der parallel zur Über tragungsleitung TL₁ geschaltet ist. Der integrierte Konden sator C₁ hat eine äquivalente Induktivität L_EQ, die in Fig. 3 parallel zum Kondensator C₁ und ebenfalls parallel zur Übertragungsleitung TL₁ dargestellt ist. Die Signalführungs schaltung 102 umfaßt ferner eine erste Diode D₁, die in Se rie zu dem integrierten Kondensator C₁ zwischen einerseits den Verbindungspunkt der Hängestreifenleitungs-Eingangskop pelvorrichtung 126 und der Übertragungsleitung TL₁ und ande rerseits Masse geschaltet ist. Die Signalführungsschaltung 102 umfaßt zusätzlich eine zweite Diode D₂, die in Serie zu dem integrierten Kondensator C₁ zwischen einerseits den Ver bindungspunkt der Übertragungsleitung TL₁ und des Niederfre quenzausgangs 122 und anderseits Masse geschaltet ist. Zu sätzlich umfaßt die Signalführungsschaltung 102 ein Vorspan nungsnetzwerk 302. Das Vorspannungsnetzwerk 302 umfaßt einen Widerstand R₁ mit einem ersten Anschluß, der mit dem Verbin dungspunkt des integrierten Kondensators C₁ und der Diode D₁ verbunden ist, und einen Widerstand R₂ mit einem ersten An schluß, der mit einem zweiten Anschluß des Widerstands R₁ verbunden ist, und einem zweiten Anschluß, der mit Masse verbunden ist. Das Vorspannungsnetzwerk 302 umfaßt auch eine Diode D₃, die zwischen einerseits den Verbindungspunkt des integrierten Kondensators C₁ und der Diode D₂ und anderseits einen ersten Anschluß eines Widerstands R₃ geschaltet ist. Die Dioden D₁, D₂ und D₃ sind vorzugsweise PIN-Dioden. Das Vorspannungsnetzwerk 302 umfaßt ferner einen Widerstand R₄ mit einerseits einem ersten Anschluß, der mit dem Verbin dungspunkt der Widerstände R₁ und R₂ verbunden ist, und an dererseits einem zweiten Anschluß, der mit dem Verbindungs punkt der Diode D₃ und des Widerstands R₃ verbunden ist. Eine Vorspann-Spannung V- ist selektiv mit einem zweiten Anschluß des Widerstands R₃ verbunden, um gleichzeitig die Dioden D₁, D₂ und D₃ durch die Widerstände R₁, R₂ und R₄ in einen "Aus"-Zustand rückwärts vorzuspannen. Andererseits sind die Dioden D₁ und D₂ beim Vorhandensein der Eingangssi gnale am Eingang 118 in einem "An"-Zustand.

Im Betrieb werden Niederfrequenzeingangssignale von nähe rungsweise 0 bis 26 GHz zum Niederfrequenzausgang 122 ge leitet und daher zu einem Niederfrequenzsignalverarbei tungsabschnitt (nicht gezeigt) durch Vorspannen der Dioden D₁, D₂ und D₃ in den "Aus"-Zustand. Wenn die Dioden D₁ und D₂ rückwärts vorgespannt sind, erzeugt die Kombination der Induktivitäten der Hängestreifenleitungs-Eingangskoppelvor richtung 126 und der Übertragungsleitung TL₁ und der "Aus"- Kapazität der Dioden D₁ und D₂ ein Tiefpaßfilter, das Ein gangssignale mit einer Frequenz von näherungsweise 0 bis 26,5 GHz zur weiteren Verarbeitung zu dem Niederfrequenz ausgang 122 führt. Fig. 5 zeigt eine typische Einfügedämp fung der Signalführungsschaltung 102 bis 26,5 GHz.

Für Eingangssignale von näherungsweise 26,5 bis 50 GHz sind die Dioden D₁ und D₂ vorwärts vorgespannt, ("ein"-geschal tet), wobei sie eine niedrige Impedanz am zweiten Ende der Hängestreifenleitungs-Eingangskoppelvorrichtung 126 darstel len. Das "Ein"-Schalten der Dioden D₁ und D₂ erdet die HF- Signale, die durch die Hängestreifenleitungs-Eingangskoppel vorrichtung 126 fließen, direkt jenseits des Eingangsresona tors 110. Das Erden der HF-Signale erzeugt ein starkes hori zontales HF-Magnetfeldvorkommen über dem Eingangsresonator 110. Das angelegte HF-Signal wird zum Eingangsresonator 110 gekoppelt, wenn die HF-Frequenz gleich der abgestimmten Re sonanzfrequenz des Eingangsresonators 110 ist. Die Resonanz frequenz wird durch verändern des angelegten Gleichsignalma gnetfeldes H₀ abgestimmt, um ein abstimmbares Vorauswahlfil ter zu bilden. Dies stellt eine effiziente Kopplung der HF- Eingangssignale zu dem sphärischen Barium-Ferrit-Körper 124 sicher.

Detaillierter betrachtet arbeitet die Signalführungsschal tung 102 wie folgt: Eingangssignale im Frequenzbereich von näherungsweise 0 bis 26,5 GHz, die an den Eingang 118 ange legt werden, fließen durch die Hängestreifenleitungs-Ein gangskoppelvorrichtung 126. Mit den rückwärts vorgespannten ("aus"-geschalteten) Dioden D₁ und D₂ schafft die "Aus"-Ka pazität der Dioden D₁ und D₂ in Kombination mit den Induk tivitäten der Hängestreifenleitungs-Eingangskoppelvorrich tung 126 und der Übertragungsleitung TL₁ ein verlustarmes Tiefpaßfilter, das vorzugsweise eine Grenzfrequenz von 28 GHz aufweist.

