DE4320996C2

DE4320996C2 - Verfahren zur Frequenzmodulation

Info

Publication number: DE4320996C2
Application number: DE19934320996
Authority: DE
Inventors: Heinz Dr Ing Goeckler
Original assignee: ANT Nachrichtentechnik GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1993-06-24
Filing date: 1993-06-24
Publication date: 1995-11-02
Anticipated expiration: 2013-06-25
Also published as: DE4320996A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur FM-Modulation gemäß Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Solche Verfahren sind bekannt, beispielsweise aus der Europäischen Offenlegungsschrift 508 661, die einen FM-Modulator beschreibt, der zur Erzeugung eines frequenzmodulierten Signales digitale Mittel in beschränkter Form benutzt, z. B. einen rückgekoppelten Phasenakkumulator zur Erzeugung eines digitalen frequenzmodulierten Signales und einen Trägeroszillator, welcher aus einer Tabelle Sinus- oder Cosinuswerte der Trägerschwingung ausliest. Dieser bekannte FM-Modulator gestattet zwar die beliebige Einstellung von Frequenzhub und Mittenfrequenz und zwar unabhängig voneinander, weist aber eine Reihe von Nachteilen auf wie z. B. Drift- und Alterungs- Probleme, nichtlineare Verzerrungen, das Erfordernis eines Abgleiches usw., welche alle daher rühren, daß der wesentliche Schaltungsaufwand dieses Modulators auf analoge Weise realisiert ist.

Aus der DE 38 30 729 A1 ist ein Verfahren zum Erzeugen modulierter Einseitenbandsignale bekannt. Bei dem Verfahren wird ein NF-Signal mittels Hilbert-Transformation in seine In-Phase- und Quadratursignal-Komponenten I, Q zerlegt und das gewünschte Einseitenbandsignal nach der Formel

gebildet, wobei ϕ_T die Trägerfaser und ϕ_NF = Arcustangens (Q/I) die Phase des NF-Signals ist. Die Trägerfrequenz f_T ist dabei fest an die Abtastfrequenz angebunden. Will man mit dem Verfahren bzw. mit der Anordnung aus der DE 38 30 729 A1 eine beliebige ZF- oder HF-Lage erreichen, so ist dies ausschließlich über die Veränderung der Abtastfrequenz zu erreichen.

Aus Kammeyer, Schenk: Ein flexibles Experimentiersystem für die Datenübertragung im Fernsprechbereich (Teil I), Frequenz 1979, Nr. 5, Seiten 141 bis 145 sind Datenmodems bekannt, die sich auf lineare Modulationsformen wie z. B. Amplitudenmodulation, Einseitenbandmodulation, Quadraturamplitudenmodulation, Phasensprungmodulation usw. beschränken. In Bild 2 ist ein Blockschaltbild eines digitalen Übertragungssystems dargestellt, bei dem die einlaufenden Datenpaare, welche als komplexe Zeiger ci=ai+jbi dargestellt werden, mit der Taktfrequenz jeweils um einen festen Winkel ϕ gedreht werden, welcher nur vom Verhältnis zwischen Schrittfrequenz der Datenfolge und Abtastfrequenz abhängt. Anschließend wird das komplexe Elementarsignale gewichtet.

Der vorliegenden Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur FM-Modulation eines digitalen NF-Signals der eingangs genannten Art anzugeben, welches kaum Drift- und Erweiterungsprobleme aufweist, bei dem die nichtlinearen Verzerrungen minimal sind und das Erfordernis eines Abgleiches entfällt.

Die Lösung erfolgt durch die Merkmale des Anspruches 1; vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich durch die Unteransprüche.

Durch die volldigitale Realisierung des erfindungsgemäßen FM-Modulators ergeben sich die Vorteile, daß Drift- und Alterungsprobleme entfallen, daß kein Abgleich erforderlich ist, wodurch Personal- und zeitintensive Aufwände entfallen,
daß eine volle Integrationsfähigkeit als VLSI- bzw. ASIC- Baustein möglich ist,
daß nichtlineare Verzerrungen minimal sind,
daß eine Anwendung sowohl in volldigitaler als auch in analoger bzw. halbanaloger Umgebung möglich ist, letztere durch eine Ausstattung am Ein- oder Ausgang mit Analog- /Digital- bzw. Digital-/Analog-Umsetzung.

