DE4236420B4

DE4236420B4 - Reluktanzschwankungs-Resolver

Info

Publication number: DE4236420B4
Application number: DE4236420A
Authority: DE
Inventors: Yasuhiro Maebashi Ezuka
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 1991-10-29
Filing date: 1992-10-28
Publication date: 2005-08-04
Anticipated expiration: 2012-10-29
Also published as: DE4236420A1; US5250889A; JP3047565B2; JPH05122916A

Abstract

Reluktanzschwankungs-Resolver mit:
einem Rotor (2) und einem Stator (1) mit Magnetpolen, welche derart ausgebildet sind, dass die Reluktanz des Zwischenraums zwischen dem Rotor (2) und den Magnetpolen sich entsprechend der Position des Rotors (2) ändert, um eine zyklische Grundschwingungs-Komponente der Reluktanzschwankung mit n Zyklen pro Umdrehung des Rotors (2) zu erzielen, wobei n eine ganze Zahl von 1 oder mehr ist;
ersten Magnetpolen (A₁₁ bis A₁₆, B₁₁ bis B₁₆, C₁₁ bis C₁₆) mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei N eine ganze Zahl von 1 oder mehr ist, und die ersten Magnetpole (A₁₁ bis A₁₆, B₁₁ bis B₁₆, C₁₁ bis C₁₆) in gleichen Intervallen an dem Stator (1) ausgebildet sind; und
zweiten Magnetpolen (A₂₁ bis A₂₆, B₂₁ bis B₂₆, C₂₁ bis C₂₆) mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei die zweiten Magnetpole (A₂₁ bis A₂₆, B₂₁ bis B₂₆, C₂₁ bis C₂₆) in mittigen Positionen zwischen...

Description

Die Erfindung betrifft einen Reluktanzschwankungs-Resolver zum Erfassen von Winkellagen und Rotationsgeschwindigkeiten.
Es sind herkömmliche Reluktanzschwankungs-Resolver bekannt, bei welchen entsprechend der Lage eines Rotorkerns aufgrund eines Zusammenwirkens mit Magnetpolen eines Stators sich die Reluktanz zwischen dem Rotor und dem Stator ändert, wobei gemäß der Grundschwingung der Reluktanz diese sich pro Umdrehung des Rotorkerns N-mal zyklisch ändert und die Konstruktion derart ausgebildet ist, daß die Winkellage, d.h. der Rotationswinkel, und die Rotationsgeschwindigkeit durch Erfassen der vorgenannten Schwankungen der Reluktanz ermittelt werden können. Insbesondere ist als Reluktanzschwankungs-Resolver für einen Wechselstrom-Servomotor ein Resolver bekannt, welcher mit Stator-Magnetpolen versehen ist, welche drei Phasen und achtzehn Pole aufweisen.
Jedoch tritt bei den vorgenannten herkömmlichen Reluktanzschwankungs-Resolvern zwischen dem Rotor und Stator entsprechend der gegenüberliegenden Position der an beiden ausgebildeten Zähne eine Permeanz auf und entsprechend einer harmonischen Oberschwingungswelle, mit welcher sich diese Permeanz ändert, verringert sich die Genauigkeit der mit jedem Zahn zu verwirklichenden Ermittlung der Winkellage, was einen Korrektur-Schaltkreis erforderlich macht, welcher sich aus einem ROM, einem D/A-Wandler und anderen elektronischen Elementen zusammensetzt, wobei der Korrektur-Schaltkreis Bestandteil des Signalverarbeitungs-Schaltkreises ist. Daraus resultiert das Problem, daß es einerseits unmöglich wird, den Schaltkreis zu miniaturisieren und es andererseits nicht möglich ist, eine beliebige Kombination von Motor und Signalverarbeitungs-Schaltkreis zu wählen, weil die in dem ROM gespeicherten Korrekturdaten für jeden Typ von Resolver speziell vorgesehen sind und nur in Kombination damit verwendet werden können. Diese Probleme sollen durch die Erfindung gelöst werden.
Wenn in anderen Worten die Stator-Magnetpole derart ausgebildet sind, daß drei Phasen bei 18 Polen vorhanden sind, kann die Permeanz durch folgende Gleichung (1) ausgedrückt werden:
Hierbei gilt: P₀ ≠ P₁ ≠ P₂ ≠ P₃ ≠ P₄ ≠ P₅ ≠ .......
Die höheren Oberschwingungskomponenten, welche P₅ übersteigen, sind so geringfügig, daß deren Einfluß auf die Genauigkeit vernachlässigt werden kann. Aus diesem Grund kann die obige Gleichung (1) vereinfacht werden und durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt werden:
Diese Gleichung kann für die Resolver-Signale fa (θ), fb (θ), und fc (θ) entsprechend den drei Phasen A, B und C wie folgt aufgelöst und ausgedrückt werden:
Wenn dann eine 3/2-Phasenumwandlung von drei auf zwei Phasen bezogen auf die obigen Gleichungen (3) bis (5) erfolgt, können die in den Signalverarbeitungs-Schaltkreis einzugebenden Signale durch die folgenden Gleichungen (6) und (7) ausgedrückt werden:
Auf diese Weise kann in dem Signalverarbeitungs-Schaltkreis der Digitalwinkel ϕ, wie er in Gleichung (8) ausgedrückt ist, auf der Basis der durch obige Gleichungen (6) und (7) konvertierten Signale berechnet werden:
Wie aus den Gleichungen (8) und (9) klar wird, wird ein Fehler von Δθ entsprechend der Oberschwingung der Permeanz in den Signalverarbeitungs-Schaltkreis eingegeben. Infolgedessen ist für den Signalverarbeitungs-Schaltkreis eine Korrektureinheit zum Korrigieren des Fehlers Δθ aufgrund der Oberschwingung erforderlich.