Wenn die Frequenz der Eingangssignale über näherungsweise z. B. 100 MHz anwächst, nimmt die Impedanz des integrieren Kondensators C₁ ab. Die Widerstände R₁, R₂, R₃ und R₄ werden benötigt, um die Dioden D₁, D₂ und D₃ derart rückwärts vor zuspannen, daß die Dioden D₁, D₂ und D₃ nicht durch das Ein gangssignal "ein"-geschaltet werden. Die Widerstände R₁, R₂, R₃ und R₄ werden als ein Spannungsteiler verwendet, um gleichzeitig die Dioden D₁, D₂ und D₃ rückwärts vorzuspan nen. Die Widerstände R₁₁ R₂, R₃ und R₄ erscheinen als eine Last an der Verbindung zwischen dem zweiten Ende der Hänge streifenleitungs-Eingangskoppelvorrichtung 126 und der Über tragungsleitung TL₁. Zusätzlich erhöht die "Aus"-Kapazität der Diode D₃ (d. h. ≈ 0,025 pF) die wirksame Impedanz, die von den Widerständen R₂, R₃ und R₄ dem integrierten Konden sator C₁ geboten wird, wodurch der Lasteffekt der Widerstän de R₂, R₃ und R₄ auf das Eingangssignal reduziert wird.

Für HF-Eingangssignale im Frequenzbereich von näherungsweise 26,5 bis 50 GHz sind die Dioden D₁ und D₂ vorwärts vorge spannt ("ein"-geschaltet). Folglich erzeugt die Diode D₁ eine sehr geringe Impedanz am zweiten Ende der Hängestrei fenleitungs-Eingangskoppelvorrichtung 126, was bewirkt, daß die HF-Eingangssignale durch den sphärischen Barium-Ferrit- Körper 124 zur Irisblenden-Koppelvorrichtung 128 gekoppelt werden. Damit der Widerstand R₁ keine HF-Eingangssignale lädt, ist seine Breite zu 20 µm gewählt. Mit einer derart schmalen Breite ist die Leistungsführungsfähigkeit des Wi derstands R₁ gering. Deshalb ist die Diode D₃ enthalten, um die Dioden D₁ und D₂ "ein"-zuschalten. Folglich fließt kein "Ein"-Strom durch den Widerstand R₁.

Da der Niederfrequenzausgang 102 mit einer unbekannten Impe danz, die parallel zur Serienkombination des integrierten Kondensators C₁ und der Diode D₁ und der zugehörigen Verbin dungsinduktivität liegt, verbunden ist, könnte bei bestimm ten Frequenzen im Frequenzband von näherungsweise 26,5 bis 50 GHz eine Parallelresonanz auftreten, wenn die Diode D₂ nicht vorhanden wäre. Jedoch wird beim Vorhandensein der Di ode D₂, die vorwärts vorgespannt ist ("ein"-geschaltet) die unbekannte Impedanz, die mit dem Niederfrequenzausgang 122 verbunden ist, durch die Serienkombination des integrierten Kondensators C₁ und dem kleinen "Ein"-Widerstand der Diode D₂ belastet, wobei jede potentielle Parallelresonanz des in tegrierten Kondensators C₁ und der Diode D₁ mit einer unbe kannten Impedanz, die mit dem Niederfrequenzausgang 122 ver bunden ist, vermieden wird.

Wiederum bezugnehmend auf Fig. 3 ist in der Barium-Ferrit abgestimmten Signalführungsresonator-Filter- und Mischer- Schaltung 100 ein vierstufiges, Barium-Ferrit-abgestimmtes Vierpolbandpaßfilter oder eine Vorauswahlvorrichtung 104, die die Resonatoren 110, 112, 114 und 116 einschließt, ver wendet, um einen hohen Grad an Selektivität zu erreichen (mehr als 65 dB Sperrdämpfung). HF-Eingangssignale im Fre quenzbereich von näherungsweise 26,5 bis 50 GHz werden durch die erste, zweite und dritte Stufe der Vorauswahlvorrichtung 104 gefiltert und dann an die vierte Stufe angelegt. Die vierte Stufe, die den Resonator 116 einschließt, arbeitet sowohl als die vierte Filterstufe, als auch als ein Element des abbildungsverbesserten, einfachsymmetrischen, Barium- Ferrit-abgestimmten Mischers 105, um die HF-Eingangssignale zu dem vorbestimmten ZF-Ausgangssignal abwärts zu mischen.

Fig. 3 zeigt ein schematisches Diagramm der vierten Stufe der Vorauswahlvorrichtung 104, ebenso wie den abbildungs verbesserten, einfach symmetrischen, Barium-Ferrit-abge stimmten Mischer 105. Der Mischer 105 umfaßt die Hängestrei fenleitungs-Ausgangskoppelvorrichtung 142. Die Hängestrei fenleitungs-Ausgangskoppelvorrichtung 142 ist an einem er sten Ende durch eine monolithische integrierte GaAs-Dioden schaltung, die eine Diodenbrücke einschließt, die die Dioden D₄, D₅, D₆ und D₇ umfaßt, abgeschlossen. Die Hängestreifen leitungs-Ausgangskoppelrichtung 142 umfaßt vorzugsweise die Balkenleitungen der monolithischen integrierten GaAs-Dioden schaltung. Die Dioden D₄, D₅, D₆ und D₇ sind vorzugsweisen Schottkydioden, die einstückig mit den Balkenleitungen, die die Hängestreifenleitungs-Ausgangskoppelvorrichtung 142 bil den, aufgebaut sind.

