DE4236420A1 - - Google Patents
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02K24/00—Machines adapted for the instantaneous transmission or reception of the angular displacement of rotating parts, e.g. synchro, selsyn
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- G08C—TRANSMISSION SYSTEMS FOR MEASURED VALUES, CONTROL OR SIMILAR SIGNALS
- G08C19/00—Electric signal transmission systems
- G08C19/38—Electric signal transmission systems using dynamo-electric devices
- G08C19/40—Electric signal transmission systems using dynamo-electric devices of which only the rotor or the stator carries a winding to which a signal is applied, e.g. using step motor
- G08C19/44—Electric signal transmission systems using dynamo-electric devices of which only the rotor or the stator carries a winding to which a signal is applied, e.g. using step motor having more than three stator poles
Description
Die Erfindung betrifft einen Reluktanzschwankungs-Resolver zum
Erfassen von Winkellagen und Rotationsgeschwindigkeiten.
Es sind herkömmliche Reluktanzschwankungs-Resolver bekannt, bei
welchen entsprechend der Lage eines Rotorkerns aufgrund eines
Zusammenwirkens mit Magnetpolen eines Stators sich die
Reluktanz zwischen dem Rotor und dem Stator ändert, wobei gemäß
der Grundschwingung der Reluktanz diese sich pro Umdrehung des
Rotorkerns N-mal zyklisch ändert und die Konstruktion derart
ausgebildet ist, daß die Winkellage, d. h. der Rotationswinkel,
und die Rotationsgeschwindigkeit durch Erfassen der
vorgenannten Schwankungen der Reluktanz ermittelt werden
können. Insbesondere ist als Reluktanzschwankungs-Resolver für
einen Wechselstrom-Servomotor ein Resolver bekannt, welcher mit
Stator-Magnetpolen versehen ist, welche drei Phasen und
achtzehn Pole aufweisen.
Jedoch tritt bei den vorgenannten herkömmlichen
Reluktanzschwankungs-Resolvern zwischen dem Rotor und Stator
entsprechend der gegenüberliegenden Position der an beiden
ausgebildeten Zähne eine Permeanz auf und entsprechend einer
harmonischen Oberschwingungswelle, mit welcher sich diese
Permeanz ändert, verringert sich die Genauigkeit der mit jedem
Zahn zu verwirklichenden Ermittlung der Winkellage, was einen
Korrektur-Schaltkreis erforderlich macht, welcher sich aus
einem ROM, einem D/A-Wandler und anderen elektronischen
Elementen zusammensetzt, wobei der Korrektur-Schaltkreis
Bestandteil des Signalverarbeitungs-Schaltkreises ist. