DE4410608C1 - Anordnung zum Ermitteln des Frequenzversatzes in einem Demodulator für zweidimensional modulierte Signale - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung zum Ermitteln des Frequenzversatzes zwischen einem in einem Demodulator für zweidimensional modulierte Signale erzeugten Trägersignal und der Trägerfrequenz des dem Demodulator zugeführten Empfangssignals, wobei eine erste Schaltungseinheit vorgesehen ist, die eine Spektralanalyse des Empfangssignals durchführt und durch Bildung der Differenz zwischen den oberhalb der im Demodulator erzeugten Trägerfrequenz liegenden Spektralanteilen und den unterhalb der Trägerfrequenz liegenden Spektralanteilen Betrag und Vorzeichen des Trägerfrequenzversatzes bestimmt.

Zur kohärenten Demodulation von zweidimensional modulierten Signalen (z. B. quadraturamplitudenmodulierten (QAM)- Signalen) ist die Kenntnis der genauen Frequenz des Trägers dieser Signale erforderlich. Die Trägerfrequenz muß deshalb aus dem jeweils empfangenen Signal rückgewonnen und dem Empfängeroszillator mitgeteilt werden. Diese sogenannte Trägerrückgewinnung wird in der Praxis mit Hilfe eines Phasenregelkreises (PLL) durchgeführt, in dem der Empfängeroszillator als Stellglied eingesetzt ist. Eine wesentliche Rolle spielt in diesem Phasenregelkreis ein Detektor, der die Aufgabe hat, die Frequenzablage zwischen dem Träger des Empfangssignals und dem vom Empfängeroszillator erzeugten Träger zu schätzen und den Empfängeroszillator über ein Regelfilter so anzusteuern, daß diese Frequenzablage möglichst klein wird und im Idealfall ganz verschwindet. Hierfür reicht es in der Regel aus, wenn der Detektor das Vorzeichen der Frequenzablage erkennt, wie z. B. aus IEEE Transaction on Communications, Vol. 36, No. 9, Sept. 1988, S. 1035 bis 1043 hervorgeht.

Dieser Veröffentlichung ist auch der zuvor dargelegte "Acquisition mode" des Phasenregelkreises zu entnehmen. "Acquisition mode" nennt man den Betriebszustand, in welchem der Empfänger die Trägerfrequenz bzw. -phase des zweidimensional modulierten Empfangssignals noch nicht kennt, beispielsweise zu Beginn einer Datenübertragung oder nach einem Systemausfall.

Um Synchronität zwischen dem Träger des Empfangssignals und dem Träger des Empfängeroszillators zu erzielen, wird gemäß der IEEE Transactions on Communications ein Frequenzkorrektursignal für den Empfängeroszillator erzeugt, das bestimmt, in welche Richtung der Empfängeroszillator bezüglich seiner Frequenz bzw. Phase nachgeführt wird. Wann und wie lange ein solches Korrektursignal für den Empfängeroszillator bereitgestellt wird, hängt davon ab, in welches Gebiet der Ebene der zweidimensionalen Empfangswerte ein jeweiliger Empfangswert fällt. Die Lage und Form der das Korrektursignal initiierenden sogenannten aktiven Gebiete haben Einfluß darauf, ob und wie schnell der Zustand der Trägersynchronität erreicht wird, so daß dann der Phasenregelkreis im "Tracking mode" weiter betrieben werden kann. Im "Tracking mode" werden nur noch geringe Trägerabweichungen ausgeregelt.

Die Anordnung der Trägerrückgewinnung gemäß IEEE Transactions on Communications ist gerade bei hochstufigen QAM-Signalen (64-QAM, 256-QAM) bei großen anfänglichen Frequenzablagen nicht in der Lage, den Träger des Empfängeroszillators auf den Träger des QAM-Empfangssignals zu synchronisieren. Außerdem ist die bekannte Anordnung zu wenig robust gegenüber Signalverfälschungen, wie z. B. Pegelschwankungen, additive Störungen und Signalverzerrungen. Dies ist begründet in der Lage und Form der aktiven Gebiete sowie in der Art oder Operation, durch die dann aus dem Empfangssignal das Frequenzkorrektursignal gebildet wird.

Eine Anordnung, welche in der Lage ist, auch bei einer hohen anfänglichen Frequenzablage den Träger des Empfängeroszillators auf dem Träger eines QAM- Empfangssignals zu synchronisieren, wobei der Synchronisationsvorgang gegenüber Signalverfälschungen unempfindlich ist, geht aus der DE 41 00 099 C1 hervor. Die darin beschriebene Lage der aktiven Gebiete im Bereich der äußeren QAM-Empfangssignalwerte ist allerdings nur möglich, wenn es sich um ein quadratisches Symbolalphabet handelt, d. h. die QAM-Empfangssignalwerte in der komplexen Ebene eine quadratische Fläche belegen. Oft werden aber kreisförmige Symbolalphabete verwendet, weil sie gegenüber quadratischen Symbolalphabeten einen geringeren mittleren Leistungsaufwand erfordern.

Eine Anordnung der einleitend genannten Art, die den Frequenzversatz durch Spektralanalyse des Empfangssignals gewinnt, ist aus der DE 37 07 762 C2 bekannt. Dieser sogenannte Quadrikorrelator ermittelt einen verfälschten Frequenzversatz, wenn das Empfangssignal durch Fadings gestört ist, die durch Mehrwegeausbreitung beispielsweise bei Richtfunk über lange Strecken hervorgerufen werden.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die selbst bei starken Störungen des Empfangssignals z. B. durch Fadings möglichst genau den Frequenzversatz zwischen der Oszillatorfrequenz und der Empfangssignal-Trägerfrequenz ermittelt.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Die erfundene Anordnung läßt sich mit geringem Aufwand an Speicher- und Rechenschaltungen realisieren und erfüllt ihre Funktion als robuster Frequenzdiskriminator unabhängig davon, ob es sich um eine runde, quadratische oder ähnlich geformte zweidimensionale Signalkonstellation handelt.

Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels wird nachfolgend die Erfindung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt einen Demodulator für zweidimensional modulierte Signale und

Fig. 2 zeigt einen Frequenzdiskriminator und

Fig. 3 zeigt eine Signalwertebene.

Die Fig. 1 stellt einen als Phasenregelkreis ausgebildeten Demodulator für zweidimensional modulierte Signale, beispielsweise QAM-Signale, dar. Dieser Phasenregelkreis besitzt zwei Mischer 1 und 2, die das ihnen über die Eingangsleitung 3 zugeführte QAM-Empfangssignal in die zwei Basisbandsignale X₁(t) und Y₁(t) umsetzen. In den beiden Basisbandsignalen X₁(t) und Y₁(t) unterdrücken Tiefpässe 4 und 5 unerwünschte Signalanteile und generieren so die zwei Signale X(t) und Y(t). Beide Signale X(t) und Y(t) werden einem Frequenzdiskriminator 6 zugeführt, der die Signale X(t) und Y(t) in einer unten noch genauer beschriebenen Art und Weise auswertet und ein Frequenzkorrektursignal S daraus ableitet, das über die Ausgangsleitung 7 an ein Regelfilter 8 abgegeben wird. Dieses Regelfilter 8 hat die Aufgabe, das Frequenzkorrektursignal S zu glätten und es an einen steuerbaren Oszillator 9 weiterzuleiten, der ein Trägersignal für die Mischer 1 und 2 generiert, wobei das Trägersignal für den Mischer 2 um 90° phasengedreht wird. Der Frequenzdiskriminator 6 benötigt zum Abtasten der aus dem QAM-Empfangssignal abgeleiteten, um 90° gegeneinander phasenversetzten Signalkomponenten X(t) und Y(t) einen Abtasttakt T.