Es folgt die Beschreibung der Erfindung anhand der Figuren. Das Prinzip des erfindungsgemäßen Verfahrens ist anhand der Fig. 1 erläuterbar, die das Blockschaltbild eines FM- Modulators, volldigital realisiert, zeigt. Die Fig. 2a bis 2e geben Spektren und Übertragungsfunktionen an einzelnen Punkten bzw. einzelner Bausteine der Fig. 1 wieder.

Die Fig. 6 veranschaulicht die komplexe Faltung.

Die Signalquelle Q liefert ein analoges bandbegrenztes Signal α·v(t), welches durch einen Analog-Digital-Umsetzer anschließend digitalisiert wird, oder unmittelbar ein digitales Signal v(kT)·Δf/f_A, wobei T = 1/f_A das Abtastintervall ist, das nachfolgend einen Träger der Frequenz f_C bzw. der FM-Mittenfrequenz f₀ in der Frequenz moduliert mit dem Frequenzhub Δf. Dem digitalen modulierenden Signal v(kT) mit k = 0,1, . . . wird zunächst eine Konstante f₀/f_A hinzu addiert, mit der die ausgangsseitig erwünschte Kanalmittenfrequenz f_C = M·f_A + f₀ festgelegt wird, wobei M eine ganze Zahl ist. Damit ergibt sich die auf die Abtastfrequenz normierte Momentanfrequenz des FM-Signals in der Zwischenfrequenzlage um f₀ zu

wobei der Term k·T abkürzend durch k, den laufenden Zeit- bzw. Abtastindex, ersetzt wurde. Die Größe Δf ist der Frequenzhub, der unabhängig von f₀ wählbar ist und der angibt, um wieviel die Momentanfrequenz des modulierenden FM-Signals maximal von der Schwerpunktfrequenz f₀ (das ist die Frequenz des unmodulierten Signals) abweichen kann, wenn ohne Einschränkung der Allgemeinheit

max. {v(k)} ≡ 1

gesetzt wird.

Aus (1) folgt die momentane Phase des FM-Signals durch Integration, was im Digitalen durch den idealen Integrator nämlich durch einen rückgekoppelten Akkumulator, realisiert wird mit nachfolgender Multiplikation mit 2π:

Anschließend erfolgt die komplexe Trägererzeugung und -Umsetzung, wobei aus einer Tabelle das komplexwertige FM- Signal

g(k) = e^j ^ϕ ^(k) = g_r(k) + jg_i(k)

= cos [ϕ(k)] + j sin [ϕ(k)] (3)

ausgelesen wird. Die komplexwertigen Signale sind in Fig. 1 und Fig. 2 durch Unterstreichung und in Fig. 1 ihre Signalpfade durch Doppel-Striche bzw. Doppel Pfeile und die Bausteine mit komplexwertigen Koeffizienten wie Filter, Tabellen usw. mit doppelter Berandung gekennzeichnet. j=√, zuerst in Gleichung 3 verwendet, ist die Imaginäreinheit, die rechnerisch nur implizit zu berücksichtigen ist. Ein komplexwertiges Signal stellt ein Signal dar, das aus zwei Komponenten, nämlich dem Real- und dem Imaginärteil zusammengesetzt ist.

Das FM-Signal g(k) ist idealerweise nicht bandbegrenzt, weshalb es durch ein Filter F mit komplexen Koeffizienten so bandzubegrenzen ist, daß die Systemanforderungen bezüglich Nachbarkanalstörungen eingehalten werden (bei UKW Bandbreite 300 kHz): Das Ergebnis am Filterausgang d(k).

Danach folgt ein Interpolations-Filter CIPF mit komplexen Koeffizienten, welches die Abtastfrequenz f_A um den erforderlichen Faktor L erhöht, so daß am Filterausgang nur das gewünschte FM-Signal y(kT/L) um

f_C/f_A = M + f₀/f_A (4)

erscheint im Bereich [O,L·f_A]. Das bedeutet, daß das komplexe Interpolations-Filter CIPF um f_C einen Durchlaßbereich aufweisen und bei bezüglich f_A periodischen Spektralanteilen sperren muß.

Wird nun im System nur ein reelles FM-Signal benötigt, so wird lediglich der Realteil oder der Imaginärteil weiter verwendet. Gegebenenfalls kann eine Digital-Analog-Umsetzung erforderlich sein, der dann üblicherweise ein analoges Glättungs-Filter ABP (meistens Tiefpaß, aber auch Bandpaß) folgt.