Um dies zu verwirklichen, sind beispielsweise aus der JP 01218344 A drei in einem Winkel von 120° zueinander angeordnete Statorzähne bekannt, wovon jeder eine Dreiphasen-Wechselstrom-Erregerwicklung und eine Ausgangswicklung aufweist; und es ist jeweils ein Statorzahn mit der gleichen Erreger- und Ausgangswicklung in umgekehrter Richtung in einer Position vorgesehen, welcher symmetrisch zu jedem der Phasen-Statorzähne in einem Winkel von 180° dazu angeordnet ist. Diese stellen einen A-Satz von Statorzähnen dar. Es ist möglich, daß die Permeanzkomponente der zweiten bis vierten harmonischen Oberschwingung durch das Vorsehen von sechs B-Sätzen von Statorzähnen verringert wird, welche mit den gleichen Wicklungen wie der A-Satz in um 90° gegeneinander versetzten Positionen relativ zu den sechs A-Satz-Statorzähnen angeordnet sind. In diesem Fall ist es jedoch erforderlich, zwei Sätze von Erregerwicklungen und Ausgangswicklungen vorzusehen, um Dreiphasen-Wechselstrom-Signale einzeln in die Statorzähne einzugeben; dies macht es erforderlich, die Erregerwicklungen und Ausgangswicklungen gegeneinander zu isolieren. Entsprechend wird die Konstruktion unvermeidbar kompliziert und es entstehen neue Probleme, was einen höheren Aufwand an Montagezeit und Montagearbeit erforderlich macht.

Die Erfindung widmet sich daher den weiter oben erläuterten ungelösten Problemen. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Reluktanzschwankungs-Resolver zu schaffen, welcher den Rotationswinkel oder die Rotationsgeschwindigkeiten bei einfacher Konstruktion genau erfassen kann, ohne daß die Genauigkeit durch Oberschwingungs-Komponenten der Permeanz beeinträchtigt wird.

Dies wird durch einen Reluktanzschwankungs-Resolver erreicht, mit:
einem Rotor und einem Stator mit Magnetpolen, welche derart ausgebildet sind, daß die Reluktanz des Zwischenraums zwischen dem Rotor und den Magnetpolen sich entsprechend der Position des Rotor ändert, um eine zyklische Grundschwingungs-Komponente der Reluktanzschwankung mit n Zyklen pro Umdrehung des Rotorkerns zu erzielen, wobei n eine ganze Zahl von 1 oder mehr ist und die Rotationswinkel-Positionen und die Rotationsgeschwindigkeit durch Erfassen der Schwankungen der vorgenannten Reluktanz ermittelt werden. Der Reluktanzschwankungs-Resolver weist auf:
erste Magnetpole mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei N eine ganze Zahl von 1 oder mehr ist, wobei die ersten Magnetpole in gleichen Intervallen an dem Stator ausgebildet sind;
zweite Magnetpole mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei die zweiten Magnetpole in mittigen Positionen zwischen den ersten Magnetpolen angeordnet sind, sowie
Erregerwicklungen, welche um die ersten und zweiten Magnetpole ausgebildet sind und für jede Phase in Reihe geschaltet sind.