Die Signalkomponenten X(t) und Y(t) geben nur dann exakt den jeweiligen QAM-Empfangssignalwert wieder, wenn der vom Oszillator 9 erzeugte Träger mit dem Träger des QAM- Empfangssignals frequenzsynchron ist. Die Signalkomponente X(t) wird auch als Inphase-Signalkomponente I und Y(t) als Quadratur-Signalkomponente Q bezeichnet.

Ein Blockschaltbild des Frequenzdiskriminators 6 zeigt die Fig. 2. Er besteht im wesentlichen aus zwei Schaltungseinheiten 10 und 11, die beide getrennt voneinander aus der Inphase-Signalkomponente X(t) und der Quadratur-Signalkomponente Y(t) den Frequenzversatz zwischen der Oszillatorfrequenz und der Empfangssignal-Trägerfrequenz bestimmen. Die Funktionsweisen beider Schaltungseinheiten 10 und 11, die weiter unten noch beschrieben werden, schließen nicht aus, daß bei Störungen des Empfangssignals z. B. durch Fadings der ermittelte Frequenzversatz gegenüber dem tatsächlichen Frequenzversatz abweicht. Dieser eigentlich unerwünschte Offset tritt in beiden Schaltungseinheiten 10 und 11 gleichermaßen auf, allerdings mit entgegengesetzten Vorzeichen. Führt man daher die Ausgangssignale der zwei Schaltungseinheiten 10, 11 einem Summierer 12 zu, so kompensieren sich die Offsets in den Ausgangssignalen gegenseitig, und das Summensignal S gibt den Frequenzversatz unverfälscht wieder. Falls die Ausgangssignale der zwei Schaltungseinheiten 10 und 11 nicht gleichgewichtet sind, kann eines der Signale mit einem Wichtungsfaktor k beaufschlagt werden.

Die erste Schaltungseinheit 10 in Fig. 2 ist als Quadrikorrelator ausgeführt, wie er für die Anwendung als Frequenzdiskriminator aus der DE 37 07 762 C2 bekannt ist. Ein Quadrikorrelator arbeitet nach folgendem Prinzip.

Er führt eine Spektralanalyse des Empfangssignals durch und bildet die Differenz zwischen den oberhalb und den unterhalb der Oszillatorfrequenz liegenden Spektralanteilen. Im Falle, daß kein Frequenzversatz vorliegt, die Oszillatorfrequenz also gleich der Trägerfrequenz des Empfangssignals ist, gibt es ein bzgl. der Oszillatorfrequenz symmetrisches Spektrum. Das Differenzsignal hätte dann den Wert Null. Je nach Größe des Frequenzversatzes nimmt die Asymmetrie des Spektrums zu und dementsprechend auch der Betrag des Differenzsignals. Das Vorzeichen des Differenzsignals gibt die Richtung des Frequenzversatzes wieder.

Erfährt nun das Spektrum des Empfangssignals einen oder mehrere Einbrüche aufgrund von Fadings, ist die Differenz zwischen den Spektralanteilen oberhalb und unterhalb der Oszillatorfrequenz nicht mehr allein von dem Frequenzversatz abhängig, sondern auch von der Breite und Stärke der Spektral-Einbrüche. Der von einem Quadikorrelator ermittelte Frequenzversatz weist also bei Störungen des Signalspektrums, z. B. durch Fadings, einen verfälschenden Offset auf.

Anhand der in Fig. 3 dargestellten Signalwertebene I, Q, in der die einzelnen jeweils aus einer Inphase I und einer Quadratur-Signalwertkomponente Q bestehenden Signalwerte mit Punkten gekennzeichnet sind, soll die Funktionsweise der zweiten Schaltungseinheit 11, welche den Frequenzversatz Δf der Oszillatorfrequenz gegenüber der Trägerfrequenz des Empfangssignals ermittelt, erläutert werden.

