DE4325058A1

DE4325058A1 - Signalführender YIG-Abstimmungs-Mischer

Info

Publication number: DE4325058A1
Application number: DE19934325058
Authority: DE
Inventors: Hassan Tanbakuchi
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1992-07-29
Filing date: 1993-07-26
Publication date: 1994-02-03
Also published as: GB2269501B; JPH06148242A; GB9315699D0; GB2269501A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf elektronische Instrumente zum Erfassen und/oder zum Messen elektrischer Signale und insbesondere auf elektronische Instrumente zum Erfassen und/oder zum Messen von Frequenzspektren von elek trischen Signalen, wobei sich diese Frequenzspektren bei spielsweise von Gleichstrom bis zur Hochfrequenz erstrecken. Insbesondere schafft ein Ausführungsbeispiel der Erfindung einen signalführenden Yttrium-Eisen-Granat (YIG) -Abstim mungs-Mischer, der insbesondere zur Verwendung in einem elektronischen Instrument angepaßt ist, welches als Spek trumanalysator bekannt ist. Ein derartiger Mischer, welcher ein Mischer für ungeradzahlige Harmonische oder geradzahlige Harmonische sein kann, jedoch vorzugsweise ein Mischer ist, der zwischen einer geradzahligen oder ungeradzahligen harmo nischen Mischung umgeschaltet werden kann, kann gleichfalls mit wenigstens einem zusätzlichen YIG-Abstimmungs-Resonator kombiniert werden, um ein signalführendes YIG-Abstimmungs- Resonatorfilter oder einen derartigen Mischer zu bilden.

Allgemein ist ein Spektrumanalysator ein Abtastempfänger, welcher die Leistungs- und Modulations-Charakteristika von elektrischen eingangsseitigen Signalen über ein ausgewähltes Frequenzband anzeigt. Um einen breiten Frequenzbereich abzu decken, der sich beispielsweise von 0-26,5 GHz erstreckt, wird das eingangsseitige Signal vorzugsweise in einen nie derfrequenten und in einen hochfrequenten Anteil aufgeteilt. Ein Aspekt der Erfindung befaßt sich mit der wirksamen Sig nalführung des eingangsseitigen Signales zwischen dem Nie derfrequenz-Signalverarbeitungsabschnitt und dem Hochfre quenz-Signalverarbeitungsabschnitt des Spektrumanalysators in Abhängigkeit von der Frequenz des Eingangssignales.

Diesbezüglich wird auf Fig. 1 verwiesen, welche ein Block diagramm einer Eingangssignalverarbeitungsschaltung oder die "Eingangsseite" eines bekannten Spektrumanalysators zeigt. Anfänglich werden sämtliche Eingangssignale, z. B. Signale in dem Frequenzbereich von 0-26,5 GHz, an einen Eingang 11 eines Spektrumanalysators angelegt und durchlaufen ein Stu fendämpfungsglied 12 und werden zu einem mechanischen Mikro wellenrelaisschalter 13 angelegt, welcher die Eingangssig nale wahlweise einem Niederfrequentsignalverarbeitungsab schnitt auf der Leitung 14 oder einem Hochfrequenzsignalver arbeitungsabschnitt auf der Leitung 16 zuführt. Unglückli cherweise sind mechanische Mikrowellenrelaisschalter langsam und zeigen bei starker Belastung Verschleißerscheinungen.

Andererseits werden niederfrequente Eingangssignale, wie beispielsweise Eingangssignale mit einer Frequenz von unter 2,9 GHz, an den Niederfrequenzsignalverarbeitungsabschnitt des Spektrumanalysators angelegt. Eingangssignale von 0- 2,9 GHz werden gegen einen ersten Konverter 16 geschaltet, der ein Tiefpaßfilter 17, einen gewobbelten YIG-Abstimmungs- Lokaloszillator 18, einen Mischer 19 und ein Bandpaßfilter 20 umfaßt, welcher die niederfrequenten Eingangssignale in ein festes Zwischenfrequenzausgangssignal wandelt, das an eine Niederfrequenzanalyseschaltung (nicht dargestellt) des Spektrumanalysators angelegt wird.

Andererseits werden Hochfrequenzsignale, z . B. HF- (Mikrowel len)-Eingangssignale mit einer Frequenz von 2,7-26,5 GHz durch ein abstimmbares Bandpaßfilter 21 geführt. Das hin durchgeführte Hochfrequenzeingangssignal wird dann durch einen harmonischen Mischer 22 herabgemischt. Der harmonische Mischer 22 kombiniert das Hochfrequenzeingangssignal mit einem Signal, welches durch einen Lokaloszillator 23 erzeugt wird, oder mit einer Harmonischen des Signales von dem Lo kaloszillator, um ein Ausgangssignal mit einer vorbestimmten Zwischenfrequenz zu erzeugen, wobei diese Frequenz für eine Verarbeitung durch die Hochfrequenzanalyseschaltung (nicht dargestellt) des Spektrumanalysators geeignet ist.

Eine Spektrumanalysemessung wird an dem hochfrequenten Ein gangssignal durchgeführt, indem die Lokaloszillatorsignal frequenz über den interessierenden Frequenzbereich durchge stimmt oder gewobbelt wird, wobei die vorbestimmte Zwi schenfrequenz überwacht wird. Die Kurve gemäß Fig. 2 zeigt das Ergebnis der Herabmischung oder Herabkonvertierung durch den in Fig. 1 gezeigten harmonischen Mischer 22 zur Verdeut lichung der Beziehung zwischen der Lokaloszillatorfrequenz, der Hochfrequenz und der vorbestimmten Zwischenfrequenz. In Fig. 2 stellt die vertikale Achse die Signalleistung dar, während die horizontale Achse die Signalfrequenz darstellt. Das vorbestimmte Zwischenfrequenzsignal 25 hat eine Fre quenz, die der Differenz zwischen dem Lokaloszillatorsignal 27 (oder der Harmonischen desselben) und dem Hochfrequenz eingangssignal 29 entspricht, so daß das Hochfrequenzein gangssignal durch Überwachen bei der eingestellten Zwischen frequenz unterhalb der Lokaloszillatorsignalfrequenz bei folgender Frequenz gemessen wird: f_HF=(n)f_LO-f_ZF. Jedoch wird ein hochfrequentes Bildsignal oberhalb der Lokaloszil latorfrequenz bei der Frequenz f′_HF=(f)f_LO+f_ZF gleichfalls ein Signal bei der überwachten Zwischenfrequenz erzeugen. Um diese Zweideutigkeit zu beseitigen, wirkt der abstimmbare Bandpaßfilter 21 gemäß Fig. 1 als abstimmbarer Bandpaßfilter über einen Frequenzbereich, welcher f_HF einschließt, wie dies durch die in gestrichelten Linien dargestellte Kurve 31 in Fig. 2 gezeigt ist, um dadurch jegliche Bildsignale 33 bei der Frequenz f′_HF zu dämpfen. Daher muß das Durchlaßband des abstimmbaren Bandpaßfilters 21 gemäß Fig. 1 dem Durch stimmen bzw. Wobbeln des Lokaloszillatorsignales folgen, wo bei die Mittenfrequenz des Durchlaßbandes von der Lokalos zillatorfrequenz (oder der Harmonischen desselben) durch die Zwischenfrequenzsignalfrequenz getrennt ist.

Der durchstimmbare Bandpaßfilter 21 gemäß Fig. 1 kann ein YIG-Abstimmungs-Resonatorfilter oder ein Vorauswahlfilter sein, welcher eine YIG-Kugel umfaßt, die zwischen zwei senk rechten Halbschleifenleitern angeordnet ist, wobei die YIG- Kugel an dem Schnittpunkt zwischen den Schleifenachsen zen triert ist. Wenn die YIG-Kugel nicht magnetisiert ist, wird das Hochfrequenzeingangssignal nicht zwischen den beiden Schleifenhälften übertragen, da keine Wechselwirkung zwi schen dem Hochfrequenzeingangssignal und der YIG-Kugel und den Schleifen, welche senkrecht aufeinander stehen, besteht. Jedoch richten sich die Dipole innerhalb der YIG-Kugel mit dem magnetischen Gleichfeld aus, wenn ein von außen ange legtes magnetisches Gleichfeld längs einer Achse senkrecht zu den Halbschleifen angelegt wird, wobei dieses Feld eine starke Nettomagnetisierung M innerhalb der YIG-Kugel er zeugt. Ein Hochfrequenzeingangssignal, das an die eingangs seitige Halbschleife angelegt wird, erzeugt ein Hochfre quenzwechselfeld senkrecht zu dem von außen angelegten mag netischen Gleichfeld, was dazu führt, daß die Dipole in der YIG-Kugel um das magnetische Gleichfeld bei der Frequenz des Hochfrequenzeingangssignales präzedieren. Die Präzessions frequenz gleicht der Frequenz des Hochfrequenzeingangssig nales, wenn die Frequenz des Hochfrequenzeingangssignales der Dipolresonanzfrequenz des YIG-Kugel-Resonators gleicht oder ungefähr dieser Frequenz entspricht. Die Frequenz für eine YIG-Kugel-Resonator lautet folgendermaßen:

f_r = γ (H₀ ± H_a),

wobei H₀ die Stärke des von außen angelegten magnetischen Gleichfeldes in Oersted ist, H_a das innere anisotrope Feld (in Oersted) innerhalb des YIG-Materiales ist und γ das gy romagnetische Verhältnis (2,8 MHz/Oersted) darstellt.

Wenn ein Hochfrequenzeingangssignal bei der Frequenz f_r oder nahe dieser Frequenz an die eingangsseitige Halbschleife an gelegt wird, zeigt das YIG-Material eine ferrimagnetische Resonanz, so daß die präzedierenden Dipole ein zirkular po larisiertes magnetisches Feld erzeugen, das sich bei der Hochfrequenzeingangssignalfrequenz dreht, und zwar in einer Ebene, die senkrecht zu dem von außen angelegten magneti schen Gleichfeld liegt. Dieses sich drehende magnetische Feld bewirkt eine Kopplung mit der ausgangsseitigen Halb schleife, wodurch ein Hochfrequenzsignal in die ausgangs seitige Halbschleife induziert wird, die bei der Resonanz frequenz f_r gegenüber dem Hochfrequenzeingangssignal um 90° phasenverschoben ist.

Das YIG-Abstimmungs-Resonatorfilter arbeitet daher als Gyra tor. Die Phasenverschiebung in einer Richtung durch den YIG- Abstimmungs-Resonatorfilter unterscheidet sich von der Pha senverschiebung in der anderen Richtung um 180°. Die Filter funktion wird erzielt, da Hochfrequenzeingangssignale, die sich von der Dipolresonanzfrequenz um mehr als einen gerin gen Betrag unterscheiden, keine Kopplung mit der YIG-Kugel bewirken.

Da die Resonanzbandbreite ziemlich schmal gemacht werden kann, bildet der YIG-Resonator ein äußerst selektives Bandpaßfilter bei Hochfrequenzen, wobei dieser durch Varia tion der Stärke des von außen angelegten magnetischen Gleichfeldes abstimmbar ist. Typische belastete Gütewerte bzw. Q-Werte für YIG-Abstimmungs-Resonatorfilter liegen zwi schen 100 und 400.

Jedoch hat die bekannte Schaltung gemäß Fig. 1 verschiedene Nachteile. Hochfrequenzeingangssignale in dem Frequenzbe reich von 2,7-26,5 GHz werden an den breitbandigen YIG-Ab stimmungs-Resonatorfilter 21 geschaltet, welcher als Voraus wahlschaltung bzw. Vor-Selektionsschaltung verwendet wird. Ein gefiltertes Signal wird an den harmonischen Mischer 22 angelegt, indem es mit der Grundfrequenz oder der Harmoni schen des YIG-Abstimmungs-Lokaloszillators 23 gemischt wird, um das Ausgangssignal mit der vorbestimmten Zwischenfrequenz zu erzeugen. Dieser Lösungsansatz hat den Nachteil, daß har monische Mikrowellenmischer nicht effizient sind, wodurch die Empfindlichkeit des Mikrowellenspektrumanalysators in einem erheblichen Umfang insbesondere dann vermindert wird, wenn eine Mischung mit höheren Harmonischen bei der Hochfre quenz durchgeführt wird. Eine Mischung mit der Grundwelle wurde verwendet, um dieses Problem der Verschlechterung der Empfindlichkeit zu lösen. Dieses wird mittels eines Breit bandlokaloszillators (d. h. mit Frequenzen zwischen 5 und 26,6 GHz) oder durch multiplizieren der Frequenz des Signa les von einem Schmalbandlokaloszillator (d. h. mit Frequenzen zwischen 3 und 6,8 GHz) erreicht, um eine breitbandige Lo kaloszillatorquelle für den harmonischen Mischer 22 zu er zeugen. Obgleich diese Lösungsansätze Vorteile hinsichtlich des Leistungsverhaltens zeigen, ist deren Implementierung ausgesprochen kostenträchtig.

In Fig. 1A ist ein schematisches Diagramm eines bekannten, integrierten harmonischen Mischers 22 gezeigt. Dieser Mi scher hat eine einzige Diode D, die mit einem ersten Ende mit der ausgangsseitigen Koppelschleife des YIG-Abstimmungs- Resonators verbunden ist. Das andere Ende der Diode D ist mit einem Ende der Übertragungsleitung TL verbunden, dessen anderes Ende mit einem Lokaloszillatorsignalkoppler verbun den ist. Ein schmalbandiges Lokaloszillatorsignal beispiels weise mit Frequenzen zwischen 3 und 6,8 GHz wird über den Lokaloszillatorsignalkoppler in die Übertragungsleitung TL eingekoppelt. Das Hochfrequenzsignal, das Lokaloszillator signal und das Zwischenfrequenzsignal sind nicht voneinander isoliert. Sowohl Hochfrequenzströmer als auch Lokaloszilla torströmer als Zwischenfrequenzströme fließen durch die Übertragungsleitung TL. Das harmonische Mischen wird durch Vorspannen der Diode D durch einen Widerstand R bewirkt. Die folgenden, sich hieraus ergebenden Nachteile sind offenkun dig:

Sowohl das Lokaloszillatorsignal als auch das Hochfrequenz signal als auch das Bildsignal als auch viele Mischprodukte fließen durch die Übertragungsleitung TL und werden durch eine Wechsellast abgeschlossen. Es tritt keine Bildsignal verbesserung auf, bei der Mischprodukte von höherer Ordnung zu dem Mischer für ein weiteres Mischen reflektiert werden.

Gleichfalls muß die Wechsellast eine breitbandige Last sein, damit das Antwortsignal des Mischers über den interessieren den Frequenzbereich flach ist. Ferner wird das harmonische Mischen durch Vorspannen der Diode D bewirkt. Diese Mischer klasse (eine einzige Diode, die vorgespannt ist, für ver schiedene Harmonische) ist nicht wirksam.

Ein schematisches Diagramm eines anderen bekannten harmoni schen Mischers 22 ist in Fig. 1B gezeigt. Dieser Mischer ist ein Einfach-Brücken-Mischer für die Grundwelle oder für un geradzahlige Harmonische, wie er beschrieben ist in dem US-Patent 4,817,200. Die Lokaloszillator- und Hochfrequenz- Signale werden durch die Symmetrierübertragerwirkung einer vollständigen Ausgangskoppelschleife isoliert. Dieser Mi scher ist ein Mischer für ungeradzahlige Harmonische, bei dem das Zwischenfrequenzsignal bei einer Frequenz f_ZF = (2n+1)f_LO±f_HF durch das Tor 1 und das Tor 2 fließt. Das Lokaloszillatorsignal und das Hochfrequenzsignal sind von einander isoliert, so daß es nicht erforderlich ist, eine breitbandige Mikrowellenlast vorzusehen, wie dies in dem Falle einer einzigen Diode zum Mischen innerhalb des Mi schers gemäß Fig. 1A benötigt wird.

Jedoch ist eine Diplex-Verarbeitung des Zwischenfrequenzsig nales von dem Lokaloszillatorsignal mittels einer Indukti vität L und eines Kondensators C durch die Tore 1 und 2 er forderlich. Die Induktivität L bildet den Rückflußweg für das Zwischenfrequenzsignal bei einer Frequenz f_ZF=(2n+1)f_LO-f_HF, wobei jedoch Mischprodukte bei einer Frequenz f_ZF=(2n+1)f_LO+f_HF durch das Tor 1 in den Lokalos zillatoreingang fließen. Daher werden Mischprodukte bei den Frequenzen (2n+1)f_LO+f_HF (d. h. bei den Bildfrequenzen) durch das Tor 1 übertragen und müssen durch die Impedanz der Lo kaloszillatorquelle abgeschlossen werden. Es wird keine Ver besserung der Bildsignale sowie der Vielfachen erreicht.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegen den Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen frequenzmäßig durchstimmbaren Resonator-Filter und -Mischer zu schaffen, welcher trotz eines hohen Wirkungsgrades einfacher implemen tiert werden kann als ein Mischer, der mit einer breitban digen Lokaloszillatorquelle arbeitet.

Diese Aufgabe wird durch einen frequenzmäßig durchstimmbaren Resonator-Filter und -Mischer gemäß Anspruch 1 gelöst.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung schafft eine Breit band-Signalführungs-YIG-Abstimmungs-Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung, bei der Niederfrequenzsignale vorzugs weise zu einem Niederfrequenzausgang und Hochfrequenzsignale zu vier YIG-Abstimmungs-Resonatoren geführt werden, der ei nen abstimmbaren Bandpaßfilter und einen bezüglich der Bild signale verbesserten, doppelt-symmetrierten Mischer bildet. Ein Elektromagnet erzeugt ein magnetisches Gleichfeld, das über die vier YIG-Resonatoren gleichförmig ist, um die Reso nanzfrequenz der Resonatoren durchzustimmen. Der erste YIG- Resonator arbeitet als erste Stufe des Filters und in Kombi nation mit einer Signalführungsschaltung mit zwei PIN-Dioden bewirkt dieser eine Führung des Eingangssignales entweder zu dem Niederfrequenzausgang oder zu den nachfolgenden Stufen des Filters und Mischers. Der zweite YIG-Resonator arbeitet als zweite Stufe des Filters. Der dritte YIG-Resonator ar beitet als dritte Stufe des Filters. Ein vierter YIG-Reoso nator arbeitet als vierte Stufe des Filters sowie als ein das Bildsignalverhalten verbessernder, doppelt symmetrierter Mischer, der sowohl für die ungeradzahlige als auch für die geradzahlige Mischung und vorzugsweise für die umschaltbare ungeradzahlige oder geradzahlige harmonische Mischung fähig ist, ohne daß eine Mischervorspannung erforderlich wäre. Der Mischer kombiniert das Hochfrequenzeingangssignal mit einer Grundwelle oder einer Harmonischen eines gewobbelten Lokal oszillatorsignales zum Erzeugen eines Zwischenfrequenzaus gangssignales an einem Zwischenfrequenzausgang.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer bekannten Schaltung in einem Spektrumanalysator;

Fig. 1A ein schematisches Diagramm einer bekannten Mischer schaltung, die in der in Fig. 1 gezeigten Schal tung verwendet wird;

Fig. 1B ein schematisches Diagramm einer abweichenden, be kannten Mischerschaltung, die in der in Fig. 1 ge zeigten Schaltung verwendet wird;

Fig. 2 eine Kurve der Beziehung zwischen dem Hochfre quenzsignal, dem Lokaloszillatorsignal und dem Zwischenfrequenzsignal bei der bekannten Schal tung gemäß Fig. 1;

Fig. 3 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispieles eines signalführenden YIG-Abstimmungs-Resonator filters und einer das Bildsignalverhalten verbes sernden, doppelt symmetrierten Mischerschaltung, die gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist;

Fig. 4 eine perspektivische Darstellung eines signalfüh renden YIG-Abstimmungs-Resonatorfilters und einer bezüglich des Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten Mischerschaltung gemäß Fig. 3;

Fig. 5 ist eine vereinfachte Draufsichtdarstellung des signalführenden YIG-Abstimmungs-Resonatorfilters und der bezüglich des Bildfrequenzverhaltens ver besserten, doppelt symmetrierten Mischerschaltung gemäß Fig. 4;

Fig. 6 ist ein schematisches Diagramm eines Ausführungs beispieles einer signalführenden Schaltung, die vorzugsweise in dem signalführenden YIG-Abstim mungs-Resonatorfilter und in der bezüglich des Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt sym metrierten Mischerschaltung gemäß Fig. 4 enthalten ist;

Fig. 7 ist ein schematisches Diagramm eines Ausführungs beispiels eines bezüglich des Bildsignalverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG-Abstim mungs-Mischers, welcher innerhalb des signalfüh renden YIG-Abstimmungs-Resonatorfilters und der bezüglich des Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten Mischerschaltung gemäß Fig. 4 enthalten ist, welcher sowohl ungeradzahlige als auch geradzahlige harmonische Produkte eines Lo kaloszillatorsignales mit einem Hochfrequenzein gangssignal mischt, um ein geschaltetes vorbe stimmtes Zwischenfrequenzausgangssignal zu erzeu gen;

Fig. 8 ist eine detaillierte perspektivische Darstellung eines bezüglich des Bildfrequenzverhaltens ver besserten, doppelt symmetrierten YIG-Abstimmungs- Mischers, der in dem signalführenden YIG-Abstim mungs-Resonatorfilter und in der bezüglich des Frequenzverhaltens verbesserten, doppelt symme trierten Mischerschaltung gemäß Fig. 4 enthalten ist;

Fig. 9 welche die Fig. 9A, 9B und 9C umfaßt, ein schema tisches Diagramm zur Erleichterung des Verständ nisses der Betriebsweise des bezüglich des Bild frequenzsignalverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG-Abstimmungs-Mischers gemäß Fig. 7;

Fig. 10 ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbei spieles des bezüglich seines Bildfrequenzverhal tens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG-Ab stimmungs-Mischers, der ein Grundwellenprodukt oder ein Produkt einer ungeradzahligen Harmoni schen eines Lokaloszillatorsignales mit einem Hochfrequenzeingangssignal mischt, um ein vorbe stimmtes Zwischenfrequenzausgangssignal zu erzeu gen;

Fig. 11 welche die Fig. 11A, 11B und 11C umfaßt, ein sche matisches Diagramm zur Erleichterung des Verständ nisses der Betriebsweise des bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt sym metrierten YIG-Abstimmungs-Mischers gemäß Fig. 10;

Fig. 12 ein schematisches Diagramm eines abweichenden Aus führungsbeispieles des bezüglich seines Bildfre quenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrier ten YIG-Abstimmungs-Mischers, welcher ein Grund wellen-Produkt oder ein Produkt der ungeradzahli gen Harmonischen eines Lokaloszillatorsignals mit einem Hochfrequenzeingangssignal mischt, um ein vorbestimmtes Zwischenfrequenzausgangssignal zu erzeugen;

Fig. 13 welche die Fig. 13A, 13B und 13C umfaßt, ein sche matisches Diagramm zur Erleichterung des Verständ nisses der Betriebsweise des bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt sym metrierten YIG-Abstimmungs-Mischers gemäß Fig. 12;

Fig. 14 ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbei spieles eines bezüglich seines Bildfrequenzver haltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG- Abstimmungs-Mischers, welcher geradzahlige harmo nische Produkte eines Lokaloszillatorsignales mit einem Hochfrequenzeingangssignal mischt, um ein vorbestimmtes Zwischenfrequenzausgangssignal zu erzeugen; und

Fig. 15 welche die Fig. 15A, 15B und 15C umfaßt, ein sche matisches Diagramm zur Erleichterung des Verständ nisses der Betriebsweise des bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt sym metrierten YIG-Abstimmungs-Mischers gemäß Fig. 14.

Ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispieles einer signalführenden YIG-Abstimmungs-Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung gemäß der Erfindung ist in Fig. 3 in sei ner Gesamtheit mit dem Bezugszeichen 100 bezeichnet. Die signalführende YIG-Abstimmungs-Resonator-Filter- und -Mi scher-Schaltung 100 umfaßt einen elektronisch geschalteten YIG-Abstimmungs-Resonatorfilter, der mit einem doppelt sym metrierten, bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbes serten YIG-Abstimmungs-Mischer integriert ist, um die Ge schwindigkeitsprobleme und Zuverlässigkeitsprobleme beim mechanischen Schalten zu beseitigen und um die Empfindlich keit eines Spektrumanalysators zu erhöhen. Die signalfüh rende YIG-Abstimmungs-Resonator-Filter-Schaltung und -Mischerschaltung 100 umfaßt eine Diodenbrückenmischer schaltungstopologie und verwendet in bevorzugter Weise ein hohes Integrationsniveau. Die signalführende YIG-Abstim mungs-Resonator-Filterschaltung und -Mischerschaltung 100 kann beispielsweise in einem tragbaren Hochleistungs-Spek trumanalysator enthalten sein.

Wie dies in Fig. 3 dargestellt ist, umfaßt die signalfüh rende YIG-Abstimmungs-Resonatorfilter- und -Mischer-Schal tung 100 eine signalführende Schaltung 102 und eine YIG-Ab stimmungs-Vorauswahlschaltung 104 mit vier Kugeln, bei der die eingangsseitige Kugel in Kombination mit zwei PIN-Dio den-Mikrowellen-ICs (MICs) den üblichen mechanischen Mikro wellenrelaisschalter ersetzt. Die Vorauswahlschaltung 104 arbeitet als hochselektiver abstimmbarer Bandpaßfilter zur Dämpfung unerwünschter Mischprodukte, wie beispielsweise von Bildantwortsignalen und Mehrfachantwortsignalen. In Verbin dung mit den vier YIG-Kugeln arbeitet die integrierte mono lithische GaAs-Schottky-Diodenschaltung als hochwirksamer, bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesserter, dop pelt symmetrierter YIG-Abstimmungs-Mischer 105, welcher vor zugsweise isolierte Tore 106, 107 für eine gerade und eine ungerade Zwischenfrequenz hat. Um das gewünschte Mischpro dukt zu erhalten, wird die Vorabstimmschaltung 104 auf die Frequenz des Hochfrequenzeingangssignales abgestimmt, das richtige Lokaloszillatorsignal an den Mischer 105 angelegt und in Abhängigkeit von der gewünschten Zahl oder Ordnung der mischenden Harmonischen wird ein Zwischenfrequenzschal ter 108 an das geradzahlige oder an das ungeradzahlige Zwi schenfrequenztor 106 oder 107 des Mischers 105 geschaltet, um das vorbestimmte Zwischenfrequenzausgangssignal zu selek tieren.

Wie in Fig. 4 gezeigt ist, ist die signalführende YIG-Ab stimmungs-Resonatorfilter- und -Mischer-Schaltung 100 auf einen leitfähigen Chassis 109 befestigt, das typischerweise aus einem metallisierten Kunststoff oder einem metallisier ten Hochwiderstandsmetall aufgebaut ist. Die signalführende YIG-Abstimmungs-Resonatorfilter- und -Mischerschaltung 100 umfaßt vorzugsweise einen eingangsseitigen Resonator 110, einen ersten Zwischenresonator 112, einen zweiten Zwischen resonator 114 und einen Ausgangsresonator 116. Das Chassis 109 ist mit Öffnungen zur Befestigung der Resonatoren 110, 112, 114, 116 sowie der zugehörigen Schaltung versehen.

Die Resonatoren 110, 112, 114 und 116 sind in Reihe zwischen einem Eingang 118, an den Eingangssignale angelegt werden, und einem Zwischenfrequenzausgang 120 geschaltet, welcher vorzugsweise ungerade und gerade Zwischenfrequenztore 106 und 107 umfaßt. Vorzugsweise ist der Eingang 118 gleichfalls mit einem Niederfrequenzausgang 122 verbunden, wie nachfol gend erläutert werden wird. Der Eingang 118, der Zwischen frequenzausgang 120 und der Niederfrequenzausgang 122 können als Koaxialanschlüsse ausgebildet sein, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist.

Der Eingangsresonator 110 umfaßt eine YIG-Kugel 124, die zwischen einer Eingangskopplungsschleife 126 und einer Kopp lungsschleife 128 befestigt ist. Der Resonator 112 umfaßt eine YIG-Kugel 130, die zwischen einer Koppelschleife 128 und einer Koppelschleife 132 befestigt ist. Der Resonator 114 umfaßt eine YIG-Kugel 136, die zwischen einer Koppel schleife 132 und einer Koppelschleife 138 befestigt ist. Der Ausgangsresonator 116 umfaßt eine YIG-Kugel 120, die zwi schen einer Koppelschleife 138 und einer Ausgangskoppel schleife 142 befestigt ist. Die YIG-Kugeln 124, 130, 136 und 140 werden durch Tragstangen 144, 146, 148, 150 getragen, welche elektrisch isolierend und nicht-magnetisch sind.

Jede Koppelschleife 126, 128, 132, 138 und 142 ist leitfä hig. Die Eingangskoppelschleife 126 umfaßt eine Halbschlei fe, deren erstes Ende mit dem Eingang 118 verbunden ist. Die Koppelschleifen 128, 132 und 138 umfassen jeweils eine dop pelte Halbschleife zur Verbindung der aufeinanderfolgenden Resonatoren. Die Ausgangskoppelschleife 142 hat eine Voll schleifenstruktur, die wirkungsmäßig einer Halbschleife äquivalent ist, die mit einem Zwischenfrequenzausgang 120 verbunden ist. Die Eingangskoppelschleife und die Ausgangs koppelschleife eines jeden Resonators sind vorzugsweise senkrecht zueinander angeordnet, jedoch können sie von der Senkrechten um bis zu 100 abweichend angeordnet werden, ohne daß dies das Betriebsverhalten in einem merkbaren Umfang be einträchtigt. Wie dies in Fig. 4 gezeigt ist, sind die Kop pelschleifen 126, 128, 132, 138 und 142 in einer Zickzack anordnung angeordnet, um einen gewünschten Abstand zwischen den benachbarten Resonatoren 110, 112, 114 und 116 zu errei chen.