Erfindungsgemäß sind vorgesehen:
eine Stromänderungs-Detektoreinrichtung zum Erfassen des sich ändernden Stromwertes entsprechend der Änderung der Reluktanz, wenn ein Wechselstrom zu den Erregerwicklungen jeder der Phasen übermittelt wird;
eine Anzahl von 3N Differenzwert-Berechnungseinheiten zum Berechnen der Differenzwerte zwischen den erfaßten Stromwerten der ersten Magnetpole und der zweiten Magnetpole für jede von der Stromänderungs-Detektoreinrichtung erfaßten Phase,
eine Phasenwandlereinrichtung zum Umwandeln des 3N-Phasen- Differenz-Ausgangswerts der Differenzwert-Berechnungseinheit in ein Ausgangssignal mit 2N-Phasen; und
eine Signalverarbeitungseinrichtung zum Berechnen des Rotationswinkels oder der Rotationsgeschwindigkeit aufgrund der von dem vorgenannten Phasenwandler umgewandelten Ausgangssignale der Phasenwandlereinrichtung.

Aus den US 700 189 A und US 733 117 sind Phasenwandlereinrichtungen zum Umwandeln eines 3-Phasen-Differenzsignals in ein Ausgangssignal mit zwei Phasen bekannt, wobei auch Detektoreinrichtungen zur Erfassung von Stromänderungen der durch die Erregerwicklungen fließenden Ströme sowie aus jeweils einem Operationsverstärker gebildete Differenzwert-Berechnungseinheiten verwendet werden.

Unter der Annahme, daß beispielsweise N = 1 ist, wird ein Wechselstrom zu den Erregerwicklungen der ersten Magnetpole einer jeden Phase und zu den Erregerwicklungen der zweiten Magnetpole einer jeden Phase geleitet, um den in diesen Erregerwicklungen fließenden Strom aufgrund von Schwankungen der Reluktanz entsprechend der Lageänderung zwischen den ersten und zweiten Magnetpolen und dem Rotor zu ändern. Der sich auf diese Weise ändernde Erregerstrom wird mittels des Stromänderungsensors erfaßt. Aus den erfaßten, sich zeitlich ändernden Stromwerten werden die Differenzwerte zwischen den erfaßten Stromwerten der ersten und zweiten Magnetpole von jeweils der gleichen Phase mittels einer Drei-Differenzwerte-Berechnungseinheit berechnet, um so aus den Permeanz-Oberschwingungs-Romponenten ein Dreiphasen-Signal zu erhalten, bei welchem nur die dritte harmonische Oberschwingung als Verzerrung übrigbleibt. Es ist dann möglich, die Verzerrung aufgrund der dritten harmonischen Oberschwingung durch Umwandeln des Dreiphasen-Signals in ein Zweiphasen-Signal mittels eines Phasenwandlers zu beseitigen. Infolgedessen können die Rotationswinkel oder Rotationsgeschwindigkeiten exakt durch Eingeben des Ausgangssignals des Phasenwandlers in den Signalverarbeitungs-Schaltkreis ermittelt werden.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert. In der Zeichnung zeigen:

1 einen vereinfachten Schnitt einer Ausführungsform;

2 ein Schaltbild, welches den Schaltkreis des in 1 gezeigten Ausführungsbeispiels darstellt;

3 ein Blockschaltbild, welches ein Ausführungsbeispiel des Signalverarbeitungs-Schaltkreises darstellt.

1 zeigt eine Schnittdarstellung einer Ausführungsform, gemäß welcher ein zylindrischer Stator 1 und ein drehbar in dem Stator 1 angeordneter Rotor 2 vorhanden sind.