Gemäß dem Ausführungsbeispiel in Fig. 3 seien sendeseitig drei durch die Punkte P_1,S, P_2,S und P_3,S gekennzeichnete Signalwerte erzeugt und zum Empfänger (s. Fig. 1) übertragen worden. Diese nacheinander übertragenen Signalwerte liegen auf der strichliert gezeichneten Kurve in der Signalwertebene. Nach Demodulation des empfangenen Signals erhält man die Signalwerte P_1,E, P_2,E und P_3,E. Aufgrund des Frequenzversatzes Δf zwischen der vom Oszillator 9 erzeugten Frequenz und der Trägerfrequenz des Empfangssignals rotieren die demodulierten Signalwerte P_1,E, P_2,E und P_3,E gegenüber den gesendeten Signalwerten P_1,S, P_2,S und P_3,S, wobei der Rotationswinkel umso größer ist, je weiter die Signalwerte zeitlich vom ersten Signalwert entfernt sind. D.h. der erste demodulierte Signalwert P_1,E liegt an derselben Stelle in der I-Q Ebene wie der erste gesendete Signalwert P_1,S; der zweite Signalwert P_2,E ist gegenüber P_2,S um 30° und der dritte Signalwert P_3,E ist gegenüber P_3,S um 60° gedreht bei der Annahme, daß der Frequenzversatz Δf z. B. einem Zwölftel der Datenabtastfrequenz 1/T entspricht. Die Rotationsrichtung hängt vom Vorzeichen des Frequenzversatzes Δf ab.

Die mit P₁, P₂ und P₃ bezeichneten Signalwerte und deren Lage in der I-Q Ebene gehen auf eine vorgegebene Datenabtastfrequenz 1/T zurück. In der Schaltungseinheit 11 wird aber das Empfangssignal mit der n-fachen (n = 2, 3, 4, . . . ) Datenabtastfrequenz abgetastet, so daß neben den Signalwerten P_1,E, P_2,E, P_3,E Zwischenabtastwerte entstehen. Bei dem in Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Datenabtastfrequenz verdoppelt worden. Dadurch entstehen die Zwischenabtastwerte Z_1,E und Z_2,E.

Außerdem interpoliert die Schaltungseinheit 11 den Signalverlauf (s. strichpunktierte Linie in Fig. 3) zwischen den demodulierten Signalwerten P_1,E, P_2,E und P_3,E und bildet auf diesem interpolierten Signalverlauf liegende Zwischenabtastwerte Z_1,I und Z_2,I, die den Abtastzeitpunkten der real empfangenen Zwischenabtastwerte Z_1,E und Z_2,E entsprechen. Die Interpolation kann im einfachsten Fall linear sein oder quadratisch oder auch noch höherwertiger, je nachdem wie genau der Signalverlauf im Empfänger (strichpunktierte Linie) an den Signalverlauf im Sender (strichlierte Linie) angepaßt sein soll. Wegen des Frequenzversatzes Δf decken sich die realen Zwischenabtastwerte Z_1,E und Z_2,E nicht mit den interpolierten Abtastwerten Z_1,I und Z_2,I.

Die Lageabweichung zwischen dem interpolierten Zwischenabtastwert Z_1,I bzw. Z_2,I und dem realen Zwischenabtastwert Z_1,E bzw. Z_2,E wird in Form eines Ablagevektors1 bzw. 2 erfaßt. Ebenso wird ein Vektor 1 bzw. 2 gebildet, der die Richtung des Übergangs zwischen zwei aufeinanderfolgenden Signalabtastwerten P_1,E und P_2,E bzw. P_2,E und P_3,E angibt. Es stellt sich heraus, daß alle Ablagevektoren 1, 2 entweder ausschließlich nach rechts oder ausschließlich nach links von den Richtungsvektoren 1, 2 abzweigen. Die Abzweigrichtung der Ablagevektoren 1, 2 hängt allein vom Vorzeichen des Frequenzversatzes Δf ab. Somit läßt sich aus der Richtung jedes Ablagevektors eine Aussage über das Vorzeichen des Frequenzversatzes Δf gewinnen. Der Betrag des Frequenzversatzes Δf ist proportional zur Länge des Ablagevektors. Z.B. durch Bildung des Vektorprodukts aus dem Ablagevektor 1 bzw. 2 und dem Richtungsvektor 1 bzw. 2 kann auf sehr einfache Weise das Vorzeichen und ein Maß für den Betrag des Frequenzversatzes Δf bestimmt werden.