Die Funktionsweise des beschriebenen FM-Modulators wird nun im Frequenzbereich spektralmäßig erläutert. In den Fig. 2a bis 2e sind die Spektren jeweils mit den entsprechenden Großbuchstaben bezeichnet und beispielhaft Werte für M = 3 und L = 4 angesetzt.

Durch die Fouriertransformation sind Übertragungsfunktion und Impulsantwort bzw. Frequenz- und zeitbereich miteinander verbunden:

G(e^j ^Ω) ⊷ g(kT) (5)

Am Ausgang des komplexen Oszillators COSZ entsteht das Spektrum G(e^j ^Ω), siehe Fig. 2a, das mit dem Filter F auf die zulässige Bandbreite begrenzt wird zu D(e^j ^Ω), siehe Fig. 2b. Falls die Mittenfrequenz f₀ = 0 ist, sind Filterfunktion und Spektrum bezüglich f = 0 bzw. bezüglich f_A nichtsymmetrisch (Eigenschaften komplexwertiger Signale). Das Interpolations- Filter CIPF selektiert den gewünschten Spektralanteil um f_C, was möglich ist, da es auf die erhöhte Abtastfrequenz L·f_A = 4f_A bezogen ist (siehe D am Eingang von CIPF, Fig. 2b, und Y am Ausgang von CIPF, Fig. 2c).

Wird nur der Real- oder Imaginärteil weiter verwendet, so ergibt sich das Spektrum Y gemäß Fig. 2d. Dieses Spektrum Y ist mit den gezeichneten Spektren symmetrisch sowohl bezüglich f = 0 als auch f_A′/2 = 2f_A, da es sich hier im Unterschied zur Fig. 2a bis 2c um ein reelles Signal handelt. Dasselbe gilt auch für das analoge Signal y(t) beziehungsweise für sein Spektrum |Y| nach einer Digital-Analog-Umsetzung DAU mit nachfolgendem Glättungs-Filter ABP, siehe Fig. 2e.

Wie aus den bisherigen Ausführungen und auch aus Fig. 2a ersichtlich, ist die Bandbreite des FM-Signals g(k) und auch des bandbegrenzten FM-Signals d(k) deutlich größer als die des modulierenden Signals v(k), beispielsweise bei UKW-Stereo 300 kHz zu 60 kHz.

Daher kann das modulierende Digital-Signal v(kT) auch mit niedrigerer Abtastfrequenz f_A/P angeliefert werden mit

v′ = v(kPT) (6),

wobei P aus Aufwandsgründen, aber nicht zwingend, ganzzahlig gewählt werden sollte.

In diesem Fall ist an beliebiger Stelle zwischen Quelle Q bzw. nach dem Analog-Digital-Umsetzer ADU und dem komplexen Oszillator COSZ die Abtastfrequenz mittels eines Interpolations-Filters oder durch eine Kaskade von mehreren um den Faktor P zu erhöhen.

Die Multiplikation mit 2π vor dem komplexen Oszillator COSZ gemäß Fig. 1 kann entfallen, wenn die Adressen für die COSZ- Tabelle entsprechend normiert werden: Adressraum [0,1] Modulo 1 statt [0,2π] Modulo 2π.

Die Tabelle des komplexen Oszillators COSZ kann in folgenden Varianten aufgebaut sein:

1. Zwei Tabellen gleichen Inhalts werden mit unterschiedlichen Adressen angesteuert, wobei die Adressendifferenz Δϕ = π/2 ist, und gleichzeitig parallel ausgelesen.
2. Es gibt eine gemeinsame Tabelle für Real- und Imaginärteil; diese Tabelle wird für Real- und Imaginärteil sequentiell angesteuert und ausgelesen.
3. Es gibt eine Tabelle für Realteil und eine Tabelle für Imaginärteil, beide sind so angeordnet, daß für eine Adresse der Realteil aus der einen und der Imaginärteil aus der anderen Tabelle gleichzeitig und parallel geliefert werden.

Die Abtastwerte der komplexen Schwingung gemäß Gl. (3) lassen sich aber auch jeweils aktuell berechnen, z. B. mit Hilfe ausreichend genauer Reihenentwicklungen.