Am Innenumfang des Stators 1 ragen erste Magnetpole A₁₁ bis A₁₆, B₁₁ bis B₁₆, und C₁₁ bis C₁₆ von N Phasen in Radialrichtung heraus, wodurch beispielsweise bei N = 3 drei Phasen und achtzehn Pole verwirklicht und in einer bestimmten Reihenfolge in vorbestimmten Intervallen angeordnet sind, und in den Zwischenräumen zwischen diesen ersten Magnetpolen A₁₁ bis A₁₆, B₁₁ bis B₁₆, und C₁₁ bis C₁₆ sind die achtzehn Dreiphasen-Pole des zweiten Satzes von Magnetpolen A₂₁ bis A₂₆, B₂₁ bis B₂₆, und C₂₁ bis C₂₆ ausgebildet. Die Magnetpole sind im Ergebnis in der folgenden Reihenfolge angeordnet: A₁₁ bis C₂₁ bis B₁₁ bis A₂₁ bis C₁₁ bis B₂₁ bis A₁₂ bis C₂₂ bis ..... . An jedem der Magnetpole A₁₁ bis C₂₆ sind drei Zähne T_s1 bis T_s3 auf der zum Innenumfang hin zeigenden Endfläche ausgebildet und um jeden der Magnetpole ist eine jeweilige der Erregerwicklungen L_A11 bis L_C26 gewickelt. Deshalb sind die um 180° gegeneinander versetzten Magnetpole miteinander in Phase.

Obgleich dies nicht dargestellt ist, ist der Rotor 2 rings seines Innenumfangs mit einer Rotationswelle verbunden und rings seines Außenumfangs sind in gleichmäßigen Abständen 150 Kerbzähne T_R vorgesehen. Hierbei sind die Zwischenräume zwischen den Kerbzähnen T_R des Rotors 2 derart gewählt, daß drei einander benachbarte Kerbzähne T_R des Rotors 2 beispielsweise den drei Zähnen T_s1 bis T_s3 des Magnetpols A₁₁ des Stators 1 genau gegenüberliegend positioniert werden können. Die Zähne T_s1 bis T_s3 des benachbarten Pols C₂₁ sind derart ausgebildet, daß eine mechanische Phasenabweichung erzeugt wird, welche 1/36 der Zahnteilung der Kerbzähne T_R des Rotors 2 entspricht.

Bei den Erregerwicklungen L_A11 bis L_C26 für jeden der jeweils zugehörigen Magnetpole A₁₁ bis C₂₆ sind die Erregerwicklungen L_i11 bis L_i16 von jedem der ersten Magnetpole i₁₁ bis i₁₆, wobei i = A, B oder C sein kann, in Reihe geschaltet, während die Erregerwicklungen L_A11 bis L_C11 wie in 2 gezeigt mit einer Einphasen-Wechselstromquelle 3 verbunden sind und darüber hinaus sind die Erregerwicklungen L_A16 bis L_C16 mittels der Widerstände R_A1 bis R_C1 gleichzeitig geerdet, während die Erregerwicklungen L_i21 bis L_i26 der übrigen zweiten Magnetpole i₂₁ bis i₂₆ in Serie geschaltet sind. In ähnlicher Weise sind die Erregerwicklungen L_A21 bis L_C21 mit der Einphasen-Wechselstromquelle 3 verbunden. Die Erregerwicklungen L_A26 bis L_C26 sind mittels der Widerstände R_A2 bis R_C2 geerdet.

Von den Verbindungspunkten der Erregerwicklungen L_A16 bis L_C16 und L_A26 und L_C26 und der Widerstände R_A1 bis R_C1 und R_A2 bis R_C2 gehen Ausgangsanschlüsse T_A1 bis T_C1 und T_A2 bis T_C2 aus, an welchen die i Phasen-Ausgangssignale fa₁ (θ) bis fc₁ (θ) und fa₂ (θ) bis fc₂ (θ) entsprechend der Änderung des Stroms aufgrund der Reluktanzschwankung zwischen dem Rotor 2 und den Rerbzähnen T_R ausgegeben werden. Diese Anschlüsse sind mit drei Differenz-Verstärkerschaltkreisen 5A bis 5C verbunden, welche als Differenzwert-Berechnungseinheiten dienen, wobei die Verstärkerschaltkreise aus Operationsverstärkern bestehen. Bei jedem der Differenz-Verstärkerschaltkreise 5A bis 5C ist eine nicht-invertierende Eingangsseite des Operationsverstärkers OP mit den Ausgangsanschlüssen T_i1 mittels der Widerstände R_I1 verbunden und gleichzeitig mittels des Widerstands R_E geerdet, während die invertierende Eingangsseite mit dem Ausgangsanschluß T_i2 mittels des Widerstands R_I2 verbunden ist, während ein Rückkopplungswiderstand R_F zwischen der invertierenden Eingangsseite und der Ausgangsseite derart eingesetzt ist, daß insgesamt ein Differenzsignal fi (θ) ausgegeben wird, welches durch den Differenzwert zwischen den i Phasen-Ausgangssignalen fi₁ (θ) und fi₂ (θ) repräsentiert wird, welche von der Ausgangsseite eingegeben werden.