Während ein erstes Ende der Eingangskoppelschleife 126 mit dem Eingang 118 verbunden ist, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist, ist ein zweites Ende der Koppelschleife 126 vorzugs weise mit der Signalführungsschaltung 102 verbunden. Ande rerseits koppelt die Koppelschleife 102 Eingangssignale in dem Frequenzbereich zwischen 0 und 2,9 GHz beispielsweise mit einem Niederfrequenzausgang 122, an den ein üblicher Niederfrequenzsignalverarbeitungsabschnitt (nicht darge stellt) angeschlossen werden kann. Andererseits bewirkt die Signalführungsschaltung 102, daß Hochfrequenzeingangssignale mit einer Frequenz oberhalb von 2,6 GHz von der Eingangs koppelschleife 126 durch die YIG-Kugel 124 zu der Koppel schleife 128 gekoppelt werden. Die Signalführungsschaltung 102 wird nachfolgend detaillierter erläutert. Bei einem ab weichenden Ausführungsbeispiel, bei dem lediglich hochfre quente Signale zu verarbeiten sind, könnte die Signalfüh rungsschaltung 102 entfallen, wobei das zweite Ende der ein gangsseitigen Koppelschleife 126 mit Masse (Bezugspotential) zu verbinden wäre.

Gemäß Fig. 5 wird ein äußeres magnetisches Gleichfeld H₀ an die Resonatoren 110, 112, 114 und 116 angelegt (welche in Fig. 5 durch die YIG-Kugeln 124, 130, 136 und 140 darge stellt sind). Das magnetische Gleichfeld H₀ wird durch einen Elektromagneten 160 mit einer Spule 162 erzeugt. Die Resona toren 110, 112, 114 und 116 sind in einem Spalt zwischen einem festen Polstück 164 und einem drehbaren Polstück 166 angeordnet. Die Resonatoren 110, 112, 114 und 116 sind vor zugsweise in einer Ebene senkrecht zur Richtung des magne tischen Gleichfeldes H₀ angeordnet. Durch Verändern der Größe des magnetischen Gleichfeldes H₀ durch Steuerung des Stromes, der durch die Spule 162 des Elektromagneten 160 fließt, wird die Resonanzfrequenz der Resonatoren 110, 112, 114 und 116 über den gewünschten Frequenzbereich abgestimmt. Insbesondere wird bei Zunahme des magnetischen Gleichfeldes H₀ die Resonanzfrequenz erhöht.

Wie wiederum in Fig. 4 gezeigt ist, sind die YIG-Kugeltrag stangen 144, 146, 148 und 150 auf Kugelpositionieranordnun gen 184, 186, 188 und 190 befestigt. Die Kugelpositionier anordnungen 184, 186, 188 und 190 ermöglichen die Einstel lung der jeweiligen Position der YIG-Kugeln 124, 130, 136 und 140 in den drei kartesischen Richtungen (d. h. längs der X-, Y- und Z-Achse) sowie die Drehung der jeweiligen YIG- Kugeln. Die Kugelpositionieranordnungen 184, 186, 188 und 190 gewährleisten, daß jede YIG-Kugel in optimaler Weise be züglich der eingangsseitigen und der ausgangsseitigen Kop pelschleife angeordnet ist. Darüber hinaus ermöglichen die Kugelpositionieranordnungen 184, 186, 188 und 190, daß die YIG-Kugeln 124, 130, 136 und 140 gedreht werden, so daß die Kristallachse einer jeden YIG-Kugel eine gewünschte Orien tierung bezüglich des magnetischen Gleichfeldes H₀ hat.

Eine beispielshafte Ausführung der signalführenden YIG-Ab stimmungs-Resonatorfilter- und -Mischerschaltung 100, die in Fig. 4 gezeigt ist, hat YIG-Kugeln 124, 130, 136, 140 mit Durchmessern von ungefähr 0,3 mm, wobei der Radius einer je den Koppelschleife 126, 128, 132, 138 und 142 ungefähr 0,4 mm beträgt. Die YIG-Kugeltragstangen 144, 146, 148 und 150 be stehen vorzugsweise aus Aluminiumoxid. Die Enden der Koppel schleifen 128, 132 und 138 sind mit Masse verbunden.

Während des Betriebes bewirkt ein an dem Eingang 118 empfan genes Eingangssignal einen Stromfluß durch die eingangssei tige Koppelschleife 126. Bei dem bevorzugten Ausführungsbei spiel, welches die Signalführungsschaltung 102 beinhaltet, wird jegliches Eingangssignal mit einer Frequenz zwischen 0 und 2,9 GHz beispielsweise von der Eingangskoppelschleife 126 durch die Signalführungsschaltung 102 zu dem Niederfre quenzausgang 122 geführt. Jegliches Eingangssignal mit einer Frequenz zwischen 2,7 und 26,5 GHz führt beispielsweise zu einem Hochfrequenzstrom in der Eingangskoppelspule 126, der ein magnetisches Hochfrequenzfeld in der Nähe der YIG-Kugel 124 erzeugt. Bei Nicht-Vorliegen der YIG-Kugel 124 wird das magnetische Hochfrequenzfeld nicht in die senkrechte Koppel schleife 128 eingekoppelt. Wenn jedoch ein von außen ange legtes magnetisches Gleichfeld H₀ bewirkt, daß die YIG-Kugel 124 eine Resonanzfrequenz hat, die der Frequenz des hochfre quenten Eingangssignales gleicht oder ungefähr dieser ähnelt, so bewirkt das Hochfrequenzsignal, daß die Dipole in der YIG-Kugel 124 bei der Frequenz des Hochfrequenzsignales präzedieren. Die präzedierenden Dipole erzeugen ein zirkular polarisiertes Hochfrequenzmagnetfeld, welches in die Koppel schleife 128 gekoppelt wird. Daher läßt der Resonator 110 Hochfrequenzsignale durch, die die gleiche oder ungefähr die gleiche Frequenz wie die Resonanzfrequenz der YIG-Kugel 124 haben. Die Resonatoren 112, 114 und 116 arbeiten in der gleichen Art, um einen hochselektiven, abstimmbaren Hoch frequenzbandpaßfilter zu schaffen. Durch Änderung des magne tischen Gleichfeldes H₀ in Reaktion auf die Veränderung des Stromes durch die Spule 162 des Elektromagneten 160 wird das Durchlaßband des abstimmbaren Bandpaßfilters, der die Reso natoren 110, 112, 114 und 116 umfaßt, über einen breiten Frequenzbereich durchgestimmt.

Bei dem Ausführungsbeispiel der signalführenden YIG-Abstim mungs-Resonatorfilter- und -Mischerschaltung 100 gemäß Fig. 4 umfaßt der Ausgangsresonator 116 einen bezüglich der Bild frequenzen verbesserten, doppelt symmetrierten YIG-Abstim mungs-Mischer 105. Ein Lokaloszillatorsignal wird an den Mi scher 105 durch einen Lokaloszillator 194 und eine Mikro streifenleitungsschaltung 196 angelegt. Der Lokaloszilla toreingang 194 kann als Koaxialverbindung ausgebildet sein, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist. Vorzugsweise ist das Zwi schenfrequenzausgangssignal des Mischers 105 in Abhängigkeit davon unterteilt, ob ein Mischprodukt einer ungeraden oder geraden Harmonischen erzeugt wird, und erscheint an dem Zwi schenfrequenzausgang 120, welcher das ungerade Zwischenfre quenztor 106 und das gerade Zwischenfrequenztor 107 auf weist. Der Mischer 105 wird detailliert später beschrieben. Zunächst wird jedoch die Signalführungsschaltung 102 erläu tert.

Vorzugsweise wird ein mechanischer Mikrowellenrelaisschalter dadurch vermieden, daß die Signalführungsschaltung 102 mit doppelten Nebenschluß-PIN-Dioden mit der ersten Stufe des YIG-Abstimmungs-Resonatorfilters der signalführenden YIG- Abstimmungs-Resonatorfilter- und -Mischer-Schaltung 100 in tegriert wird, wie dies in Fig. 3 gezeigt ist. Gemäß einem Aspekt der Erfindung hat die Signalführungsschaltung 102 die folgende Schaltungsanordnung und schafft entweder die ge wünschte Niederfrequenzband-Schaltbetriebsweise oder die ge wünschte Hochfrequenzband-Schaltbetriebsweise, wie dies nachfolgend erläutert wird. Wie in Fig. 6 gezeigt ist, brei ten sich die an den Eingang 118 angelegten Eingangssignale durch die eingangsseitige Koppelschleife 126 aus. Die ein gangsseitige Koppelschleife 126 schafft in Verbindung mit der Signalführungsschaltung 102 und dem zugeordneten Vor spannungsnetzwerk 202 einen elektronischen Schalter mit niedriger Dämpfung zum Durchführen der niederfrequenten Ein gangssignale zu dem Niederfrequenzausgang 122 und zum Kop peln der hochfrequenten Eingangssignale durch den Eingangs resonator 110 an die Koppelschleife 128 zum Zwecke der Ab wärtswandlung, wie nachfolgend genauer beschrieben werden wird.

Andererseits werden beispielsweise Eingangssignale in dem Frequenzbereich zwischen 0 und 2,9 GHz zu dem Niederfre quenzausgang 122 mit einer maximalen Dämpfung von einem dB geführt. Andererseits werden hochfrequente Eingangssignale in dem Frequenzbereich zwischen 2,7 und 26,5 GHz an den Eingangsresonator 110 durch die Eingangskoppelschleife 126 gekoppelt. Wie dies in den Fig. 4 und 6 gezeigt ist, umfaßt die Signalführungsschaltung 102 eine erste Übertragungslei tung TL₁ und eine zweite Übertragungsleitung TL₂, die in Reihenschaltung zwischen dem zweiten Ende der Eingangskop pelschleife 126 und dem Niederfrequenzausgang 122 geschaltet sind. Die Signalführungsschaltung 102 umfaßt einen Konden sator C₁ und eine Diode D₁, die in Reihe zwischen der Ver bindung des zweiten Endes der Eingangskoppelschleife 126 und der ersten Übertragungsleitung TL₁ einerseits und Masse an dererseits geschaltet sind. Die Signalführungsschaltung 102 umfaßt einen Kondensator C₂ und eine Diode D₂, die in Reihe zwischen dem Verbindungspunkt zwischen der ersten und zwei ten Übertragungs TL₁ und TL₂ einerseits und Masse anderer seits geschaltet sind. Die Dioden D₁ und D₂ sind vorzugswei se PIN-Dioden. Ferner umfaßt die Signalführungsschaltung 102 ein Vorspannungsnetzwerk 202. Das Vorspannungsnetzwerk 202 hat einen Widerstand R₁, der mit seinem ersten Ende an den Verbindungspunkt des Kondensators C₁ und der Diode D₂ ange schlossen ist, und einen Widerstand R₂, dessen erstes Ende mit dem Verbindungspunkt des Kondensators C₂ und der Diode D₂ verbunden ist, wobei jeder der Widerstände R₁ und R₂ mit seinem zweiten Ende an das erste Ende eines Widerstandes R₃ angeschlossen sind. Das zweite Ende des Widerstandes R₃ ist mit einem ersten Ende einer Induktivität L verbunden, welche vorzugsweise aus einer Reihenschaltung der Spulen L₁, L₂, L₃ und L₄ besteht, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist. Ein Kon densator C₃ ist zwischen einem zweiten Ende der Induktivität L und Masse geschaltet. Eine Vorspannung V+ wird wahlweise mit dem zweiten Ende der Induktivität L verbunden, um gleichzeitig die Dioden D₁ und D₂ derart vorzuspannen, daß sie eingeschaltet werden. Anderenfalls sind die Dioden D₁ und D₂ ausgeschaltet.

Während des Betriebes werden Niederfrequenzeingangssignale zwischen 0 und 2,9 GHz zu dem Niederfrequenzausgang 122 ge führt und damit zu dem Niederfrequenzsignalverarbeitungsab schnitt (nicht dargestellt) geführt, indem die Dioden D₁ und D₂ durch entsprechende Vorspannung ausgeschaltet werden. Die Kombination der Induktivitäten der eingangsseitigen Koppel schleife 126 und der Übertragungsleitungen TL₁ und TL₂ sowie der ausgeschalteten Kapazitäten der Dioden D₁ und D₂ schafft einen Tiefpaßfilter, welcher lediglich in einem geringen Ausmaß (d. h. mit einer Einfügungsdämpfung 1 dB) Eingangs signale von beispielsweise unter 2,9 GHz beeinträchtigt, die zu dem Niederfrequenzausgang 122 laufen.

Für Hochfrequenzeingangssignale zwischen 2,7 und 26,5 GHz werden die Dioden D₁ und D₂ in Vorwärtsrichtung vorgespannt (eingeschaltet), indem eine Vorspannung V+ angelegt wird, wodurch eine niedrige Impedanz an dem zweiten Ende der ein gangsseitigen Koppelschleife 126 gebildet wird. Dies gewähr leistet eine effektive Kopplung der hochfrequenten Eingangs signale mit der YIG-Kugel 124.

Genauer betrachtet arbeitet die Signalführungsschaltung 102 folgendermaßen: eingangsseitige Signale in dem Frequenzbe reich von 0 bis 2,9 GHz, die an den Eingang 118 angelegt werden, fließen durch die eingangsseitige Koppelschleife 126. Bei Rückwärtsvorspannung (Ausschalten) der Dioden D₁ und D₂ schaffen die ausgeschalteten Kapazitäten der Dioden D₁ und D₂ in Verbindung mit den Induktivitäten der eingangs seitigen Koppelschleife 126 und der ersten und zweiten Über tragungsleitung TL₁ und TL₂ ein Tiefpaßfilter mit niedriger Dämpfung mit einer Grenzfrequenz von 6 GHz. Daß Vorspan nungsnetzwerk 202 ist derart konfiguriert, daß mit anstei gender Frequenz der Eingangssignale beispielsweise oberhalb von 100 MHz und bei damit abnehmenden Impedanzen der Kon densatoren C₁ und C₂, die Widerstände R₁, R₂ und R₃ als Last an der Verbindung zwischen dem zweiten Ende der eingangs seitigen Koppelschleife 126 und der Übertragungsleitung TL₁ erscheinen. Zusätzlich erhöhen die Induktivität L, welche die Spulen L₁, L₂, L₃ und L₄ umfaßt, sowie der Kondensator C₃ die wirksame Impedanz, die durch die Widerstände R₁, R₂ und R₃ den Kondensatoren C₁ und C₂ bei ansteigender Frequenz der Eingangssignale dargeboten wird.