Gemäß Fig. 3 umfaßt der abbildungsverbesserte, einfach sym metrische, Barium-Ferrit-abgestimmte Mischer 105 zusätzlich induktive Bauelemente L₁ mit jeweils ersten Anschlüssen, die mit einem zweiten Anschluß der Hängestreifenleitungs-Aus gangskoppelvorrichtung 142 verbunden sind, und mit jeweils zweiten Anschlüssen, die mit einem ersten Anschluß eines LO- und ZF-Diplexers 195 verbunden sind. Der Mischer 105 umfaßt ferner Kondensatoren C₂, die einerseits mit den jeweiligen Verbindungspunkten der ersten Anschlüsse der induktiven Bau elemente L₁ und dem zweiten Anschluß der Hängestreifenlei tungs-Ausgangskoppelvorrichtung 142 und andererseits mit Masse verbunden sind. Der Mischer 105 umfaßt auch Kondensa toren C₃, die einerseits mit den jeweiligen Verbindungspunk ten der zweiten Anschlüsse der induktiven Bauelemente L₁ und dem ersten Anschluß des LO- und ZF-Diplexers 195 und ande rerseits mit Masse verbunden sind. Ein zweiter Anschluß des LO- und ZF-Diplexers 195 ist mit einem ersten Anschluß des Symmetrierübertragers 196 verbunden. Spezieller ausgedrückt ist ein Tor 200 des LO- und ZF-Diplexers 195 mit einem Mit telleiter des Symmetrierübertragers 196 verbunden. Das Tor 200 des LO- und ZF-Diplexers 195 ist auch seriell durch eine zweite Übertragungsleitung TL₂ und ein induktives Bauelement L₂ mit Masse verbunden. Ein Tor 201 des LO- und ZF-Diplexers 195 ist mit einer äußeren Abschirmung des Symmetrierübertra gers 196 verbunden. Ein Knoten 202 des LO- und ZF-Diplexers 195 ist seriell zu einer dritten Übertragungsleitung TL₃ mit einem Knoten 204 verbunden. Ein Knoten 203 des LO- und ZF- Diplexers 195 ist seriell zu einer vierten Übertragungslei tung TL₄ mit dem Knoten 204 verbunden. Der Knoten 204 ist seriell zu einen ZF-Verstärker 199 mit dem ZF-Tor 106 ver bunden. Die äußere Abschirmung des Symmetrierübertragers 196 ist mit Masse verbunden. Schließlich ist ein zweiter An schluß des Symmetrierübertragers 196 mit dem LO-Eingang 194 verbunden.

Der Symmetrierübertrager 196 transformiert das LO-Signal, das am LO-Eingang 194 auftritt, in ein symmetrisches Signal. Die Kombination des LO- und ZF-Diplexers 195 und des 14 GHz-Tiefpaßfilters, das die Kondensatoren C₂ und C₃ und die induktiven Bauelemente L₁ aufweist, paßt die Ausgangsimpe danz des Symmetrierübertragers 196 an die Diodenpaare D₄, D₅ und D₆, D₇ an, wobei den Mischerdioden ein symmetrisches LO-Signal geliefert wird. Die Dioden D₄ und D₇ werden durch den positiven Halbzyklus des LO-Signals betrieben. Im Gegen satz dazu werden die Dioden D₅ und D₆ durch den negativen Halbzyklus des LO-Signals betrieben.

Der LO- und ZF-Diplexer 195 führt das LO-Signal zu den Dio den D₄, D₅, D₆ und D₇ und gewinnt das ZF-Ausgangssignal aus dem LO-Signal. Das LO-Signal betritt den Mittelleiter des Symmetrierübertragers 196 am LO-Eingang 194. Der Mittellei ter des Symmetrierübertragers 196 ist am Tor 200 mit dem LO- und ZF-Diplexer 195 verbunden. Die äußere Abschirmung am zweiten Ende des Symmetrierübertragers 196 ist geerdet. Der erste Anschluß der äußeren deren Abschirmung des Symmetrierüber tragers, der am Tor 201 mit dem LO- und ZF-Diplexer 195 ver bunden ist, ist schwebend. Das induktive Bauelement L₂ und die Übertragungsleitung TL₂ erzeugen am Tor 200 die gleiche Induktivität, wie sie die äußere Abschirmung des Symmetrier übertragers 196 am Tor 201 auf Masse erzeugt. Die Tore 200 und 201 besitzen symmetrische LO-Signale, die sie durchflie ßen (d. h. + V_LO bzw. -V_LO). Die Übertragungsleitungen TL₃ und TL₄ verbinden die jeweiligen Knoten 202 und 203 mit dem Knoten 204, so daß der Knoten 204 eine virtuelle Masse für das LO-Signal darstellt. Die Länge der Übertragungsleitungen TL₃ und TL₄ ist so gewählt, daß sie in der Mitte des LO-Fre quenzbereichs λ/4 beträgt, wodurch die Impedanz am Knoten 204 von einer virtuellen Masse zu einem Leerlauf an den Kno ten 202 und 203 gedreht wird, und wodurch die Wirkung der Übertragungsleitungen TL₃ und TL₄ und ihre Verbindung zum Knoten 204 effektiv entfernt wird. Deshalb wird das LO-Si gnal dem 14 GHz Tiefpaßfilter, das die Kondensatoren C₂ und C₃ und die induktiven Bauelemente L₁ umfaßt, und daher den Dioden D₄, D₅₁ D₆ und D₇ mit einem minimalen Verlust gelie fert.

Ferner erreicht das ZF-Signal, das den LO- und ZF-Diplexer 195 durchläuft, die Knoten 202 und 203 im Gleichtakt. Die Kombination des induktiven Bauelements L₂ und der Übertra gungsleitung TL₂, die am Tor 200 mit dem LO- und ZF-Diplexer verbunden ist, hat eine Impedanztransformation am Tor 200 zur Folge, welche bei der ZF-Frequenz (z. B. 3,9107 GHz) ei nen Leerlauf am Knoten 202 erzeugt. Ferner hat die Kombi nation der Induktivität der äußeren Abschirmung des Mar chand-Symmetrierübertragers 196, die am Tor 201 mit dem LO- und ZF-Diplexer 195 verbunden ist, eine Impedanztransforma tion am Tor 201 zur Folge, welche bei der ZF-Frequenz (z. B. 3,9107 GHz) einen Leerlauf am Knoten 203 zur Folge hat. Da her fließt das ZF-Signal durch die Übertragungsleitungen TL₃ und TL₄ zum Knoten 204 und vom Knoten 204 durch den ZF-Ver stärker 199 zum ZF-Tor 106. Ebenso sind die ZF-Signale, die die Tore 200 und 201 erreichen, im Gleichtakt und breiten sich daher nicht in den Symmetrierübertrager 196 aus.

Das 14 GHz-Tiefpaßfilter bietet Signalen über 26 GHz eine sehr kleine Impedanz. Diese Impedanz reflektiert alle Misch produkte bei und über 26 GHz zurück zu den Dioden D₄, D₅, D₆ und D₇ zum Neumischen, wodurch die Mischeffizienz verbessert wird.

Der sphärische Barium-Ferrit-Körper 140 transformiert das HF-Eingangssignal, das durch die Irisblenden-Koppelvorrich tung 138 fließt, in einen HF-Strom, der in die Hängestrei fenleitungs-Ausgangskoppelvorrichtung 42 fließt. Das HF-Si gnal von der vierten Stufe der Vorauswahlvorrichtung 104, die den sphärischen Barium-Ferrit-Körper 140 einschließt, wird zur Hängestreifenleitungs-Ausgangskoppelvorrichtung 142, die von den Balkenleitungen der monolithischen inte grierten GaAs-Diodenschaltung, die sich über dem sphärischen Körper erstrecken, gebildet wird, gekoppelt. Die ersten En den dieser Balkenleitungen sind mit den Kondensatoren C₂, die das 14 GHz Tiefpaßfilter einschließen, verbunden, wäh rend die zweiten Enden mit den antiparallelen Diodenpaaren D₄, D₅ und D₆, D₇ verbunden sind. Wie vorher erwähnt erzeugt das 14 GHz-Tiefpaßfilter eine sehr geringe Impedanz für Fre quenzen über 26 GHz. Daher fließen gekoppelte HF-Ströme durch die Kondensatoren C₂ zu den antiparallelen Diodenpaa ren D₄, D₅ und D₆, D₇. Dieser HF-Strom wird mit dem LO-Si gnal, das an den LO-Eingang 194 angelegt wird, oder mit ge eigneten Harmonischen des LO-Signals, in den Dioden D₄, D₅, D₆ und D₇ gemischt, wodurch folglich ein Mischprodukt der geradzahligen Harmonischen am ZF-Tor 106 erzeugt wird.

Das LO-Signal, das an den Mittelleiter des Symmetrierüber tragers 196 angelegt wird, enthält Breitbandrauschen. Das LO-Signal und das zugehörige Breitbandrauschen am Tor 200 hat den Wert + V_LO + V_noise und am Tor 201 den Wert - V_LO- V_noise. Das Breitbandrauschen, das bei 2f_LO ± f_ZF mit dem LO-Signal verknüpft ist, wird in den antiparallelen Dioden paaren D₄, D₅ und D₆, D₇ effizient auf die ZF-Frequenz ge mischt. Das Rauschen, das bei Frequenzen von 2f_LO ± f_ZF von den Diodenpaaren D₄, D₅ und D₆, D₇ auf die ZF abwärtsge mischt wird, ist jedoch, da das Rauschsignal im Diodenpaar D₄, D₅ zu dem Rauschsignal in dem Diodenpaar D₆, D₇ um 180° phasenverschoben ist, um 180° phasenverschoben. Diese Rauschsignale wandern zu den Knoten 202 und 203 und errei chen Knoten 204, wodurch sie sich gegenseitig auslöschen (d. h. sie sind 180° phasenverschoben). Deshalb wird LO- Breitbandrauschen nicht auf die ZF-Frequenz gemischt und beeinflußt die Rauschzahl des Spektrumanalysators nicht.

Die Auswahl des gewünschten harmonischen Mischprodukts (d. h. f_ZF = 2nf_LO ± f_HF) wird erreicht, indem die Vorauswahlvor richtung 104 auf ein HF-Eingangssignal abgestimmt wird, und indem das korrekte LO-Signal an den Mischer 105 angelegt wird. Das einzige Mischprodukt, das zum ZF-Tor 106 fließt, ist das vorbestimmte ZF-Signal (z. B. f_ZF = 3,9107 GHz.

Das LO-Signal wird durch den Symmetrierübertrager 196, den LO- und ZF-Diplexer 195 und das 14 GHz-Tiefpaßfilter, das die Kondensatoren C₂ und C₃ und die induktiven Bauelemente L₁ einschließt, in den abbildungsverbesserten, einfachsym metrischen, Barium-Ferrit-gesteuerten Mischer 105 geleitet. Der Rückflußpfad für den LO-Strom ist durch die geerdeten Anschlüsse der Dioden D₄, D₅, D₆ und D₇ gegeben. Der ZF- Strom fließt durch die Hängestreifenleitungs-Ausgangskoppel vorrichtung 142 und wird in der Diodenbrücke D₄ D₅, D₆ und D₇ mit dem LO-Signal gemischt. Die Dioden D₄ und D₅ sind bezüglich den LO- (-V_LO) und den HF-Signalen antiparallel und erzeugen daher geradzahlige harmonische Mischprodukte bei Frequenzen von 2nf_LO ± f_HF bezüglich der Richtung des HF-Stromflusses. Ebenso sind die Dioden D₆ und D₇ bezüglich der LO- (+V_LO) und HF-Signale antiparallel und erzeugen da her geradzahlige harmonische Mischprodukte bei Frequenzen von 2nf_LO ± f_HF.

Der LO-Strom fließt während des positiven Halbzyklusses des LO-Signales durch die Dioden D₄ und D₇ und während des nega tiven Halbzykluses des LO-Signales durch die Dioden D₅ und D₆, die sich in die zu der Hängestreifenleitungs-Ausgangs koppelvorrichtung befinden, wobei alternierend die jeweili gen Diodenpaare in ihre leitfähigen Zustände vorwärts vorge spannt werden. Jede der Dioden D₄₁ D₅, D₆ und D₇ kann durch eine zeitveränderliche Konduktanz dargestellt werden. Die Konduktanz g(t) stellt die zeitabhängige Konduktanz der Dio den D₄ und D₇ dar, während sie durch den positiven Halb zyklus des LO-Signals betrieben werden. Im Gegensatz dazu werden die Dioden D₅ und D₆ durch den negativen Halbzyklus des LO-Signals betrieben und durch g(t + T/2) dargestellt, wobei T die Periode des LO-Signals ist.

Gemäß Fig. 3 sind die Ströme durch die Dioden D₄, D₅, D₆ und D₇ durch folgende Gleichungen gegeben:

I₁(t) = V_rf(t)·g(t)

I₂(t) = V_rf(t)·g (t + T/2)

I₃(t) = V_rf(t)·g (t + T/2)

I₄(t) = V_rf(t)·g(t)

Mit der Durchführung der Fouriertransformation auf die obi gen Gleichungen kann man die Ströme bei den Frequenzen des LO-Signales, des HF-Signales und aller Kombinationen von Mischprodukten analysieren. Das Sternchen (*)-Symbol in den folgenden Gleichungen stellt eine Faltungsfunktion dar.

I₁(f) = V_rf(f) _* G(f)

I₂(f) = -V_rf(f) _* G(f)_exp (2πfT/2)

I₃(f) = -V_rf(f) _* G(f)_exp (jπfT/2)

I₄(f) = V_rf(f) _* G(f)

Die Ströme I₁(f), I₂(f), I₃(f) und I₄(f) stellen alle mögli chen Mischprodukte zwischen dem LO-Signal und dem HF-Ein gangssignal im Frequenzbereich dar.

Die Ströme I₅(f) und I₆(f) sind Ströme, die aus den jeweili gen Diodenpaaren D₄, D₇ und D₅, D₆ in das ZF-Tor 106 fließen und durch folgende Gleichung gegeben sind:

I₅(f) = I₆(f) = V_rf(f) _* G(f)[1 + exp(j2πfT/2)]

Im Falle eines Spektrumanalysators, bei dem LO-Signal ein rein sinusförmiges Signal ist, können diese Gleichungen auf folgende Gleichung reduziert werden:

Da f_LO = 1/T, reduziert sich der Ausdruck [1 + exp(jnπf_LOT)] auf den Ausdruck [1 + exp(jnπ)], die einen Realteil auf weist, der gleich Null ist, wenn n einer ungeraden Zahl ent spricht und der gleich Zwei ist, wenn n gerade ist. Daher kann die unmittelbar vorhergehende Gleichung auf die folgen de Gleichung reduziert werden:

Aus dieser letzten Gleichung wird offensichtlich, daß der Realteil der Ströme, die in das ZF-Tor 106 fließen, nur die geradzahligen Harmonischen der LO-Signalmischung mit dem HF-Eingangssignal sind.

Die ungeraden harmonischen Mischprodukte heben sich auf. Folglich ist der Mischer 105 ein einfach symmetrischer Mi scher, der als ein geradzahliger harmonischer Mischer arbei tet.

Die Parameterwerte der Elemente der Signalführungsschaltung 102 und des abbildungsverbesserten, einfach symmetrischen, Barium-Ferrit-abgestimmten Mischers 105 hängen vom Frequenz bereich ab, über welchem die Barium-Ferrit-abgestimmte Si gnalführungsresonator-Filter- und Mischer-Schaltung 100 ar beiten soll. In dem Fall einer Realisation der Barium-Fer rit-abgestimmten Signalführungsresonator-Filter- und Mi scher-Schaltung 100, die bestimmt ist, von näherungsweise 0 bis 50 GHz zu arbeiten, haben die Elemente folgende Parame terwerte:
Kondensatoren:
C₁ = 50.0 pF
C₂ = 0.3 pF
C₃ = 0.3 pF.

Induktive Bauelemente:
TL₁ = 0.1 nH
TL₂ = TL₂ = TL₄ = 100 Ω, λ/4 bei 10 GHz
L₁ = 0.2 nH
L₂ = 0.1 nH.

Widerstände:
R₁ = R₂ = R₄ = 10 kΩ
R₃ = 400 Ω.

Die Auswahl des korrekten Mischprodukts wird durchgeführt, indem die Vorauswahlvorrichtung 104 auf die Frequenz eines interessierenden HF-Eingangssignales abgestimmt wird, und die korrekte LO-Signalfrequenz ausgewählt wird. Gemäß Fig. 3 lautet ein Beispiel einer Mischung der zweiten Harmonischen wie folgt:
f_HF = 29,9107 GHz (Vorauswahlvorrichtung 104 ist auf 29,9107 GHz abgestimmt)
F_LO = 13 GHz, Mischung der zweiten Harmonischen
Ungerade Harmonische Mischprodukte (d. h. f_ZF = (2n + 1) f_LO ± f_HF):

Für n = 0,
13 ± 29,9107 GHz
16,9107 GHz (periodisch in dem antiparallelen Diodenpaar D₄, D₅ und D₆, D₇)
42,9107 GHz (periodisch in dem antiparallelen Diodenpaar D₄, D₅ und D₆, D₇)

Für n = 1
39 GHz + 29,9107 GHz
68,9107 GHz (periodisch in dem antiparallelen Diodenpaar D₄, D₅ und D₆, D₇)
9,0893 GHz (periodisch in dem an tiparallelen Diodenpaar D₄, D₅ und D₆, D₇)
Gerade harmonische Mischprodukte (d. h. f_ZF = ²nf_LO ± f_HF):

Für n = 1
|26 ± 29,9107| GHZ
3,1907 GHz (fließt zu ZF-Tor 106)
54,9107 GHz (durch Tiefpaßfilter C₂, L₁, C₃ zu den Dioden D₄, D₅₁ D₆ und D₇ zurückgeführt)

für n = 2,
|52 ± 29,9107| GHz
81,9107 GHz (durch Tiefpaßfilter C₂, L₁, C₃ zu den Dioden D₄, D₅₁ D₆ und D₇ zurückgeführt)
22,0893 GHz (durch Tiefpaßfilter
C₂, L₁, C₃ zu den Dioden D₄, D₅, D₆ und D₇ zurückgeführt)

für n = 3, 4, 5, . . ., m, ist das Ergebnis das gleiche.