Die Dreiphasen-Wechselstromspannung geht mit dem Ausgangs-Erregerstrom von diesen drei Differenz-Verstärkerschaltkreisen 5A bis 5C einher und wird zu einem 3/2-Phasenwandlerschaltkreis 6 zum Umwandeln der drei Phasen in zwei Phasen übermittelt und dann werden die Zweiphasen-Signale fe (θ) und fs (θ), welche von diesem Phasenwandlerschaltkreis 6 ausgegeben werden, zu dem Signalverarbeitungsschaltkreis 7 übermittelt, welcher als Signalverarbeitungseinheit dient.

Wie in 3 gezeigt ist, ist dieser Signalverarbeitungsschaltkreis 7 versehen mit Multiplizierern 11 und 12, in welche die Zweiphasen-Signale fs (θ) und fe (θ), wie sie oben erwähnt sind, als Multiplizierfaktor einzeln eingegeben werden, während gleichzeitig der Digital-Rotationswinkel-Ermittlungswert ϕ als Multiplikationsfaktor von dem weiter unten beschriebenen Zähler 16 eingegeben wird; und ist weiter versehen mit einem Subtrahierer 13, in welchen die durch die Multiplikation ermittelten Produkte von den Multiplizierern 11 und 12 eingegeben werden; einem Synchron-Gleichrichter 14, in welchen das durch die Subtraktion erzeugte Ausgangssignal von dem Subtrahierer 13 und gleichermaßen die Wechselstromspannung des erregenden Wechselstroms von der Einphasen-Wechselstromquelle 3 als ein Synchronsignal eingegeben wird; einem Spannungssteuerungs-Oszillator 15, in welchen das Ausgangssignal des Synchron-Gleichrichters 14 eingegeben wird; und einem Zähler 16, in welchen die Ausgangsimpulse von dem Spannungssteuerungs-Oszillator 15 eingegeben werden. Auf diese Weise wird das Ausgangssignal von dem Synchron-Gleichrichter 14 als Geschwindigkeitssignal ausgegeben und gleichzeitig werden die Digitalwerte, welche den Rotationswinkel repräsentieren, von dem Zähler 16 ausgegeben.

Nachfolgend wird die Funktionsweise des oben beschriebenen Ausführungsbeispiels erläutert. Wenn zunächst Einphasen-Wechselstrom durch die Erregerwicklungen L_A16 bis L_C16 und L_A26 bis L_C26 von jedem der Magnetpole A₁₁ bis C₂₆ geschickt wird, können die Resolver-Signale fa₁ bis fc₁ und fa₂ bis fc₂ von jedem der Magnetpole L_A16 bis L_C16 und L_A26 bis L_C26 gemäß der folgenden Gleichungen (10) bis (15) ausgedrückt werden:

Weil nun jedes der Resolver-Signale fa₁ bis fc₁ und fa₂ bis fc₂ zu den jeweiligen Differenz-Verstärkerschaltkreisen 5A bis 5C übermittelt wird, können die Ausgangssignale da bis dc von diesen Differenz-Verstärkungsschaltkreisen 5A bis 5C gemäß der folgenden Gleichungen (16) bis (18) ausgedrückt werden:

Von diesen Differenz-Verstärkerschaltkreisen 5A bis 5C erhält man nun Dreiphasen-Signale da bis dc, welche nur die verbleibende dritte harmonische Oberschwingung unter den Oberschwingungen der Permeanz als Verzerrung aufweisen.