Die Filter mit komplexen Koeffizienten lassen sich im allgemeinsten Fall mit 4 Teilfiltern mit jeweils reellen und paarweise gleichen Koeffizienten realisieren, siehe Fig. 6, wodurch der Aufwand ebenfalls erheblich gesenkt wird. Interpolations-Filter, deren Ausgangs-Abtast-Frequenz für verfügbare Bausteine sehr hoch oder zu hoch ist, so daß die Realisierung Schwierigkeiten bereitet oder überhaupt nicht möglich ist, lassen sich als sogenannte Polyphasenfilter- Netzwerke realisieren, siehe hierzu Deutsches Patent 40 26 476.9.

Die komplexen Filter F und CIPF können zu einem einzigen komplexwertigen Filter zusammengefaßt werden, was ebenfalls eine Aufwandsverminderung sein kann.

Claims

1. Verfahren zur FM-Modulation eines digitalen Trägersignals mit einem digitalen NF-Signal mittels eines rückgekoppelten Phasenakkumulators und eines Trägeroszillators, welcher numerisch gesteuert die Abtastwerte der modulierten FM- Trägerschwingung bzw. des FM-Signals erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß der Trägeroszillator (COSZ) mit einer Abtastrate f_A = 1/T arbeitet, die größer ist als die FM-Bandbreite, daß ein komplexwertiges FM-Trägersignal g(kT) erzeugt wird, wobei die Trägerfrequenz des nichtmodulierten Trägers f_C = M · f_A + f₀ (4)ist mit der ganzen Zahl M 1 und der FM-Mittenfrequenz f₀ (f₀: Zwischenfrequenz), daß anschließend mittels eines Filters (F) mit komplexwertigen Koeffizienten zu d(kT) bandbegrenzt und mittels eines komplexwertigen Interpolations-Filters (CIPF) zu y(kT/L) interpoliert wird, wobei L < 1 ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandbegrenzung des FM-Signals auf die UKW-Bandbreite von 300 kHz erfolgt.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß aus dem interpolierten Ausgangssignal y(kT/L) durch Berechnung des Real- oder Imaginärteils ein reellwertiges FM-Signal y(kT/L) erzeugt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das reellwertige FM-Signal Digital-Analog-umgesetzt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das analoge FM-Signal mittels eines analogen Glättungs- Filters (ABP bzw. ATP) geglättet wird zu y(t).

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastrate f_A0 des modulierenden digitalen NF- Signals v′ = v(kPT) das 1/P-fache der Abtastrate f_A des komplexen Oszillators (COSZ) ist, wobei P eine rationale oder eine ganze Zahl ist.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß an einer beliebigen Stelle vor dem komplexen Oszillator (COSZ) eine Multiplikation mit 2π erfolgt.

8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Phasenakkumulator eine Konstante f₀/f_A = f_C/f_A - M bzw. 2πf₀/f_A=2π(f_C/f_A-M) addiert wird zur Festlegung der Zwischenfrequenz f₀ bzw. der ausgangsseitigen Mittenfrequenz f_C des modulierten FM- Signals.

9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte der modulierten FM-Schwingung aus einer Tabelle ausgelesen werden.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Tabelle des komplexen Oszillators (COSZ) zwei Teile mit gleichem Inhalt aber mit unterschiedlichen Adressen enthält, die zur Lieferung des Real- und Imaginärteils des komplexwertigen FM-Trägersignals gleichzeitig angesteuert und ausgelesen werden.

11. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Tabelle des komplexen Oszillators (COSZ) aus einem Sinus- und einem Cosinusteil besteht, die unter der gleichen Adresse jeweils gleichzeitig angesteuert und ausgelesen werden.

12. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Tabelle des komplexen Oszillators (COSZ) nur eine einzige Werttabelle für Real- und Imaginärteil umfaßt, die sequentiell angesteuert und ausgelesen werden.

13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die aktuellen Abtastwerte der komplexen FM-Schwingung jeweils mittels eines speziellen Rechenwerkes berechnet werden.

14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Interpolations-Filter (CIPF) durch ein Polyphasennetzwerk realisiert ist.

15. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das komplexe Interpolations-Filter (CIPF) und/oder das komplexe Bandbegrenzungsfilter nichtrekursive Filter (FIR) sind.

16. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Bandbegrenzungs-Filter (F) und das komplexe Interpolations-Filter (CIPF) zu einem einzigen Filter zusammengefaßt sind.

17. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß L eine ganze Zahl ist.

18. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß f₀ ε [0, f_A] ist.