Für Hochfrequenzeingangssignale in dem Frequenzbereich von 2,7 bis 26,5 GHz werden die Dioden D₁ und D₂ in Vorwärts richtung vorgespannt (eingeschaltet). Demgemäß erzeugt die Diode D₁ eine sehr niedrige Impedanz am zweiten Ende der eingangsseitigen Koppelschleife 126, wodurch bewirkt wird, daß hochfrequente Eingangssignale durch die YIG-Kugel 124 mit der Koppelschleife 128 koppeln. Da der Niederfrequenz ausgang 122 mit einer unbekannten Impedanz parallel zu der Serienkombination der Diode D₁ und des Kondensators C₁ und mit der zugeordneten Verbindungsinduktivität geschaltet ist, könnte bei einigen Frequenzen innerhalb des Frequenzbandes von 2,7 bis 26,5 GHz eine Parallelresonanz auftreten, falls der Kondensator C₂ und die Diode D₂ nicht vorgesehen wären.

Jedoch wird durch die Gegenwart der Diode D₂, die in Vor wärtsrichtung vorgespannt ist (eingeschaltet ist) und des Kondensators C₂ die unbekannte Impedanz, die mit dem nieder frequenten Ausgang 122 verbunden ist, durch die Serienkom bination des Kondensators C₂ und des niedrigen eingeschal teten Widerstandes der Diode D₂ belastet, wodurch jegliche mögliche Parallelresonanz des Kondensators C₁ und der Diode D₁ mit einer unbekannten Impedanz, die mit dem niederfre quenten Ausgang 122 verbunden ist, vermieden wird.

Wie in Fig. 4 gezeigt ist, wird bei der signalführenden YIG-Abstimmungs-Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung 100 ein vierstufiger YIG-Abstimmungs-Bandpaßfilter oder eine Vorauswahlschaltung 104, welche die Resonatoren 110, 112, 114 und 116 umfaßt, verwendet, um eine hohe Selektivität zu erzielen ( 90 dB Dämpfung der Bild- und Vielfachmisch-Pro dukte). Hochfrequente Eingangssignale im Frequenzbereich von 2,7 bis 26,5 GHz werden durch eine erste, zweite und dritte Stufe der Vorauswahlschaltung 104 gefiltert und dann an die vierte Stufe angelegt. Die vierte Stufe umfaßt einen Reso nator 116, der sowohl als vierte Filterstufe als auch als ein Element des bezüglich des Bildfrequenzverhaltens ver besserten, doppelt symmetrierten YIG-Abstimmungs-Mischers 105 arbeitet, um hochfrequente Eingangssignale zu einem vor bestimmten zwischenfrequenten Ausgangssignal herabzumischen.

Fig. 7 zeigt ein schematisches Diagramm der vierten Stufe der Vorauswahlschaltung 104 sowie des bezüglich des Bild frequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG-Abstimmungs-Mischers 105. Wie in den Fig. 4, 7 und 8 gezeigt ist, umfaßt der Mischer 105 die zweite Halbschleife der Koppelschleife 138 und die vollständige Ausgangskoppel schleife 142. Die Ausgangskoppelschleife 142 wird an einem ersten Ende durch einen Kondensator C₄ und an einem zweiten Ende durch eine monolithische integrierte GaAs-Diodenschal tung mit einer Diodenbrücke abgeschlossen, welche die Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ umfaßt. Die Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ sind vorzugsweise Schottky-Dioden. Es ist keine Vorspannung der Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ erforderlich. Der Mischer 105 um faßt Kondensatoren C₅, welche zwischen den jeweiligen Enden des Kondensators C₄ und Masse geschaltet ist. Der Mischer 105 umfaßt eine erste Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung 302, deren Eingang parallel zu einem Kondensator C₄ an dem ersten Ende der ausgangsseitigen Koppelschleife 142 geschal tet ist. Die Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung 302 arbei tet als Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung für geradzahlige Harmonische. Ein Ausgang der Zwischenfrequenzsymmetrier schaltung 302 ist mit dem Tor 107 für die geradzahlige Zwi schenfrequenz verbunden.

Wie dies in den Fig. 4 und 7 gezeigt ist, umfaßt der bezüg lich des Bildfrequenzverhaltens verbesserte, doppelt symme trierte YIG-Abstimmungs-Mischer 105 ferner einen Kondensator C₆, der über die Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ geschaltet ist. Der Mischer 105 umfaßt Kondensatoren C₇, die in Reihe über den Kondensator C₆ geschaltet sind. Der Verbindungs punkt zwischen den Kondensatoren C₇ ist mit dem Lokaloszil latoreingang 194 verbunden.

Der bezüglich der Bildfrequenzen verbesserte, doppelt symme trierte YIG-Abstimmungs-Mischer 105 umfaßt Induktivitäten L₅ und L₆ die mit ihrem ersten Ende an jeweilige Verbindungs punkte des Kondensators C₆ einerseits und der Kondensatoren C₇ andererseits angeschlossen sind. Der Mischer 105 umfaßt eine zweite Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung 304, deren Eingang über die zweiten Enden der Induktivitäten L₅ und L₆ geschaltet sind. Die Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung 304 arbeitet als Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung für die Grundwelle und für ungeradzahlige Harmonische. Ein Ausgang der Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung 304 ist mit dem Tor 106 für die ungeradzahlige Zwischenfrequenz verbunden. Letztlich umfaßt der Mischer 105 Kondensatoren C₈, die zwi schen jeweilige Verbindungspunkte der Induktivität L₅ und der Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung 304 und der Induk tivität L₆ sowie der Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung 304 einerseits und Masse andererseits geschaltet sind.

Die YIG-Kugel 140 formt das Hochfrequenzeingangssignal, das durch die Koppelschleife 138 fließt, in einen symmetrierten, kreisförmigen Strom um, der in der Ausgangskoppelschleife 142 über den Kondensator C₄ fließt. Die Kombination der Ausgangskoppelschleife 142 und des Kondensators C₄ arbeitet wirksam als abstimmbare Mikrowellensymmetrierschaltung. Das zirkulierende hochfrequente Eingangssignal mischt sich mit dem an den Lokaloszillatoreingang 194 angelegten Lokalos zillatorsignal oder mit geeigneten Harmonischen des Lokal oszillatorsignales, um dadurch ein ungeradzahliges oder ge radzahliges harmonisches Mischprodukt an den ungeradzahligen oder geradzahligen Zwischenfrequenztoren 106 oder 107 zu er zeugen.

Um die bezüglich der Bildfrequenzen oder der vielfachen Mischprodukte wirkende Verbesserung zu erreichen, sind Kon densatoren C₄ und C₆ vorgesehen, welche hochfrequente Misch produkte (d. h. 3 GHz) zurück zu dem Mischer 105 reflek tieren, so daß ein erneutes Mischen stattfindet, wodurch sich ein hochwirksamer Mischer ergibt. Das einzige Mischpro dukt, das zu dem ungeradzahligen oder geradzahligen Zwi schenfrequenztor 106 oder 107 fließt, ist das vorbestimmte Zwischenfrequenzsignal (z. B. f_ZF = 310,7 MHz). Wie in Fig. 7 dargestellt ist, wird die Auswahl des gewünschten harmoni schen Mischproduktes durch Abstimmung der Vorauswahlschal tung 104 auf das hochfrequente Eingangssignal, durch Anlegen des richtigen Lokaloszillatorsignales an den Mischer 105 und durch Schalten des Zwischenfrequenzschalters 108 auf das un geradzahlige oder geradzahlige Zwischenfrequenztor 106 oder 107 erreicht.

Das Lokaloszillatorsignal und das ungeradzahlige harmonische Zwischenfrequenzsignal werden durch die Kondensatoren C₇, C₈ sowie die Induktivitäten L₅, L₆ gediplext. Die Knoten 1, 2, 5 und 6 bilden virtuelle Massetore für das Hochfrequenz eingangssignal. Die Knoten 5 und 6 sind Wechselstrommasse knoten für das Lokaloszillatorsignal, um einen Lokaloszil latorrückweg durch die Kondensatoren C₅ zu schaffen. Unge radzahlige harmonische Mischprodukte fließen in den Knoten 1 hinein und aus dem Knoten 2 heraus. Die Knoten 3 und 4 sind virtuelle Massetore für ungeradzahlige harmonische Mischpro dukte (d. h. f_ZF=(2n+1)f_LO±f_HF). Der Kondensator C₆ liefert einen Kurzschluß für ungeradzahlige Zwischenprodukte bei ho her Frequenz. Der Hochfrequenzkurzschluß reflektiert hoch frequente ungeradzahlige harmonische Mischprodukte zurück zu dem Mischer 105 vor dem erneuten Mischen. Dieses erneute Mi schen erhöht den Wirkungsgrad des Mischers 105 bei der vor bestimmten Zwischenfrequenz (d. h. Bild- und Vielfach-Ver besserung). Gleichzeitig kann das vorbestimmte Zwischen frequenzsignal zu der Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung 304 fließen. Geradzahlige Mischprodukte fließen aus dem Knoten 6 heraus in den Knoten 5 hinein. Gleichfalls sind die Knoten 1 und 2 virtuelle Massetore für geradzahlige harmo nische Mischprodukte (d. h. f_ZF=2nf_LO±f_HF). Der Kondensator C₄ liefert einen Kurzschluß für harmonische Zwischenfre quenzprodukte bei hohen Frequenzen. Der Hochfrequenzkurz schluß reflektiert hochfrequente geradzahlige harmonische Mischprodukte zurück zu dem Mischer 105 für ein erneutes Mischen. Dieses erneute Mischen verbessert den Wirkungsgrad des Mischers 105 bei der vorbestimmten Zwischenfrequenz (d. h. Bild- und Vielfachverbesserung), und ermöglicht, daß lediglich die vorbestimmte Zwischenfrequenz zu der Zwi schenfrequenzsymmetrierschaltung 302 fließt. Ungeradzahlige und geradzahlige Zwischenfrequenztore 106 und 107 sind iso liert. Daher belastet das Tor 106 für die ungeradzahlige Zwischenfrequenz nicht das Tor 107 für die ungeradzahlige Zwischenfrequenz, und umgekehrt.

Die Signalwege für Lokaloszillator-Hochfrequenz- und gerade sowie ungerade Zwischenfrequenz -Ströme können detaillierter in Verbindung mit dem vereinfachten schematischen Diagramm des bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG-Abstimmungs-Mischers gemäß Fig. 9A nachvollzogen werden. Das Lokaloszillatorsignal wird durch die Kondensatoren C₇ angelegt. Eine Kombination von Induk tivitäten L₅ und L₆ und Kondensatoren C₈ erscheint als hohe Impedanz für das Lokaloszillatorsignal und hat aus diesem Grunde nur eine geringe Wirkung auf die Lokalosillatorsig nalleistung. Der Lokaloszillatorstrom fließt durch die Dio den D₄ und D₆ während des positiven Halbzyklus des Lokal oszillatorsignales und durch die Dioden D₃ und D₅ während des negativen Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales, wobei diese in Reihe mit der Ausgangskoppelschleife 142 und den Kondensatoren C₅ liegen, wodurch abwechselnd die jeweiligen Diodenpaare in ihre leitfähigen Zustände vorgespannt werden. Das Lokaloszillatorsignal ist von dem Hochfrequenzeingang, der die zweite Halbschleife der Koppelspule 138 umfaßt, iso liert, da die vollständige Ausgangskoppelschleife 142 senk recht zu der Koppelschleife 138 liegt. Der Lokaloszillator strom fließt in einer Gleichtaktbetriebsart durch die Aus gangskoppelschleife 142. Die YIG-Kugel 140 wird auf die Fre quenz des hochfrequenten Eingangssignales abgestimmt.

Jede Diode D₃, D₄, D₅ und D₆ kann als zeitlich veränderliche Konduktanz dargestellt werden, wie dies in Fig. 9B bezeich net ist. Die Konduktanz g(t) stellt die zeitabhängige Kon duktanz der Dioden D₄ und D₆ dar, welche von dem positiven Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales getrieben werden. In ähnlicher Weise werden die Dioden D₃ und D₅ durch den nega tiven Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales getrieben, wo bei deren Konduktanz durch g(t+T/2) dargestellt ist, wobei T die Periodendauer des Lokaloszillatorsignales ist.

Das hochfrequente Eingangssignal von der dritten Filterstufe wird an die zweite Halbschleife der Koppelschleife 138 ange legt. Dies induziert einen symmetrierten zirkulierenden Hochfrequenzstrom in der vollständigen Ausgangskoppelschlei fe 142. Der Knoten 1, der Knoten 2, der Knoten 3 und der Knoten 4 sind virtuelle Massetore für das Hochfrequenzein gangssignal. Daher ist das Hochfrequenzeingangssignal sowohl von dem Lokaloszillatoreingang 194 als auch von dem ungera den sowie dem geraden Zwischenfrequenztor 106 und 107 iso liert.

Wie dies in Fig. 9B dargestellt ist, sind die Ströme durch die Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ durch folgende Gleichungen dargestellt:

i₁(t) = V_HF·g(t+T/2)
i₂(t) = V_HF·g(t)
i₃(t) =-V_HF·g(t+T/2)
i₄(t) =-V_HF·g(t).

Durch Durchführen der Fouriertransformation der obigen Glei chungen können die Ströme bei den Frequenzen des Lokalos zillatorsignales, des Hochfrequenzeingangssignales und sämt licher Kombinationen der Mischprodukte analysiert werden. Das Sternchensymbol (*) in der nachfolgenden Gleichung stellt eine Faltungsfunktion dar.

i₁(f) = V_HF(f)*G(f)·exp(j2πfT/2)
i₂(f) = V_HF(f)*G(f)
i₃(f) =-V_HF(f)*G(f)·exp(j2πfT/2)
i₄(f) =-V_HF(f)*G(f).

Die Ströme i₁(f), i₂(f), i₃(f) und i₄(f), die in Fig. 9C dargestellt sind, stellen sämtliche möglichen Mischprodukte zwischen dem Lokaloszillatorsignal und dem Hochfrequenzein gangssignal in dem Frequenzbereich dar.

Die Ströme I₁(f), I₂(f), I₃(f) und I₄(f) sind nachfolgend als Ströme dargestellt, die aus der Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ in die Knoten 1 bis 4 fließen:

I₁(f) = i₁(f) - i₂(f) = V_HF(f)*G(f) [exp(jπfT)-1]
I₂(f) = i₄(f) - i₃(f) = V_HF(f)*G(f) [exp(jπfT)-1]
I₃(f) = i₁(f) - i₄(f) = V_HF(f)*G(f) [exp(jπfT)+1]
I₄(f) = i₂(f) - i₃(f) = V_HF(f)*G(f) [exp(jπfT)+1].