Es zeigt sich, daß auch das über dieses Verfahren ermittelte Frequenzregelsignal bei Störungen des Signalspektrums, z. B. durch Fadings, einen verfälschenden Offset aufweist. Jedoch hat dieser Offset stets das umgekehrte Vorzeichen wie der beim Quadrikorrelator 10 auftretende Offset, so daß durch die Zusammenführung der beiden Regelsignale nach Fig. 2 eine Kompensation des Offset möglich ist.

Wird der von den beiden Schaltungseinheiten 10 und 11 abgeleitete Frequenzversatz über mehrere Datentakte gemittelt, erhält man eine von speziellen Datenmustern und vom Rauschen des Empfangssignals unabhängige Regelinformation S für den Oszillator 9.

Claims (4)

1. Anordnung zum Ermitteln des Frequenzversatzes zwischen einem in einem Demodulator für zweidimensional modulierte Signale erzeugten Trägersignal und der Trägerfrequenz des dem Demodulator zugeführten Empfangssignals, wobei eine erste Schaltungseinheit (10) vorgesehen ist, die eine Spektralanalyse des Empfangssignals durchführt und durch Bildung der Differenz zwischen den oberhalb der im Demodulator erzeugten Trägerfrequenz liegenden Spektralanteilen und den unterhalb der Trägerfrequenz liegenden Spektralanteilen Betrag und Vorzeigen des Frequenzversatzes bestimmt, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Schaltungseinheit (11) vorhanden ist, welche zwischen zwei aufeinanderfolgenden Signalabtastwerten (P_1,E, P_2,E, P_3,E) durch Interpolation mindestens einen Zwischenabtastwert (Z_1,I, Z_2,I) bestimmt und zu jedem interpolierten Zwischenabtastwert (Z_1,I, Z_2,I) und einem diesem bzgl. des Abtastzeitpunktes entsprechenden, aus dem realen Empfangssignal gewonnenen Zwischenabtastwert (Z_1,E, Z_2,E) einen Ablagevektor (1, 2) bildet, daß die Mittel die Länge des Ablagevektors (-1, 2), welche proportional zum Betrag des Frequenzversatzes (Δf) ist, und die vom Vorzeichen des Frequenzversatzes abhängige Richtung des Ablagevektors (1, 2) relativ zu einem Vektor (1, 2) bestimmen, der die Richtung des Übergangs zwischen den zwei aufeinanderfolgenden Signalabtastwerten (P_1,E, P_2,E, P_3,E) angibt, und daß Mittel (12) vorhanden sind, welche die Ausgangssignale der beiden Schaltungseinheiten (10, 11) einander überlagern.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungseinheit (11) das Vektorprodukt aus dem Ablagevektor (1, 2) und dem Vektor (1, 2), der die Richtung des Übergangs zwischen den zwei aufeinanderfolgenden Signalwerten (P_1,E, P_2,E, P_3,E) angibt, bildet, wobei das Vorzeichen des Vektorprodukts dem Vorzeichen der Frequenzablage (Δf) entspricht und der Betrag des Vektorprodukts dem Betrag der Frequenzablage (Δf) proportional ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß vor der Überlagerung der Ausgangssignale der beiden Schaltungseinheiten (10, 11) eine relative Gewichtung (k) der beiden Ausgangssignale erfolgt.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie aus mehreren nacheinander bestimmten Frequenzversätzen einen mittleren Frequenzversatz bildet.