Dann werden diese Dreiphasen-Signale da bis dc zu einem Phasenwandler-Schaltkreis 6 übermittelt, um eine Umwandlung in die Zweiphasen-Wechselstromsignale fe (θ) und fs (θ) zu vollziehen, wobei die dritte harmonische Verzerrungs-Oberschwingung ausgeblendet wird und die Zweiphasen-Wechselstromsignale mit den folgenden Gleichungen (19) und (20) ausgedrückt werden können:

Diese Zweiphasen-Wechselstromsignale fe (θ) und fs (θ) werden in den Signalverarbeitungs-Schaltkreis 7 übermittelt. In diesem Signalverarbeitungs-Schaltkreis 7 wird der Zähler 16 in seinen Ausgangszustand zurückgesetzt und infolgedessen wird der Digital-Rotationswinkel ϕ entsprechend zu Null gesetzt.

Aus diesem Grund wird das Multiplikations-Ausgangssignal des Multiplizierers 11 zu sinωt·sinθ, während das Multiplikations-Ausgangssignal des Multiplizierers 12 zu Null wird. Infolgedessen wird das Subtraktions-Ausgangssignal des Subtrahierers 13, d.h. Vsinωt·sin(θ – ϕ), zu Vsinωt·sinθ. Dieses Signal wird zu dem Synchron-Gleichrichter 14 übermittelt. Infolgedessen wird das Ausgangssignal Vsinθ ausgegeben, dessen Erregerspannungskomponente in dem Synchron-Gleichrichter entfernt wurde. Dies wird zu einem externen Datenverarbeitungsschaltkreis als Geschwindigkeitssignal ausgegeben. Gleichzeitig wird dieses Signal zu dem Spannungssteuerungs-Oszillator 15 ausgegeben, um in Impulssignale entsprechend der Stärke der Spannung umgewandelt zu werden, wonach diese Impulssignale dem Zähler 16 zugeführt werden. Deshalb wird der gezählte Wert ϕ des Zählers 16 zu einem Wert, welcher gleich dem Phasenwinkel θ ist.

Wenn sich dabei der Rotor 2 kontinuierlich in die gleiche Richtung dreht, vergrößert sich das Ausgangssignal des Subtrahierers 13 aufgrund des sich vergrößernden Teils des Rotationswinkels des Phasenwinkels θ und das Ausgangssignal des Synchron-Gleichrichters 14 wird aufgrunddessen ebenfalls entsprechend um den vergrößerten Teil des Phasenwinkels θ vergrößert. Auf diese Weise wird der von dem Zähler 16 gezählte Wert um den vergrößerten Teil des Phasenwinkels θ erhöht, um den aktuellen Rotationswinkel ϕ entsprechend der Rotation des Rotors 2 auszugeben.

Es sind auch Ausführungsformen möglich, bei welchen nicht wie bei der zuvor beschriebenen Ausführungsform zwei Signale, nämlich zum Erfassen der Rotationsgeschwindigkeit und des Rotationswinkels mittels des Signalverarbeitungs-Schaltkreises 7, ermittelt werden können. Um beispielsweise nur den Rotationswinkel ϕ zu ermitteln, kann es auch möglich sein, einen Berechnungsschaltkreis zum Berechnen gemäß der folgenden Gleichung (21) vorzusehen:

Obgleich gemäß dem obigen Ausführungsbeispiel erste Magnetpole A₁₁ bis C₁₆ mit drei Phasen und achtzehn Polen vorgesehen sind und entsprechend zweite Magnetpole A₂₁ bis C₂₆ mit drei Phasen und achtzehn Polen in dem Stator 1 ausgebildet sind, sind auch andere Ausführungsformen möglich. Es ist auch möglich, erste und zweite Magnetpole mit einer beliebigen Anzahl von Phasen und Magnetpolen vorzusehen.

Es ist auch möglich, als Signalverarbeitungs-Schaltkreis 7 nicht einen elektronischen Schaltkreis, sondern einen Mikrocomputer zu verwenden.