Im Falle eines Spektrumanalysators, bei dem das Lokaloszil latorsignal ein rein sinusförmiges Signal ist, können diese Gleichungen folgendermaßen reduziert werden:

Da in den Gleichungen 1 und 2 f_LO=1/T gilt, reduziert sich die Gleichung [exp(jnπf_LOT)-1] zu dem Ausdruck [exp(jnπ)-1], wobei dieser Ausdruck einen Realteil hat, der gleich Null ist, wenn n einer geraden Zahl entspricht. Gleichfalls re duziert sich der Ausdruck [exp(jnπf_LOT)+1] zu dem Ausdruck [exp(jnπ)+1], wobei dieser Ausdruck einen Realteil hat, der gleich Null ist, wenn n einer ungeraden Zahl entspricht. Die Gleichungen 1 und 2 können zu folgenden Gleichungen redu ziert werden:

Aus der Gleichung 3 ist es offenkundig, daß der Realteil des Stromes, der in die Knoten 1 und 2 fließt, lediglich die ungeraden Harmonischen des Lokaloszillatorsignales gemischt mit dem hochfrequenten Eingangssignal sind. Die geraden har monischen Mischprodukte sind beseitigt. In ähnlicher Weise ist es von der Gleichung 4 offenkundig, daß der Realteil der Ströme, die in die Knoten 3 und 4 fließen, lediglich die ge raden Harmonischen des Lokaloszillatorsignales umfaßt, die mit dem hochfrequenten Eingangssignal gemischt sind. Die un geraden harmonischen Mischprodukte sind beseitigt. Dement sprechend ist der Mischer 105 ein doppelt symmetrierter Mi scher, der als ungerader und gerader harmonischer Mischer mit ungeraden und geraden harmonischen Toren arbeitet, die voneinander isoliert sind. Die Parameterwerte der Elemente der signalführenden Schaltung 102 und des bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG-Abstimmungs-Mischers 105 hängen von dem Frequenzbereich ab, über den die signalführende YIG-Abstimmungs-Resonator filter- und -Mischerschaltung 100 arbeiten soll. Im Falle einer Implementierung der signalführenden YIG-Abstimmungs- Resonatorfilter- und -Mischerschaltung 100, die im Frequenz bereich zwischen 0 und 26,5 GHz arbeiten soll, haben die Elemente die folgenden Parameterwerte:

Kondensatoren:

C₁ = 27 pf
c₂ = 250 pf
C₃ = 1500 pf
C₄ = 6 pf
C₅ = 4 pf
C₆ = 4 pf
C₇ = 5 pf
C₈ = 4 pf

Induktivitäten:

L(L₁, L₂, L₃, und L₄) = 40 nh
L₅ = 8 nh
L₆ = 8 nh

Widerstände:
R₁ = 10 Ω
R₂ = 10 Ω
R₃ = 350 Ω.

Eine derartige Implementierung der signalführenden YIG-Ab stimmungs-Resonatorfilter- und -Mischerschaltung 100 liefert einen Spektrumanalysator, der eine verbesserte Empfindlich keit von typischerweise <-144 dBm/Hz und verbesserte Fre quenzantwortverhalten von typischerweise <+2,2 dB hat.

Die Auswahl der richtigen Mischprodukte wird durch Abstimmen der Vorabstimmungsschaltung 104 auf die Frequenz des inter essierenden Hochfrequenzeingangssignales, durch Auswählen der richtigen Lokaloszillatorfrequenz und durch Schalten des Zwischenfrequenzschalters 108 auf das richtige ungerade oder gerade Zwischenfrequenztor 106 oder 107 durchgeführt. In Fig. 7 ist ein Beispiel eines Grundwellenmischens folgender maßen dargestellt:

f_HF = 4 GHz (Vorauswahlschaltung 104 ist auf 4 GHz abge stimmt)

f_LO = 4,3 GHz.

Knoten 1 und Knoten 2: lediglich ungerade harmonische Misch produkte f_ZF = (2n+1) f_ZF±f_HF (es existieren keine gerad zahligen harmonischen Mischprodukte bei den Knoten 1 und 2).

Für n = 0 gilt:
4,3 ± 4 GHz
8,3 GHz (durch den Kondensator C₆ zurückzirkuliert),
0,3 GHz (fließt durch die Zwischenfrequenz symmetrierschaltung 304).

Für n = 1:
12 ± 4,3 GHz
16,3 GHz (durch den Kondensator C₆ zurückzirkuliert),
7,7 GHz (durch den Kondensator C₆ zurückzirkuliert).

Es gibt keine ungeraden harmonischen Mischprodukte bei den Knoten 5 und 6.

Für n = 1 gilt:
8,3 ± 4 GHz
12,3 GHz (durch den Kondensator C₄ zurückzirkuliert),
4,3 GHz (durch den Kondensator C₄ zurückzirkuliert).

Für n = 2, 3, 4, . . ., m ist das Ergebnis das gleiche.

Daher ist der Zwischenfrequenzschalter 108 an das ungerade Zwischenfrequenztor 106 angeschlossen.

Ein Beispiel der zweiten harmonischen Mischung ist Folgen des:

f_HF = 8,3 GHz (die Vorabstimmschaltung 104 ist auf 8,3 GHz abgestimmt)

f_LO = 4 GHz (zweites harmonisches Mischen).

Knoten 1 und 2: lediglich ungerade harmonische Mischprodukte f_ZF=(2n+1)f_LO±f_HF (es gibt keine geraden harmonischen Misch produkte bei den Knoten 1 und 2).

Für n = 0 gilt:
4 ± 8,3 GHz
12,3 GHz (durch den Kondensator C₆ zurückzirkuliert),
4,3 GHz (durch den Kondensator C₆ zurückzirkuliert).

Für n = 1 gilt:
12 ± 8,3 GHz
20,3 GHz (durch den Kondensator C₆ zurückzirkuliert),
3,7 GHz (durch den Kondensator C₆ zurückzirkuliert).

Knoten 5 und 6 : lediglich gerade harmonische Mischprodukte f_ZF=2nf_LO±f_HF (es gibt keine ungeraden harmonischen Misch produkte an den Knoten 5 und 6).

Für n = 1 gilt:
|8 ± 8,3| GHz
0,3 GHz (fließt zu der Symmetrierschaltung 302 für die gerade Zwischenfrequenz),
16,3 GHz (durch den Kondensator C₄ zurückzirkuliert).

Für n = 2 gilt:
|16 ± 8,3| GHz
24,3 GHz (durch den Kondensator C₄ zurückzirkuliert),
7,7 GHz (durch den Kondensator C₄ zurückzirkuliert).

Daher ist der Zwischenfrequenzschalter 108 mit dem Zwischen frequenztor 107 verbunden.

Die gemessene Umwandlungsdämpfung der obigen Implementierung der signalführenden YIG-Abstimmungs-Resonatorfilter- und -Mischerschaltung 100 betrug 12 dB für das Grundwellenmi schen, 14 dB für das Mischen mit der zweiten Harmonischen, 16 dB für das Mischen mit der vierten Harmonischen. Dieser Umwandlungsverlust entspricht dem Verlust der Signalfüh rungsschaltung 102, der Vorauswahlschaltung 104, des Mi schers 105 mit den Zwischenfrequenzsymmetrierschaltungen 302 und 304, sowie des Zwischenfrequenzschalters 108. Bei Ent fernen der signalführenden Schaltung 102, der Vorauswahl schaltung 104, der zwischenfrequenzsymmetrierschaltungen 302 und 304 sowie des Zwischenfrequenzschalters 106 entspricht das Ergebnis einem Mischer mit einem Umwandlungsverlust von ungefähr 4 dB für das Grundwellenmischen, 6 dB für das Mi schen mit der zweiten Harmonischen und 8 dB für das Mischen mit der vierten Harmonischen. Dies ist eine erhebliche Ver besserung bezogen auf bestehende vorgespannte harmonische Mischer, die typischerweise Umwandlungsverluste von 8, 12 und 22 dB für das Mischen mit der Grundwelle sowie mit der zweiten und vierten Harmonischen haben. Zusätzliche Verbes serungen bezüglich der Einfügungsdämpfung und der Flachheit sind gleichfalls durch die Integration des Mischers 105 mit der Vorauswahlschaltung 104 evident. Das Interzept der drit ten Ordnung (TOI) ist typischerweise größer als +20 dBm.

Wenn die signalführende YIG-Abstimmungs-Resonatorfilter- und -Mischerschaltung 100 in einem tragbaren Hochleistungs-Mik rowellenspektrumanalysator enthalten ist, wird die Empfind lichkeit um 16 dB für das Mischen mit der vierten Harmoni schen verglichen mit bisherigen besten Geräten für das Mi schen mit Harmonischen verbessert. Um einen Vergleich anzu geben, wird dieses Leistungsverhalten bei hohen Frequenzen lediglich durch einen mit der Grundwelle mischenden Spek trumanalysator übertroffene, wie beispielsweise der modulare Spektrumanalysator HP 71210C, der von der Firma Hewlett- Packard Co. Palo Alto, Californien erhältlich ist.

Während die Fig. 4, 7, 8 und 9 einen bezüglich seines Bild frequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG- Abstimmungs-Mischer zeigen, welcher ein geschaltetes Zwi schenfrequenzausgangssignal aufgrund des Mischens mit einer ungeradzahligen oder geradzahligen Harmonischen erzeugt, ist die Fig. 10 ein schematisches Diagramm eines bezüglich sei nes Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrier ten YIG-Abstimmungs-Mischers 305, der ein Grundwellenprodukt oder ein ungerades harmonisches Produkt des Lokaloszilla torsignales mit dem Hochfrequenzeingangssignal mischt, um ein Zwischenfrequenzausgangssignal mit einer vorbestimmten niedrigen Frequenz zu erzeugen. Wie dies in Fig. 10 gezeigt ist, umfaßt der Mischer 305 die zweite Halbschleife der Kop pelschleife 138 und eine vollständige Ausgangskoppelschleife 142, wobei diese ausgangsseitige Koppelschleife 142 an einem Ende ununterbrochen ausgebildet ist und mit dem Lokaloszil latoreingang 194 verbunden ist. Die Ausgangskoppelschleife 142 wird an einem zweiten Ende durch eine integrierte mono lithische GaAs-Diodenschaltung abgeschlossen, die eine Dio denbrücke mit den Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ umfaßt. Die Dio den D₃, D₄, D₅ und D₆ sind vorzugsweise Schottky-Dioden. Der Mischer 305 umfaßt gleichfalls einen Kondensator C₉, der quer zur Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ geschaltet ist. Der Mischer 305 umfaßt einen einzigen Zwischenfrequenzsymme trierübertrager 306, dessen Eingang quer zu der Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ geschaltet ist. Der Zwischenfrequenzsym metrierübertrager 306 arbeitet als Zwischenfrequenzsymme trierübertrager für eine Grundwelle und für ungerade Harmo nische. Ein Ausgang des Zwischenfrequenzsymmetrierübertra gers 106 ist an das Tor 106 für die ungerade Zwischenfre quenz angeschlossen. Letztlich umfaßt der Mischer 305 Kon densatoren C₁₀, die zwischen die jeweiligen Verbindungen der Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ und den Zwischenfrequenz symmetrierübertrager 306 einerseits und Masse andererseits geschaltet sind. Diesem Mischer 305 ist kein Tor 107 für geradzahlige Zwischenfrequenzen zugeordnet. Demzufolge wird auch kein Zwischenfrequenzschalter 108 benötigt.

Der Kondensator C₉ ist über die Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ geschaltet, um eine Impedanz zwischen dem Knoten 1 und dem Knoten 2 für hochfrequente ungerade harmonische-Misch produkte (beispielsweise 2 GHz) aufrecht zu erhalten, da die Verbindungsinduktivität der Kondensatoren C₁₀ eine hohe Impedanz über die Knoten 1 und 2 erzeugen könnte. Die In duktivität der vollständigen Ausgangskoppelschleife 142 ist klein genug (d. h. 0,4 nH), so daß Ströme, die durch ge radzahlige harmonische Mischprodukte erzeugt werden, ohne wesentliche Phasenänderung zurück zu dem Mischer 305 reflek tiert werden.

Noch detaillierter betrachtet kann im Falle eines bezüglich des Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrier ten YIG-Abstimmungs-Mischers 305 ein gewobbeltes Lokaloszil latorsignal von 3-6,8 GHz oder ein Breitbandlokaloszilla torsignal von 3-26,5 GHz beispielsweise die Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ durch den Knoten 1 treiben. Der Lokalos zillatorstromrückkehrweg verläuft durch die Kondensatoren C₁₀. Ein Hochfrequenzeingangssignal von der zweiten Halb schleife der Koppelschleife 138 koppelt durch die YIG-Kugel 110, um einen zirkulierenden Hochfrequenzstrom durch die vollständige Ausgangskoppelschleife 142 zu erzeugen. Das Hochfrequenzeingangssignal mischt sich mit dem Lokaloszil latorsignal in der Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ und er zeugt ungeradzahlige harmonische Produkte bei den Frequenzen (2n+1)f_LO±f_HF. Die Knoten 1, 2 und 3 sind virtuelle Masse tore für das Hochfrequenzeingangssignal. Daher sind der Lo kaloszillatoreingang 194 und das ungeradzahlige Zwischen frequenztor 106 von dem Hochfrequenzeingang isoliert, der aus der zweiten Halbschleife der Koppelschleife 138 besteht, während der Lokaloszillatoreingang 194 von dem Hochfrequenz eingang und von dem Tor 106 für die ungeradzahlige Zwischen frequenz isoliert ist. Das Zwischenfrequenzsignal ist von dem Knoten 1 isoliert. Mischprodukte der Harmonischen bei Frequenzen (2n+1)f_LO±f_HF fließen durch den Knoten 2 und 3, wobei jedoch der Knoten 1 ein virtuelles Massetor für diese Mischprodukte darstellt. Gleichfalls werden an den Knoten 1, 2 und 3 Mischprodukte für geradzahlige Harmonische bei den Frequenzen 2nf_LO±f_HF beseitigt. Daher sind die einzigen Kno ten, zu denen Zwischenfrequenzsignale mit einer ungeradzah ligen Ordnung fließen, die Knoten 2 und 3, die durch die Kondensatoren C₉ und C₁₀ belastet sind. Die einzigen Misch produkte, die zu dem Zwischenfrequenztor 106 für ungerad zahlige Frequenzen laufen, sind der Niederfrequenzanteil des Zwischenfrequenzsignales bei einer Frequenz f_ZF=(2n+1)f_LO-f_HF, wobei dieses Signal frequenzmäßig in der Größenordnung von 300 MHz liegt. Alle anderen Mischprodukte, insbesondere bei den Frequenzen (2n+1)f_LO+f_HF werden zurück geschickt und erneut gemischt, um das Mischprodukt bei der Frequenz des Zwischenfrequenzsignales f_ZF=(2n+1)f_LO-f_HF zu verbessern.

Der bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesserte, doppelt symmetrierte YIG-Abstimmungs-Mischer 305 bewirkt le diglich ein Mischen bei der Grundwelle und bei den ungerad zahligen Harmonischen. Vorzugsweise werden ungeradzahlige harmonische Mischprodukte bei dem Knoten 1 isoliert (d. h. virtuell gegen Masse gelegt).