Um die Mischerumwandlungseffizienz zu verbessern ist vor zugsweise eine LO-Frequenz von 3 bis 6,8 GHz verdoppelt, wo bei ein MMIC-Multiplizierverstärker (nicht gezeigt) verwen det wird (MMIC = Monolithic Microwave Integrated Circuit = monolithische integrierte Mikrowellenschaltung). Die höhere LO-Frequenz ermöglicht bei 50 GHz eine Mischung der vierten Harmonischen gegenüber der achten Harmonischen. Deshalb wird der einfachsymmetrische geradzahlige harmonische Mischer 105 vorzugsweise verwendet, um Signale von 26 bis 50 GHz auf ei ne ZF von 3,9107 GHz herabzumischen, wobei ein 6 bis 13,6 GHz Lokaloszillator (Verdoppelung eines elementaren LO′s von 3 bis 6,8 GHz).

Der Mischer 105 umfaßt ein duales antiparalleles Paar von Dioden D₄, D₅ und D₆, D₇ und ist mit dem vierten sphärischen Barium-Ferrit-Körper 140 der Vorauswahlvorrichtung 104 ein stückig aufgebaut. Die mit dem Mischer 105 einstückig aufge baute Vorauswahlvorrichtung 104 eliminiert ein Koaxialkabel zwischen der Vorauswahlvorrichtung und dem Mischer. Dies re duziert die Fehlanpassungswelligkeit zwischen diesen Struk turen, wodurch die Amplitudengenauigkeit verbessert wird. Gleichzeitig wird die Effizienz des Mischers 105 durch eine bessere Kontrolle der Mischprodukte höherer Ordnung verbes sert.

Eine Mischung der zweiten Harmonischen wird bei Frequenzen von 26 bis 31 GHz verwendet. Durch die Signalführungsschal tung 102, die Vorauswahlvorrichtung 104, den Mischer 105 und den ZF-Verstärker 199 für eine Mischung der zweiten Harmoni schen wird eine Mischdämpfung von 12 dB erreicht, wie in Fig. 6 gezeigt ist. Eine Mischung der vierten Harmonischen wird bei Frequenzen von 31 bis 50 GHz verwendet. Bei der Mi schung der vierten Harmonischen wird ein Mischverlust von 20 dB erreicht, wie in Fig. 7 gezeigt ist. Eine Doppeltonver zerrung der Barium-Ferrit-abgestimmten Signalführungsresona tor-Filter- und abbildungsverbesserten, einfachsymmetrischen Mischer-Schaltung 100 wurde von 26 GHz bis 50 GHz mit einem Interceptpunkt dritter Ordnung (TOI; TOI = third-order-in tercept) gemessen, die typischerweise größer als +18 dBm war.

Die Barium-Ferrit-abgestimmte Signalführungsresonator-Fil ter- und abbildungsverbesserte, einfachsymmetrische Mi scher-Schaltung 100 ist vorzugsweise in einem beweglich Spektrumanalysator verwendet, um zusammenhängende Wobbel durchläufe von näherungsweise 0 bis 50 GHz mit einem gerin gen Grundrauschen zu liefern. Fig. 8 zeigt die Spektrumana lysatoranzeige, wenn über den ganzen Frequenzbereich gewob belt wird, mit einem angezeigten durchschnittlichen Rausch pegel von -135 dBm/Hz bei 50 Hz. Bei 26,5 GHz, bei denen HF-Eingangssignale erstmals zur Vorauswahlvorrichtung 104 und zum Mixer 105 gelenkt werden, ist ein Abfall im Grund rauschen zu sehen. Die Frequenzantwort von 20 MHz bis 50 GHz, die durch die BariumFerrit-abgestimmte Signalführungs resonator-Filter- und abbildungsverbesserte, einfachsymme trische Mischer-Schaltung 100 erreicht wird, ist in Fig. 9 dargestellt.

Es ist offensichtlich, daß die Ausführungsbeispiele der vor liegenden Erfindung, die oben beschrieben wurden, für ver schiedene Modifikationen, Änderungen und Anpassungen geeig net sind. Zum Beispiel kann die Barium-Ferrit-abgestimmte Signalführungsresonator-Filter- und abbildungsverbesserte, einfachsymmetrische Mischer-Schaltung 100 nur einen einzel nen Resonator umfassen, wobei in diesem Fall der sphärische Bariumferrit-Körper 124 zwischen den Hängestreifenleitungs- Eingangs- und Ausgangskoppelvorrichtungen 126 und 142 ange ordnet sein würde und die weitere Resonatorstruktur elimi niert sein würde.