Wie oben beschrieben ist, wird ein Wechselstrom zu den Erregerwicklungen der ersten 3N-Phasen-Magnetpole und der Erregerwicklungen der zweiten 3N-Phasen-Magnetpole des Stators übermittelt und der durch diese Erregerwicklungen fließende Strom, welcher aufgrund der durch eine relative Verlagerung zwischen den ersten und zweiten Magnetpolen und dem Rotor und damit aufgrund von Reluktanzschwankungen einer zeitlichen Änderung unterzogen wird, wird mittels des Stromänderungs-Detektors erfaßt. Aus diesen Stromänderungs-Werten wird der Differenzwert zwischen den Stromänderungswerten der ersten und zweiten Magnetpole der gleichen Phase mittels Drei-Differenzwerte-Berechnungseinheiten berechnet. Auf diese Weise wird ein Dreiphasen-Signal erzeugt, welches als Verzerrung nur eine durch Permeanzschwankungen hervorgerufene dritte Oberschwingung aufweist. Mit Hilfe des Phasenwandlers kann dieses Dreiphasen-Signal in ein Zweiphasen-Signal umgewandelt werden, bei welchem die dritte harmonische Oberschwingung ausgeblendet ist und dann können die so umgewandelten Phasen-Ausgangssignale in den Signalverarbeitungs-Schaltkreis eingegeben werden; wodurch die Wirkung erzielt wird, daß die Rotationswinkel oder Rotationsgeschwindigkeiten des Rotors mit hoher Genauigkeit ohne durch eine harmonische Oberschwingung der Permeanz verzerrt zu werden, erfaßt werden können.

Claims

Reluktanzschwankungs-Resolver mit: einem Rotor (2) und einem Stator (1) mit Magnetpolen, welche derart ausgebildet sind, dass die Reluktanz des Zwischenraums zwischen dem Rotor (2) und den Magnetpolen sich entsprechend der Position des Rotors (2) ändert, um eine zyklische Grundschwingungs-Komponente der Reluktanzschwankung mit n Zyklen pro Umdrehung des Rotors (2) zu erzielen, wobei n eine ganze Zahl von 1 oder mehr ist; ersten Magnetpolen (A₁₁ bis A₁₆, B₁₁ bis B₁₆, C₁₁ bis C₁₆) mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei N eine ganze Zahl von 1 oder mehr ist, und die ersten Magnetpole (A₁₁ bis A₁₆, B₁₁ bis B₁₆, C₁₁ bis C₁₆) in gleichen Intervallen an dem Stator (1) ausgebildet sind; und zweiten Magnetpolen (A₂₁ bis A₂₆, B₂₁ bis B₂₆, C₂₁ bis C₂₆) mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei die zweiten Magnetpole (A₂₁ bis A₂₆, B₂₁ bis B₂₆, C₂₁ bis C₂₆) in mittigen Positionen zwischen den ersten Magnetpolen (A₁₁ bis A₁₆, B₁₁ bis B₁₆, C₁₁ bis C₁₆) angeordnet sind; Erregerwicklungen (L_A11 bis L_A26), welche um die ersten und zweiten Magnetpole (A₁₁ bis A₁₆, B₁₁ bis B₁₆, C₁₁ bis C₁₆, A₂₁ bis A₂₆, B₂₁ bis B₂₆, C₂₁ bis C₂₆) ausgebildet sind und für jede Phase in Reihe geschaltet sind; gekennzeichnet durch: eine Stromänderungs-Detektoreinrichtung (T_A1, T_A2, T_B1, T_B2, T_C1, T_C2, R_A1, R_A2 ... R_C2) zum Erfassen des sich ändernden Stromwertes entsprechend der Änderung der Reluktanz, wenn ein Wechselstrom zu den Erregerwicklungen jeder der Phasen übermittelt wird; eine Anzahl von 3N Differenzwert-Berechnungseinheiten (5A, 5B, 5C) zum Berechnen der Differenzwerte (da, db, dc) zwischen den erfassten Stromwerten der ersten Magnetpole (A₁₁ bis A₁₆, B₁₁ bis B₁₆, C₁₁ bis C₁₆) und der zweiten Magnetpole (A₂₁ bis A₂₆, B₂₁ bis B₂₆, C₂₁ bis C₂₆) für jede von der Stromänderungs-Detektoreinrichtung (T_A1, ... R_C2) erfassten Phase; eine Phasenwandlereinrichtung (6) zum Umwandeln des 3N-Phasen-Differenz-Ausgangswerts (da, db, dc) der Differenzwert-Berechnungseinheit (5A ... 5C) in ein Ausgangssignal fs(θ), fe(θ), mit 2N-Phasen; und eine Signalverarbeitungseinrichtung (7) zum Berechnen des Rotationswinkels oder der Rotationsgeschwindigkeit aufgrund der umgewandelten Ausgangssignale (fs(θ), fe(θ)) der Phasenwandlereinrichtung (6).