Bei dem bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesser ten, doppelt symmetrierten YIG-Abstimmungs-Mischer 305 wer den sämtliche Mischprodukte höherer Ordnung entweder durch äußere Kondensatoren oder durch die Schaltungstopologie (durch virtuelle Massetore) kurzgeschlossen. Dementsprechend wird eine Verbesserung des Bildfrequenzverhaltens sowie des Oberwellenverhaltens erreicht, so daß aus diesem Grunde ein besserer Wirkungsgrad erzielt wird. Gleichfalls sind die Hochfrequenz- und Zwischenfrequenz-Signale vollständig sym metriert. Da die Zwischenfrequenzsignale symmetriert sind, ist kein Rückkehrweg durch die vollständige Ausgangskoppel schleife 142 oder durch den Lokaloszillatoreingang 194 er forderlich.

Die Signalwege der Lokaloszillator-, Hochfrequenz und unge raden Zwischenfrequenz-Ströme können detaillierter bei dem vereinfachten schematischen Diagramm des bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG-Abstimmungs-Mischer 305, der in Fig. 11A gezeigt ist, nachvollzogen werden. Das Lokaloszillatorsignal wird durch den Lokaloszillatoreingang 194 an die vollständige Ausgangs koppelschleife 142 angelegt. Das Lokaloszillatorsignal wird in gleicher Weise zwischen der oberen und unteren Schleife der Ausgangskoppelschleife 142 aufgeteilt, fließt durch die Dioden D₃ und D₅ während des positiven Halbzyklus des Lokal oszillatorsignales und durch die Dioden D₄ und D₆ während des negativen Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales, welche in Reihe mit der Ausgangskoppelschleife 142 und den Konden satoren C₁₀ liegen, wodurch die jeweiligen Diodenpaare in ihre leitfähigen Zustände vorgespannt werden. Das Lokalos zillatorsignal ist dem Hochfrequenztor isoliert, welches die zweite Halbschleife der Koppelschleife 138 umfaßt, da die Ausgangskoppelschleife 142 senkrecht zu der Koppelschleife 138 steht. Der Lokaloszillatorstrom fließt in einer Gleich taktbetriebsweise durch die obere und untere Hälfte der Aus gangskoppelschleife 142 (d. h. in der gleichen Richtung), wo bei die YIG-Kugel 140 auf die Frequenz des Hochfrequenzsig nales abgestimmt wird.

Jede der Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ kann als eine zeitlich veränderliche Konduktanz dargestellt werden, wie dies in Fig. 11B gezeigt ist. Die Konduktanz g(t) stellt die zeit abhängige Konduktanz der Dioden D₃, D₅ dar, die durch den positiven Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales getrieben werden. In ähnlicher Weise werden die Dioden D₄ und D₆ durch den negativen Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales getrie ben und sind durch g(t+T/2) dargestellt, wobei T die Perio dendauer des Lokaloszillatorsignales darstellt.

Das Hochfrequenzeingangssignal von der dritten Filterstufe wird an die zweite Halbschleife der Koppelschleife 138 an gelegt. Dieses induziert einen symmetrierten, zirkulierenden Hochfrequenzstrom in der vollständigen Ausgangskoppelschlei fe 142. Die Knoten 1, 2 und 3 sind virtuelle Massetore für das Hochfrequenzeingangssignal.

Daher ist das Hochfrequenzeingangssignal sowohl von dem Lokaloszillatoreingang 194 wie auch von dem ungeraden Zwischenfrequenztor 106 isoliert. Wie in Fig. 11B gezeigt ist, sind die Ströme durch die Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ durch folgende Gleichungen gegeben:

i₁(t) = V_HF·g(t)
i₂(t) = V_HF·g(t+T/2)
i₃(t) =-V_HF·g(t)
i₄(t) =-V_HF·g(t+T/2).

Mittels Durchführung der Fourier-Transformation der obigen Gleichungen können die Ströme bei den Frequenzen des Lokal oszillatorsignales, des Hochfrequenzeingangssignales und sämtlicher Kombinationen der Mischprodukte analysiert wer den. Das Sternchen-Symbol (*) in den folgenden Gleichungen stellt eine Faltfunktion dar.

i₁(f) = V_HF(f)*G(f)
i₂(f) = V_HF(f)*G(f)exp[(j2πfT/2)]
i₃(f) =-V_HF(f)*G(f)
i₄(f) =-V_HF(f)*G(f)exp[(j2πfT/2)].

Die Ströme i₁(f), i₂(f), i₃(f) und i₄(f), die in Fig. 11C gezeigt sind, stellen sämtliche möglichen Mischprodukte zwi schen dem Lokaloszillatorsignal und dem Hochfrequenzein gangssignal innerhalb des Frequenzbereiches dar.

Die Ströme I₁(f), I₂(f), I₃(f) und I₄(f), die unten wieder gegeben sind, sind die aus der Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ in die Knoten 4 und 5 und in die obere und untere Hälfte der vollständigen ausgangsseitigen Koppelschleife 142 fließenden Ströme. Für diese Ströme gilt:

I₁(f) = i₁(f) - i₂(f) = V_HF(f)*G(f)[1-exp(jπfT)]
I₂(f) = i₄(f) - i₃(f) = V_HF(f)*G(f)[1-exp(jπfT)]
I₃(f) = i₁(f) - i₄(f) = V_HF(f)*G(f)[1+exp(jπfT)]
I₄(f) = i₂(f) - i₃(f) = V_HF(f)*G(f)[1+exp(jπfT)].

Im Falle eines Spektrumanalysators, bei dem das Lokaloszil latorsignal ein rein sinusförmiges Signal ist, können diese Gleichungen auf folgende Gleichungen reduziert werden:

Da bei den Gleichungen 5 und 6 folgendes gilt: f_LO = 1/T, reduziert sich der Ausdruck [1-exp(jnπf_LOT)] auf den Aus druck [1-exp(jnπ)], wobei dieser Ausdruck einen Realteil hat, der gleich Null ist, wenn n einer geraden Zahl ent spricht. Gleichfalls reduziert sich der Ausdruck [1+exp(jnπf_LOT)] auf den Ausdruck [1+exp(jnπ)], welcher einen Realteil hat, der gleich Null ist, wenn n einer unge raden Zahl entspricht. Die Gleichungen 5 und 6 können auf folgende Gleichungen reduziert werden:

Man erkennt aus der Gleichung 7, daß der Realteil der Strö me, die in die Knoten 2 und 3 fließen, lediglich die unge radzahligen Harmonischen des Lokaloszillatorsignales ge mischt mit dem Hochfrequenzeingangssignal sind, und daß an den Knoten 4 und 5 die ungeradzahligen Harmonischen des Lo kaloszillatorsignales, gemischt mit dem Hochfrequenzein gangssignal, beseitigt werden. Dies bedeutet, daß die Knoten 1, 4 und 5 virtuelle Masse für die ungeradzahligen harmoni schen Mischprodukte darstellen und daß die ungeradzahligen harmonischen Mischprodukte keinen Rückkehrweg durch den Kno ten 1 benötigen. Daher können die ungeradzahligen harmoni schen Mischprodukte von den Knoten 2 und 3 durch den Symme trierübertrager 3 und 6 für ungeradzahlige Zwischenfrequen zen extrahiert werden. Entsprechend erkennt man aus der Gleichung 8, daß der Realteil der Ströme, die in die Knoten 4 und 5 fließen, lediglich die geradzahligen Harmonischen des Lokaloszillatorsignales, die sich mit dem Hochfrequenz eingangssignal gemischt haben, darstellt. Die ungeradzahli gen harmonischen Mischprodukte sind beseitigt. Dementspre chend ist der Mischer 305 ein doppelt symmetrierter Mischer, der als Grundwellen-Mischer oder Mischer für ungeradzahlige Harmonische arbeitet.

Um eine Verbesserung des Bildfrequenzverhaltens und des Ver haltens bezüglich der Mehrfachmischprodukte zu erzielen, sind Kondensatoren C₉ und C₁₀ an den Knoten 2 und 3 vorge sehen. Dementsprechend werden hochfrequente ungeradzahlige Mischprodukte (d. h. 2 GHz) zurück zu dem Mischer 305 für ein erneutes Mischen reflektiert. Gleichfalls erzeugt der Knoten 1 einen Kurzschluß für geradzahlige harmonische Mischströme I₃((f) und I₄(f) und reflektiert diese zurück zu dem Mischer 305 für ein erneutes Mischen. Dies führt zu einem äußerst wirksamen Mischer. Das einzige Mischprodukt, das zu dem Tor 106 für die ungeradzahlige Zwischenfrequenz fließen kann, ist das Zwischenfrequenzsignal bei der vorbe stimmten Niederfrequenz (d. h. f_ZF »1 GHz).

Fig. 12 zeigt einen abweichenden, bezüglich seines Bildfre quenzverhaltens verbesserten doppelt symmetrierten Mischer 405, der ein Grundwellen-Produkt oder ein Produkt einer un geradzahligen Harmonischen des Lokaloszillatorsignales mit dem Hochfrequenzeingangssignal mischt, um ein vorbestimmtes niederfrequentes Zwischenfrequenzsignal ausgangsseitig zu erzeugen. Im Gegensatz zu dem Mischer 305, der in Fig. 10 gezeigt ist, wird das Lokaloszillatorsignal an einem anderen Ort innerhalb des Mischers 405 in Fig. 12 eingeführt.

Bei dem bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesser ten 23541 00070 552 001000280000000200012000285912343000040 0002004325058 00004 23422, doppelt symmetrierten YIG-Abstimmungs-Mischer 405 gemäß Fig. 12 ist das erste Ende der vollständigen Ausgangskoppel schleife 142 mit Masse verbunden. Der Mischer 405 umfaßt ferner Kondensatoren C₁₁, die in Reihe über den Kondensator C₉ geschaltet sind. Der Verbindungspunkt zwischen den Kon densatoren C₁₁ ist mit dem Lokaloszillatoreingang 194 ver bunden. Der Mischer 405 umfaßt Induktivitäten L₇ und L₈, de ren erstes Ende mit den jeweiligen Verbindungen mit dem Kon densator C₉ einerseits und mit den Kondensatoren C₁₁ ande rerseits verbunden ist. Die zweiten Enden der Induktivitäten L₇ und L₈ sind an die jeweiligen Verbindungen der Kondensa toren C₁₀ einerseits und dem Zwischenfrequenzsymmetrierüber trager 306 andererseits verbunden.

Die Signalwege der Lokaloszillator-Hochfrequenz- und unge raden Zwischenfrequenz-Ströme können detaillierter in Ver bindung mit dem vereinfachten schematischen Diagramm des be züglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG-Abstimmungs-Mischers 405, der in Fig. 13A gezeigt ist, verstanden werden. Das Lokaloszillatorsignal wird durch die Verbindung der Kondensatoren C₁₁ angelegt. Die Kombination der Induktivitäten L₇ und L₈ und der Konden satoren C₁₁ liefern eine Last mit hoher Impedanz für das Lo kaloszillatorsignal an den Knoten 2 und 3. Daher fließt das Lokaloszillatorsignal durch die Dioden D₄ und D₆ während des positiven Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales und durch die Dioden D₃ und D₅ während des negativen Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales, welche in Reihe mit der Ausgangs koppelschleife 142 liegen, welche durch den Knoten 1 gegen Masse geschaltet sind, wodurch die jeweiligen Diodenpaare in ihre leitfähigen Zustände vorgespannt werden. Das Lokalos zillatorsignal ist von dem Hochfrequenztor, welches die zweite Halbschleife der Koppelschleife 138 umfaßt, isoliert, da die Ausgangskoppelschleife 142 senkrecht zu der Koppel schleife 138 ist. Der Lokaloszillatorstrom fließt in einer Gleichtaktbetriebsart durch die obere und untere Hälfte der Ausgangskoppelschleife 142 (d. h. in der gleichen Richtung). Die YIG-Kugel 140 ist auf die Frequenz des Hochfrequenzein gangssignales abgestimmt.

Jede der Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ kann als eine sich zeit lich ändernde Konduktanz dargestellt werden, wie in Fig. 13B dargestellt ist. Die Konduktanz g(t) stellt die zeitlich sich ändernde Konduktanz der Dioden D₄ und D₆ dar, welche durch den positiven Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales getrieben werden. In ähnlicher Weise werden die Dioden D₃ und D₅ durch den negativen Halbzyklus des Lokaloszillator signales getrieben und werden durch folgenden Ausdruck dar gestellt: g(t+T/2), wobei T die Periodendauer des Lokalos zillatorsignales ist.

Das Hochfrequenzeingangssignal von der dritten Filterstufe wird an die zweite Halbschleife der Koppelschleife 138 ange legt. Dieses induziert einen symmetrierten, zirkulierenden Hochfrequenzstrom in der vollständigen Ausgangskoppelschlei fe 142. Die Knoten 1, 2 und 3 sind virtuelle Massetore für das Hochfrequenzeingangssignal. Daher ist das Hochfrequenz eingangssignal sowohl von dem Lokaloszillatoreingang 194 als auch von dem Tor 106 für die gerade Zwischenfrequenz iso liert. Wie in Fig. 13B dargestellt ist, sind die Ströme durch die Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ durch folgende Gleichun gen gegeben:

Mittels Durchführung der Fouriertransformation der obigen Gleichungen können die Ströme bei den Frequenzen des Lokal oszillatorsignals, des Hochfrequenzeingangssignales und sämtlicher Kombinationen der Mischprodukte analysiert wer den. Das Sternchensymbol (*) in den folgenden Gleichungen stellt eine Faltungsfunktion dar:

i₁(f) = V_HF(f)*G(f) exp [(j2πfT/2)]
i₂(f) = V_HF(f)*G(f)
i₃(f) =-V_HF(f)*G(f) exp [(j2πfT/2)]
i₄(f) =-V_HF(f)*G(f).

Die Ströme i₁(f), i₂(f), i₃(f) und i₄(f), die in Fig. 13C dargestellt sind, stellen sämtliche möglichen Mischprodukte zwischen dem Lokaloszillatorsignal und dem Hochfrequenzein gangssignal innerhalb des Frequenzbereiches dar.

Die Ströme I₁(f), I₂(f), I₃(f) und I₄(f), die unten darge stellt sind, sind die Ströme, die aus der Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ in die Knoten 4 und 5 und in die obere und untere Hälfte der vollständigen Ausgangskoppelschleife 142 fließen:

I₁(f) = i₁(f) - i₂(f) = V_HF(f)*G(f) [exp(jπfT)-1]
I₂(f) = i₄(f) - i₃(f) = V_HF(f)*G(f) [exp(jπfT)-1]
I₃(f) = i₁(f) = i₄(f) = V_HF(f)*G(f) [1 + exp(jπfT)]
I₄(f) = i₂(f) = i₃(f) = V_HF(f)*G(f) [1 + exp(jπfT)].

Im Falle eines Spektrumanalysators, bei dem das Lokaloszil latorsignal ein reines sinusförmiges Signal ist, können die se Gleichungen auf folgende Gleichungen reduziert werden:

Da in den Gleichungen 9 und 10 f_LO=1/T, reduziert sich der Ausdruck [exp(jnπf_LOT)-1) zu dem Ausdruck [exp(jnπ)- 1], wobei dieser Ausdruck einen Realteil hat, der gleich Null ist, wenn n einer geraden Zahl entspricht. Gleichfalls reduziert sich der Ausdruck [1 + exp(jnπf_LOT)] auf den Aus druck [1 + exp(jnπ)], wobei dieser Ausdruck einen Realteil hat, der gleich Null ist, wenn n einer ungeraden Zahl ent spricht. Die Gleichungen 9 und 10 können auf folgende Glei chungen reduziert werden:

Es ist aufgrund der Gleichung 11 offenkundig, daß der Real teil der Ströme, die in die Knoten 2 und 3 fließen, ledig lich die geradzahligen Harmonischen des Lokaloszillatorsig nales gemischt mit dem Hochfrequenzeingangssignal sind, und daß an den Knoten 4 und 5 die ungeradzahligen Harmonischen des Lokaloszillatorsignales, welches mit dem Hochfrequenz eingangssignal gemischt wird, beseitigt werden. Dies bedeu tet, daß die Knoten 1, 4 und 5 virtuelle Masse bezüglich der ungeradzahligen harmonischen Mischprodukte darstellen, und daß die ungeradzahligen harmonischen Mischprodukte keinerlei Rückkehrweg durch den Knoten 1 benötigen. Daher können die ungeradzahligen harmonischen Mischprodukte von den Knoten 2 und 3 durch den Symmetrierübertrager 306 extrahiert werden. Ebenfalls erkennt man aus der Gleichung 12, daß der Realteil der Ströme, die in die Knoten 4 und 5 fließen, lediglich die geradzahligen Harmonischen des Lokaloszillatorsignales ge mischt mit dem Hochfrequenzeingangssignal darstellt. Die un geradzahligen harmonischen Mischprodukte sind beseitigt. Dementsprechend ist der Mischer 405 ein doppelt symmetrier ter Mischer, der als Grundwellen-Mischer oder Mischer für die ungeradzahligen Harmonischen arbeitet.

Um eine Bildfrequenzverhalten-Verbesserung und eine Verbes serung hinsichtlich der Vielfachmischprodukte zu erreichen, ist der Kondensator C₉ bei den Knoten 2 und 3 vorgesehen. Dementsprechend werden hochfrequente ungeradzahlige Misch produkte (d. h. 2 GHz) zurück zu dem Mischer 405 für ein erneutes Mischen reflektiert. Gleichfalls erzeugt der Knoten 1 einen Kurzschluß für geradzahlige harmonische Mischströme I₃(f) und 1₄(f), wodurch diese zu dem Mischer 405 für erneu tes Mischen reflektiert werden. Dies führt zu einem äußerst effektiven Mischer. Das einzige Mischprodukt, das zu dem un geradzahligen Zwischenfrequenztor 106 fließen darf, ist das vorbestimmte niederfrequente Zwischenfrequenzsignal (d. h. f_ZF«1 GHz).

Während die Fig. 4, 7, 8 und 9 einen bezüglich seines Bild frequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG- Abstimmungs-Mischer zeigt, der ein geschaltetes Zwischenfre quenzausgangssignal auf der Grundlage des ungeradzahligen oder geradzahligen harmonischen Mischens erzeugt, ist Fig. 14 ein schematisches Diagramm eines bezüglich seines Bild frequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG- Abstimmungs-Mischers 505, der geradzahlige harmonische Mischprodukte des Lokaloszillatorsignales mit dem Hochfre quenzeingangssignal mischt, um einen vorbestimmten nieder frequenten Zwischenfrequenzsignalausgang zu erzeugen. Wie in Fig. 14 dargestellt ist, umfaßt der Mischer eine zweite Halbschleife der Koppelschleife 138 und eine vollständige Ausgangskoppelschleife 142, wobei die Ausgangskoppelschleife 142 an einem ersten Ende durch einen Kondensator C₁₂ abge schlossen ist und an einem zweiten Ende durch eine inte grierte monolithische GaAs-Diodenschaltung abgeschlossen ist, welche eine Diodenbrücke umfaßt, die die Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ beinhaltet. Die Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ sind vor zugsweise Schottky-Dioden. Der Lokaloszillatoreingang 194 ist über die Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ geschaltet. Der Mischer 505 umfaßt ferner einen einzigen Zwischenfrequenz symmetrierübertrager 302, dessen Eingang über den Konden sator C₁₂ geschaltet ist. Der Zwischenfrequenzsymmetrier übertrager 302 arbeitet als Zwischenfrequenzsymmetrierüber trager für geradzahlige Harmonische. Ein Ausgang des Zwi schenfrequenzsymmetrierübertragers 302 ist an das Tor 107 für die geradzahlige Zwischenfrequenz angeschlossen. Letzt lich umfaßt der Mischer 505 Kondensatoren C₁₃, die zwischen den jeweiligen Verbindungspunkten des Kondensators C₁₂ und des Zwischenfrequenzsymmetrierübertragers 302 einerseits und Masse andererseits geschaltet sind. Es ist kein ungeradzah liges Zwischenfrequenztor 106 diesem Mischer 505 zugeordnet. Dementsprechend wird auch kein Zwischenfrequenzschalter 108 benötigt.

Das Lokaloszillatorsignal wird dem bezüglich seines Bildfre quenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten YIG-Ab stimmungs-Mischer 505 durch die Knoten 1 und 2 zugeführt. Der Rückkehrweg für den Lokaloszillatorstrom verläuft durch die Kondensatoren C₁₃. Der Hochfrequenzstrom fließt durch die vollständige Ausgangskoppelschleife 142 in den Konden sator C₁₂ und mischt sich mit dem Lokaloszillatorsignal in den Diodenbrücken D₃, D₄, D₅ und D₆. Die Knoten 1 und 2 sind virtuelle Massetore für das Hochfrequenzeingangssignal. Da her ist der Rückkehrweg für den Hochfrequenzstrom eine ge schlossene Schleife durch die Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆. Un geradzahlige harmonische Mischprodukte fließen lediglich aus dem Knoten 1 in den Knoten 2. Dementsprechend ist der Lo kaloszillatoreingang 194 ein virtuelles Massetor bezüglich ungeradzahliger Zwischenfrequenzmischprodukte. Daher sind das Zwischenfrequenzsignal und das Lokaloszillatorsignal voneinander isoliert. Da ferner die Knoten 1 und 2 mitein ander verbunden sind, werden sämtliche ungeradzahligen har monischen Mischprodukte zurück zu der Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ reflektiert und mischen sich erneut, um den Wir kungsgrad zu erhöhen. Die Dioden D₃ und D₆ sind antiparallel bezüglich des Hochfrequenz- und des Lokaloszillator-Signales und erzeugen daher geradzahlige harmonische Mischprodukte bei den Frequenzen 2nf_LO±f_HF, die in den Knoten 3 fließen, bezogen auf die Richtung des Hochfrequenzstromes. Gleich falls sind die Dioden D₄ und D₅ antiparallel bezüglich der Hochfrequenz- und Lokaloszillator-Signale und erzeugen daher geradzahlige harmonische Mischprodukte bei den Frequenzen 2nf_LO±f_HF, welche aus dem Knoten 4 herausfließen. Gleich zeitig stellen die Knoten 1 und 2 virtuelle Massetore bezüg lich der geradzahligen harmonischen Mischprodukte dar.

Geradzahlige harmonische Mischprodukte, die durch die voll ständige Ausgangskoppelschleife 142 zirkulieren, erscheinen an dem Kondensator C₁₂, welcher bei der vorbestimmten nie derfrequenten Zwischenfrequenz beispielsweise in der Größen ordnung von 300 MHz als hohe Impedanz erscheint. Daher fließt die vorbestimmte niederfrequente Zwischenfrequenz aus dem Knoten 4 durch den Zwischenfrequenzsymmetrierübertrager 302 in den Knoten 3 zu der oberen Hälfte der vollständigen Ausgangskoppelschleife 142 in den Knoten 5. Hochfrequente geradzahlige Mischprodukte zirkulieren durch die ausgangs seitige Koppelschleife 142 und den Kondensator C₁₂. Da die Länge der ausgangsseitigen Koppelschleife 142 sehr kurz ist, beispielsweise λ/16 bei 26,5 GHz, werden sämtliche hoch frequenten geradzahligen Mischprodukte wirksam über die Kno ten 3 und 4 kurzgeschlossen, um die Wirkung der Bildfre quenzverbesserung für höhere Frequenzen zu erhöhen. Daher ist der Mischer 505 ein doppelt symmetrierter Mischer, bei dem geradzahlige harmonische Mischprodukte von den Knoten 1 und 2, die zu dem Lokaloszillatoreingang 194 verbunden sind, isoliert werden, um ein bezüglich der Bildfrequenzen sowie der Vielfachen verbessertes Mischen bei hohem Wirkungsgrad zu schaffen.

Die Signalwege der Signaloszillator-, Hochfrequenz- sowie geraden Zwischenfrequenz-Ströme können detaillierter in Verbindung mit dem vereinfachten schematischen Diagramm des bezüglich der Bildfrequenzen verbesserten, doppelt symme trierten YIG-Abstimmungs-Mischer 505 aufgefaßt werden, wel cher in Fig. 15A gezeigt ist. Das Lokaloszillatorsignal wird durch den Lokaloszillator 194 an die Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ angelegt. Das Lokaloszillatorsignal fließt durch die Dioden D₄ und D₆ während des positiven Halbzyklus des Lokal oszillatorsignales und durch die Dioden D3 und D5 während des negativen Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales, wobei diese in Reihe mit der Ausgangskoppelschleife 142 und dem Kondensator C₁₃ liegen, wobei die jeweiligen Diodenpaare in ihre leitfähigen Zustände vorgespannt werden. Das Lokalos zillatorsignal wird von dem Hochfrequenztor isoliert, wel ches die zweite halbe Schleife der Koppelschleife 138 um faßt, da die ausgangsseitige Koppelschleife 142 senkrecht zu der Koppelschleife 138 ist. Der Lokaloszillatorstrom fließt in einer Gleichtaktbetriebsart durch die obere und untere Hälfte der ausgangsseitigen Koppelschleife 142 (d. h. in die gleiche Richtung). Die YIG-Kugel 140 ist auf die Frequenz des Hochfrequenzeingangssignales abgestimmt.

Jede der Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ kann als eine zeitlich ab hängige Konduktanz dargestellt werden, wie dies in Fig. 15B gezeigt ist. Die Konduktanz g(t) stellt die zeitabhängige Konduktanz der Dioden D₄ und D₆ dar, welche durch die posi tive Halbwelle des Lokaloszillatorsignales betrieben werden. In ähnlicher Weise werden die Dioden D₃ und D₅ durch den ne gativen Halbzyklus des Lokaloszillatorsignales betrieben und sind durch g(t+T/2) wiedergegeben, wobei T die Periode des Lokaloszillatorsignales ist.

Das Hochfrequenzeingangssignal der dritten Filterstufe wird an die zweite Halbschleife der Koppelschleife 138 angelegt. Dieses induziert einen symmetrierten, zirkulierenden Hoch frequenzstrom der vollständigen Ausgangskoppelschleife 142. Die Knoten 1, 2, 3 und 4 sind virtuelle Massetore für das Hochfrequenzeingangssignal. Daher ist das Hochfrequenzein gangssignal sowohl von dem Lokaloszillatoreingang 194 als auch von dem geraden Zwischenfrequenztor 107 isoliert. Wie in Fig. 15B gezeigt ist, sind die Ströme durch die Dioden D₃, D₄, D₅ und D₆ durch folgende Gleichungen gegeben:

i₁(t) = V_HF·g(t + T/2)
i₂(t) = V_HF·g(t)
i₃(t) =-V_HF·g(t + T/2)
i₄(t) =-V_HF·g(t).

Durch Durchführung der Fouriertransformation bezüglich der obigen Gleichungen kann man die Ströme bei den Frequenzen des Lokaloszillatorsignales, des Hochfrequenzeingangssig nales und sämtlicher Kombinationen der Mischprodukte ana lysieren. Das Stern-Symbol (*) in den nachfolgenden Glei chungen stellt eine Faltungsfunktion dar.

i₁(f) = V_HF(f)*G(f) exp[j2πfT(2)]
i₂(f) = V_HF(f)*G(f)
i₃(f) =-V_HF(f)*G(f) exp[j2πfT/2)]
i₄(f) =-V_HF(f)*G(f).

Die Ströme i₁(f), i₂(f), i₃(f) und i₄(f), die in Fig. 15C gezeigt sind, stellen sämtliche möglichen Mischprodukte zwi schen dem Lokaloszillatorsignal und dem Hochfrequenzein gangssignal im Frequenzbereich dar.

Die Ströme I₁(f), I₂(f), I₃(f) und I₄(f), die unten darge stellt sind, sind die aus der Diodenbrücke D₃, D₄, D₅ und D₆ in die Knoten 1 und 2 und in die obere und untere Hälfte der vollständigen Ausgangskoppelschleife 142 fließenden Ströme.

I₁(f) = i₁(f) - i₂(f) = V_HF(f)*G(f) [exp(jπfT)-1]
I₂(f) = i₄(f) - i₃(f) = V_HF(f)*G(f) [exp(jπfT)-1]
I₃(f) = i₁(f) - 1₄(f) = V_HF(f)*G(f) [1 + exp(jπfT)]
I₄(f) = i₂(f) - i₃(f) = V_HF(f)*G(f) [1 + exp(jπfT)].