Claims

1. Frequenzabstimmbarer Resonator-Filter und Mischer (100) um ein abstimmbares Bandpaßfilter (104) und einen abbildungsverbesserten, einfachsymmetrischen Mischer (105) als Antwort auf ein Hochfrequenzeingangssignal (HF) mit einer gegebenen Frequenz an einem HF-Eingang zu schaffen, der folgende Merkmale aufweist:
zumindest einen frequenzabstimmbaren Resonator (110), der folgende Merkmale aufweist:

eine Hängestreifenleitungs-Eingangskoppelvorrichtung (126), die mit dem HF-Eingang zum Empfangen des HF- Eingangssignals gekoppelt ist;
einen ferrimagnetischen sphärischen Körper (124) in unmittelbarer Nähe der Hängestreifenleitungs-Ein gangskoppelvorrichtung; und
eine Hängestreifenleitungs-Ausgangskoppelvorrichtung (142) in unmittelbarer Nähe des ferrimagnetischen sphärischen Körpers zum Empfangen des HF-Eingangssi gnals, wenn die Resonanzfrequenz des zumindest einen frequenzabstimmbaren Resonators der gegebenen Fre quenz nahekommt, wobei die Hängestreifenleitungs-Aus gangskoppelvorrichtung (142) ein erstes Ende und ein zweites Ende aufweist;

einen Elektromagnet (160) zum Erzeugen eines Gleichsi gnalmagnetfeldes, das gleichförmig über dem zumindest einen frequenzabstimmbaren Resonator (110) zum Abstim men der Resonanzfrequenz des zumindest einen frequenz abstimmbaren Resonators (110) liegt;
eine Diodenbrücke (D₄, D₅, D₆, D₇), die mit dem ersten Anschluß des Hängestreifenleitungs-Ausgangskoppelvor richtung (142) verbunden ist;
einen Tiefpaßfilter (L₁, C₂, C₃) mit einem ersten und einem zweiten Anschluß, wobei der erste Anschluß des Tiefpaßfilters mit dem zweiten Anschluß der Hängestrei fenleitungs-Ausgangskoppelvorrichtung (142) verbunden ist;
einen Lokaloszillator- (LO) und Zwischenfrequenz- (ZF) Diplexer (195) mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß und einem ZF-Tor, wobei der erste Anschluß des LO- und ZF-Diplexers (195) mit dem zweiten Anschluß des Tiefpaßfilters verbunden ist;
einen Symmetrierübertrager (196) mit einem ersten An schluß und einem zweiten Anschluß, wobei der erste An schluß des Symmetrierübertragers (196) mit dem zweiten Anschluß des LO- und ZF-Diplexers (195) verbunden ist; und
einen gewobbelter LO-Eingang (194), der mit dem zweiten Anschluß des Symmetrierübertragers (196) zum Erzeugen eines LO-Signals gekoppelt ist;
wobei die Diodenbrücke das HF-Eingangssignal mit einer Harmonischen des LO-Signales zum Erzeugen eines ZF-Aus gangssignales am ZF-Tor (106) kombiniert.

2. Frequenzabstimmbarer Resonator-Filter und Mischer ge mäß Anspruch 1, der ferner eine Signalführungsschaltung (102) zum Führen eines Niederfrequenzeingangssignals zu einem Niederfrequenzausgang (122) und eines Hochfre quenzeingangssignals zu der Hängestreifenleitungs-Ein gangskoppelvorrichtung (126), wobei die Signalführungs schaltung (102) folgende Merkmale aufweist:
eine Übertragungsleitung (TL₁), die in Serie zwischen die Hängestreifenleitungs-Eingangskoppelvorrichtung (126) und den Niederfrequenzausgang (122) geschaltet ist, wobei die Übertragungsleitung (TL₁) einen ersten und einen zweiten Anschluß aufweist;
einen integrierten Kondensator (C₁) und eine erste Diode (D₁), die in Serie zwischen einerseits den Ver bindungspunkt der Hängestreifenleitungs-Eingangskoppel vorrichtung (126) und des ersten Anschlusses der Über tragungsleitung (TL₁) und andererseits Masse geschaltet sind;
wobei der integrierte Kondensator (C₁) und eine zweite Diode (D₂) in Serie zwischen einerseits den Verbin dungspunkt des zweiten Anschlusses der Übertragungs leitung (TL₁) und des Niederfrequenzausgangs (122) und andererseits Masse geschaltet sind; und
ein Vorspannungsnetzwerk (302), das folgende Merkmale aufweist:

einen ersten Widerstand (R₁) mit einem ersten An schluß, der mit dem Verbindungspunkt des integrierten Kondensators (C₁) und der ersten Diode (D₁) verbunden ist, und einem zweiten Widerstand (R₂) mit einem er sten Anschluß, der mit dem zweiten Anschluß des er sten Widerstand (R₁) verbunden ist, und einem zweiten Anschluß, der mit Masse verbunden ist;
eine dritte Diode (D₃), die zwischen einerseits den Verbindungspunkt des integrierten Kondensators (C₁) und der zweiten Diode (D₂) und andererseits einen ersten Anschluß des dritten Widerstands (R₃) geschal tet ist;
einen vierten Widerstand (R₄) mit einerseits einem ersten Anschluß, der mit dem Verbindungspunkt des er sten und des zweiten Widerstands (R₁, R₂) verbunden ist, und andererseits einem zweiten Anschluß, der mit dem Verbindungspunkt der dritten Diode (D₃) und des dritten Widerstands (R₃) verbunden ist; und
eine Vorspannungsspannung, die selektiv mit einem zweiten Anschluß des dritten Widerstands (R₃) zum gleichzeitigen Vorspannen der ersten, zweiten und dritten Diode (D₁, D₂, D₃) in einen "Aus"-Zustand, verbunden ist, um die Niederfrequenzeingangssignale zum Niederfrequenzausgang (122) zu führen.

3. Frequenzabstimmbarer Resonator-Filter und Mischer (100) gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Hängestrei fenleitungs-Ausgangskoppelvorrichtung (142) Balkenlei tungen einschließt, die an einem ersten Ende mit der Diodenbrücke verbunden sind und die an einem zweiten Ende mit dem ersten Anschluß des Tiefpaßfilters ver bunden sind.