Da in den Gleichungen 13 und 14 f_LO=1/T, reduziert sich der Ausdruck [exp(jnπf_LOT)-1] auf den Ausdruck [exp(jnπ)-1], welcher einen Realteil hat, der gleich Null ist, wenn n einer geraden Zahl entspricht. Gleichfalls reduziert sich der Ausdruck [1+exp(jnπf_LOT)] auf den Ausdruck [1+exp(jnπ)], der einen Realteil gleich Null hat, wenn n einer ungeraden Zahl entspricht. Die Gleichungen 13 und 14 können auf fol gende Gleichungen reduziert werden:

Es ist aufgrund von Gleichung 15 offenkundig, daß der Real teil der Ströme, die in die Knoten 1 und 2 fließen, ledig lich die ungeradzahligen Harmonischen des Lokaloszillator signales gemischt mit dem Hochfrequenzeingangssignal dar stellt und daß an den Knoten 3 und 4 die ungeradzahligen Harmonischen des Lokaloszillatorsignales gemischt mit dem Hochfrequenzeingangssignal beseitigt werden. Dies bedeutet, daß die Knoten 3 und 4 virtuelle Masse bezüglich der unge radzahligen harmonischen Mischprodukte darstellen. In ähn licher Weise ist es aufgrund der Gleichung 16 offenkundig, daß der Realteil der Ströme, welche in die Knoten 3 und 4 fließen, lediglich die geraden Harmonischen des Lokaloszil latorsignales darstellt, die mit dem Hochfrequenzeingangs signal gemischt sind. Bei den Knoten 1 und 2 werden die ge radzahligen Harmonischen des Lokaloszillatorsignales, die mit dem Hochfrequenzeingangssignal gemischt sind, beseitigt. Dies bedeutet, daß die Knoten 1 und 2 virtuelle Massetore bezüglich der geradzahligen harmonischen Mischprodukte dar stellen und daß geradzahlige harmonische Mischprodukte kei nen Rückkehrweg durch die Knoten 1 und 2 benötigen. Daher können die geradzahligen harmonischen Mischprodukte von den Knoten 3 und 4 durch den Symmetrierübertrager 302 für ge radzahlige Zwischenfrequenzen extrahiert werden. Um eine Verbesserung bezüglich des Bildfrequenzverhaltens und der vielfachen Mischprodukte zu erreichen, sind Kondensatoren C₁₂ und C₁₃ bei den Knoten 3 und 4 vorgesehen. Dementspre chend werden hochfrequente geradzahlige Mischprodukte (d. h. 2 GHz) zurück zu dem Mischer 505 zum erneuten Mischen re flektiert. Gleichfalls sind die Knoten 1 und 2 miteinander verbunden und erzeugen einen Kurzschluß für ungeradzahlige harmonische Mischströme I₁(f) und I₂(f), wobei diese zurück zu dem Mischer 505 für ein erneutes Mischen reflektiert wer den. Dies führt zu einem äußerst wirksamen Mischer. Das ein zige Mischprodukt, das zu dem geradzahligen Zwischenfre quenztor 107 fließen darf, ist das Signal mit der vorbe stimmten niederfrequenten Zwischenfrequenz (d. h. f_ZF«1 GHz).

Claims

1. Eine frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (105, 305, 405, 505) zur Bildung eines abstimmbaren Bandpaßfilters und eines bezüglich seines Bildfrequenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten Mischers in Reaktion auf ein hochfrequentes Eingangssignal mit einer vorbestimmten Frequenz, welches an einem Hochfrequenzeingang (118) anliegt, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
wenigstens einen frequenzmäßig abstimmbaren Resonator (116), mit
einer Eingangskoppelschleife (138), die mit dem Hochfrequenzeingang (118) zum Empfangen des Hochfrequenzeingangssignales verbunden ist;
einer ferrimagnetischen Kugel (140), die nahe der Eingangskoppelschleife (138) angeordnet ist; und
einer Ausgangskoppelschleife (142), die nahe der ferrimagnetischen Kugel (140) angeordnet ist, um das Hochfrequenzeingangssignal zu empfangen, wenn die Resonanzfrequenz des wenigstens einen frequenzmäßig abstimmbaren Resonators (116) sich der gegebenen Frequenz des Hochfrequenzeingangssignales annähert;
einen Elektromagneten (160) zum Erzeugen eines magne tischen Gleichfeldes, das über den wenigstens einen frequenzmäßig abstimmbaren Resonator (116) gleichmäßig ist, um die Resonanzfrequenz des wenigstens einen fre quenzmäßig abstimmbaren Resonators (116) abzustimmen;
eine Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆), die an die Aus gangskoppelschleife (142) angeschlossen ist;
wenigstens einen Zwischenfrequenzausgang (106, 107), der an die Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) angeschlossen ist; und
einen gewobbelten Lokaloszillatoreingang (194), der an die Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) angeschlossen ist, um ein Lokaloszillatorsignal zu erzeugen;
wobei die Diodenbrüche (D₃, D₄, D₅, D₆) das Hochfre quenzeingangssignal mit einer Grundwelle oder einer Harmonischen des Lokaloszillatorsignales kombiniert, um ein Zwischenfrequenzausgangssignal an dem wenigstens einen Zwischenfrequenztor (106, 107) zu erzeugen.

2. Eine frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (105, 305, 405, 505) gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet durch
eine signalführende Schaltung (102) zum Führen von nie derfrequenten Eingangssignalen zu einem Niederfrequenz ausgang (122) und von hochfrequenten Eingangssignalen zu einer eingangsseitigen Koppelschleife (138), wobei die signalführende Schaltung (102) folgende Merkmale aufweist:
eine erste Übertragungsleitung (TL₁) und eine zweite Übertragungsleitung (TL₂), die in Reihe zwischen dem Hochfrequenzeingang (118) und dem Niederfrequenzausgang (122) geschaltet sind;
einen ersten Kondensator (C₁) und eine erste Diode (D₁), die in Reihe zwischen einem Verbindungspunkt des Hochfrequenzeinganges (118) und der ersten Übertra gungsleitung (TL₁) einerseites und Masse andererseits geschaltet sind;
einen zweiten Kondensator (C₂) und eine zweite Diode (D₂), die in Reihe zwischen einem Verbindungspunkt zwischen der ersten und zweiten Übertragungsleitung (TL₁, TL₂) einerseits und Masse andererseits geschaltet sind; und
ein Vorspannungsnetzwerk (202) mit
einem ersten Widerstand (R₁), dessen erstes Ende mit dem Verbindungspunkt des ersten Kondensators (C₁) und der ersten Diode (D₁) verbunden ist, und einem zweiten Widerstand (R₂), dessen erstes Ende mit dem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Kondensator (C₂) und der zweiten Diode (D₂) verbunden ist, wobei das jeweilige zweite Ende des ersten und zweiten Widerstandes (R₁, R₂) mit einem ersten Ende eines dritten Widerstandes (R₃) verbunden ist;
einer Induktivität (L), deren erstes Ende mit einem zweiten Ende des dritten Widerstandes (R₃) verbunden ist;
einem dritten Kondensator (C₃), der zwischen einem zweiten Ende der Induktivität (L) und Masse geschaltet ist; und
einer Vorspannungsquelle (V+), die wahlweise mit dem zweiten Ende der Induktivität (L) verbindbar ist, um gleichzeitig die erste und zweite Diode (D₁, D₂) einzuschalten, um hierdurch hochfrequente Eingangs signale zu der Eingangskoppelschleife (138) zu führen.

3. Eine frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (105) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Ausgangskoppelschleife (142) an einem ersten Ende durch einen Kondensator (C₄) und an einem zweiten Ende durch die Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) abge schlossen ist, und
daß ferner folgende Merkmale vorgesehen sind:
weitere Kondensatoren (C₅), die zwischen den jeweiligen Enden des Kondensators (C₄) und Masse geschaltet sind,
ein erster Zwischenfrequenzsymmetrierübertrager (302), dessen einer Eingang in Parallelschaltung mit dem Kon densator (C₄) an dem ersten Ende der Ausgangskoppel schleife (142) geschaltet ist, um einen Symmetrierüber trager für geradzahlige harmonische Zwischenfrequenzen zu schaffen, während der Ausgang des ersten Zwischen frequenzsymmetrierübertragers (302) mit einem Tor (107) für eine geradzahlige Zwischenfrequenz verbunden ist;
einen zusätzlichen Kondensator (C₆), der über die Dio denbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) geschaltet ist;
weitere Kondensatoren (C₇), die in Reihenschaltung über einen zusätzlichen Kondensator (C₆) geschaltet sind, wobei der Verbindungspunkt zwischen den weiteren Kon densatoren (C₇) mit dem Lokaloszillatoreingang (194) verbunden ist;
erste und zweite Induktivitäten (L₅, L₆), deren erstes Ende mit den jeweiligen Verbindungspunkten eines zu sätzlichen Kondensators (C₆) einerseits und den wei teren Kondensatoren (C₇) verbunden sind;
ein zweiter Zwischenfrequenzsymmetrierübertrager (304), dessen einer Eingang über die zweiten Enden der ersten und zweiten Induktivität (L₅, L₆) geschaltet sind, um einen Symmetrierübertrager für eine Grundwelle oder für eine ungeradzahlige harmonische Zwischenfrequenz zu schaffen, wobei ein Ausgang des zweiten Zwischenfre quenzsymmetrierübertragers (304) mit einem Tor (106) für eine ungeradzahlige Zwischenfrequenz verbunden ist; und
hinzugefügte Kondensatoren (C₈), die zwischen den je weiligen Verbindungspunkten der ersten Induktivität (L₅) und des zweiten Zwischenfrequenzsymmetrierübertra gers (304) und der zweiten Induktivität (L₆) und dem zweiten Zwischenfrequenzsymmetrierübertrager (304) einerseits und Masse andererseits geschaltet sind;
wobei der frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (105) ein Mischen mit der unge radzahligen oder geradzahligen Harmonischen schafft.

4. Eine frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (105) nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch: einen Zwischenfrequenzschalter (108) zum wahlweise Schalten zu dem Tor für die ungeradzahlige oder dem Tor für die geradzahlige Zwischenfrequenz (106, 107) um ein geschaltetes ungeradzahliges oder geradzahliges harmo nisches Mischen zu schaffen.

5. Eine frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (305) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Ausgangskoppelschleife (142) an einem ersten Ende ununterbrochen ist und mit dem Lokaloszillator eingang (194) verbunden ist und daß die Ausgangskop pelschleife (142) an einem zweiten Ende durch die Dio denbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) abgeschlossen ist, und
daß ferner folgende Merkmale vorgesehen sind:
ein Kondensator (C₉), der über die Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) geschaltet ist;
eine einzige Zwischenfrequenzsymmetrierschaltung (306) deren Eingang über die Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) geschaltet ist, um einen Zwischenfrequenzsymmetrier übertrager für eine Grundwelle oder eine ungeradzahlige Harmonische zu schaffen, wobei ein Ausgang des einzigen Zwischenfrequenzsymmetrierübertragers (306) mit einem Tor (106) für eine ungeradzahlige Zwischenfrequenz ver bunden ist; und
andere Kondensatoren (C₁₀), die zwischen den Verbin dungspunkten der Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) und dem einzigen Zwischenfrequenzsymmetrierübertrager (306) einerseits und Masse andererseits geschaltet sind;
wobei die frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (305) ein Grundwellen-Produkt oder ungeradzahlige harmonische Produkte des Lokalos zillatorsignales mit dem Hochfrequenzeingangssignal mischt, um ein Ausgangssignal mit einer vorbestimmten niederfrequenten Zwischenfrequenz zu schaffen.

6. Eine frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (405) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Ausgangskoppelschleife (142) ununterbrochen an einem Ende ausgebildet ist und mit Masse verbunden ist und daß die Ausgangskoppelschleife (142) an einem zwei ten Ende durch die Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) abge schlossen ist, und
daß folgende Merkmale vorgesehen sind:
ein Kondensator (C₉), der über die Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) geschaltet ist;
weitere Kondensatoren (C₁₁), die in Reihe über den Kon densator (C₉) geschaltet sind, wobei der Verbindungs punkt zwischen den zusätzlichen Kondensatoren (C₁₁) an den Lokaloszillatoreingang (194) angeschlossen ist;
erste und zweite Induktivitäten (L₇, L₈), deren erste Enden an jeweilige Verbindungspunkte eines Kondensators (C₉) einerseits und der zusätzlichen Kondensatoren (C₁₁) andererseits geschaltet sind,
andere Kondensatoren (C₁₀), die zwischen den zweiten Enden der ersten und zweiten Induktivität (L₇, L₈) und Masse geschaltet sind; und
ein einziger Zwischenfrequenzsymmetrierübertrager (306), dessen Eingang über die zweiten Enden der ersten und zweiten Induktivität (L₇, L₈) geschaltet sind, um einen Zwischenfrequenzsymmetrierübertrager für eine Grundwelle oder eine ungeradzahlige Harmonische zu schaffen, wobei ein Ausgang des einzigen Zwischenfre quenzsymmetrierübertragers (306) mit einem Tor (106) für eine ungeradzahlige Zwischenfrequenz verbunden ist;
wobei die frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (405) die Grundwelle oder unge radzahlige harmonische Produkte des Lokaloszillator signales mit dem Hochfrequenzsignal mischt, um ein Zwischenfrequenzausgangssignal von einer vorbestimmten niedrigen Frequenz zu schaffen.

7. Eine frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (505) gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Ausgangskoppelschleife (142) an einem ersten Ende durch einen Kondensator (C₁₂) und an einem zweiten Ende durch eine Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) abge schlossen ist, und daß der Lokaloszillatoreingang (194) über die Diodenbrücke (D₃, D₄, D₅, D₆) geschaltet ist, und
daß folgende Merkmale zusätzlich vorgesehen sind:
ein einziger Zwischenfrequenzsymmetrierübertrager (302), dessen Eingang über einen Kondensator (C₁₂) ge schaltet ist, um einen Zwischenfrequenzsymmetrierüber trager für eine geradzahlige Harmonische zu schaffen, wobei ein Ausgang des einzigen Zwischenfrequenzsym metrierübertragers (302) mit einem Tor (107) für eine geradzahlige Zwischenfrequenz verbunden ist; und
weitere Kondensatoren (C₁₃), die zwischen die jeweili gen Verbindungspunkte des Kondensators (C₁₂) und den einzigen Zwischenfrequenzsymmetrierübertrager (302) einerseits und Masse andererseits geschaltet sind;
wobei die frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (505) geradzahlige harmonische Produkte des Lokaloszillatorsignales mit dem Hochfre quenzeingangssignal mischt, um ein Zwischenfrequenzaus gangssignal mit einer vorbestimmten niedrigen Frequenz zu erzeugen.

8. Eine frequenzmäßig abstimmbare Resonator-Filter- und -Mischer-Schaltung (104, 105, 305, 405, 505) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 7, ferner gekenn zeichnet durch:
einen zweiten frequenzmäßig abstimmbaren Resonator (110) mit einem Eingang, der mit dem Hochfrequenzein gang (118) verbunden ist, und einem Ausgang, um eine erste Stufe des Filters zu schaffen;
einem dritten frequenzmäßig abstimmbaren Resonator (112) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des zwei ten frequenzmäßig abstimmbaren Resonators (110) verbun den ist und mit einem Ausgang, um eine zweite Stufe des Filters zu schaffen; und
einen vierten frequenzmäßig abstimmbaren Resonator (114) mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des dritten frequenzmäßig abstimmbaren Resonators (112) verbunden ist, und mit einem Ausgang, um eine dritte Stufe des Filters zu schaffen;
wobei der Elektromagnet (160) ein magnetisches Gleich feld erzeugt, das gleichmäßig über die frequenzmäßig abstimmbaren Resonatoren (110, 112, 114, 116) ausge bildet ist, um die Resonanzfrequenz der Resonatoren (110, 112, 114, 116) abzustimmen; und
wobei die Eingangskoppelschleife (138) des wenigstens einen frequenzmäßig abstimmbaren Resonators (116) mit dem Ausgang des vierten frequenzmäßig abstimmbaren Re sonators (114) verbunden ist, um eine vierte Stufe des Filters zu bilden und um einen bezüglich des Bildfre quenzverhaltens verbesserten, doppelt symmetrierten Mischer zu schaffen.