4. Frequenzabstimmbarer Resonator-Filter und Mixer gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das Tiefpaßfilter folgende Merkmale aufweist:
ein erstes und ein zweites induktives Bauelement (L₁) mit jeweiligen ersten Anschlüssen, die mit dem zweiten Anschluß der Hängestreifenleitungs-Ausgangskoppelvor richtung (142) verbunden sind, und jeweiligen zweiten Anschlüssen, die mit dem ersten Anschluß des LO- und ZF-Diplexers (195) verbunden sind;
einen zweiten und einen dritten Kondensator (C₂), die zwischen einerseits die jeweiligen Verbindungspunkte der ersten Anschlüsse des ersten und des zweiten in duktiven Bauelementes (L₁) und des zweiten Anschlusses der Hängestreifenleitungs-Ausgangskoppelvorrichtung (142) und andererseits Masse geschaltet sind; und
einen vierten und einen fünften Kondensator (C₃), die zwischen einerseits die jeweiligen Verbindungspunkte der zweiten Anschlüsse des ersten und des zweiten in duktiven Bauelements (L₁) und des ersten Anschlusses des LO- und ZF-Diplexers (195) und andererseits Masse geschaltet sind.

5. Frequenzabstimmbarer Resonator-Filter und Mischer (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem der Symmetrierübertrager (196) folgende Merkmale aufweist:
einen Mittelleiter, der an einem ersten Ende mit dem gewobbelten LO-Eingang (194) verbunden ist, und der an einem zweiten Ende mit einem ersten Tor (200) an dem zweiten Anschluß des LO- und ZF-Diplexers (195) verbun den ist; und
eine äußere Abschirmung, die an einem ersten Ende mit Masse verbunden ist, und die an einem zweiten Ende mit einem zweiten Tor (201) am zweiten Anschluß des LO- und ZF-Diplexers (195) verbunden ist.

6. Frequenzabstimmbarer Resonator-Filter und Mixer (100) gemäß Anspruch, bei dem der LO- und ZF-Diplexer (195) folgende Merkmale aufweist:
eine zweite Übertragungsleitung (TL₂) und ein indukti ves Bauelement (L₂), die zwischen das erste Tor (200) des LO- und ZF-Diplexers (195) und Masse geschaltet sind;
einen ersten Knoten (202), der mit dem ersten Tor (200) des LO- und ZF-Diplexers (195) gekoppelt ist, und der seriell über eine dritte Übertragungsleitung (TL₃) mit einem zweiten Knoten (204) verbunden ist;
einen dritten Knoten (203), der mit dem zweiten Tor (201) des LO- und ZF-Diplexers (195) verbunden ist, und der seriell über eine vierte Übertragungsleitung (TL₄) mit dem zweiten Knoten (204) verbunden ist;
wobei der erste und der dritte Knoten (202, 203) des LO- und ZF-Diplexers (195) mit dem zweiten Anschluß des Tiefpaßfilters gekoppelt sind; und
wobei der zweite Knoten (204) des LO- und ZF-Diplexers (195) mit dem ZF-Tor (106) gekoppelt ist, wodurch das LO-Breitbandrauschen eliminiert ist.

7. Frequenzabstimmbarer Resonator-Filter und -Mixer (100) gemäß Anspruch 6, bei dem der zweite Knoten (204) des LO- und ZF-Diplexers (195) mit einem Eingang eines ZF- Verstärkers (199) gekoppelt ist, und ein Ausgang des ZF-Verstärkers (199) mit dem ZF-Tor (106) verbunden ist.

8. Frequenzabstimmbarer Resonator-Filter und -Mischer (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, der ferner folgende Merkmale aufweist:
einen zweiten frequenzabstimmbaren Resonator (112) mit einem Eingang, der mit dem HF-Eingang (118) gekoppelt ist, und einem Ausgang, um eine erste Stufe des Filters zu schaffen;
einen dritten frequenzabstimmbaren Resonator (114) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des zweiten fre quenzabstimmbaren Resonators (112) gekoppelt ist, und
einem Ausgang, um eine zweite Stufe des Filters zu schaffen; und
einen vierten frequenzabstimmbaren Resonator (116) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des dritten fre quenzabstimmbaren Resonators (114) gekoppelt ist, und einem Ausgang, um eine dritte Stufe des Filters zu schaffen;
bei dem der Elektromagnet (160) ein Gleichsignalmagnet feld erzeugt, das gleichförmig über den frequenzab stimmbaren Resonatoren (110, 112, 114, 116) zum Abstim men der Resonanzfrequenz der Resonatoren liegt; und
bei dem die Hängestreifenleitungs-Ausgangskoppelvor richtung (142) des zumindest einem frequenzabstimmbaren Resonators mit dem Ausgang des vierten frequenzabstimm baren Resonators (116) gekoppelt ist, um eine vierte Stufe des Filters, ebenso wie einen abbildungsverbes serten, einfachsymmetrischen Mischer (105) zu schaffen.

9. Frequenzabstimmbarer Resonator-Filter und -Mischer (100) gemäß Anspruch 8, bei dem
die Hängestreifenleitungs-Eingangskoppelvorrichtung (126) mit dem Eingang des zweiten frequenzabstimmbaren Resonators (112) gekoppelt ist;
eine erste Irisblenden-Koppelvorrichtung (128) den Aus gang des zweiten frequenzabstimmbaren Resonators (112) und den Eingang des dritten frequenzabstimmbaren Reso nators (114) verkoppelt;
eine Koppelschleife (132) den Ausgang des dritten fre quenzabstimmbaren Resonators (114) mit dem Eingang des vierten frequenzabstimmbaren Resonators (116) verkop pelt; und
eine zweite Irisblenden-Koppelvorrichtung (138) den Ausgang des vierten frequenzabstimmbaren Resonators (116) und den Eingang des mindestens einen frequenzab stimmbaren Resonators verkoppelt.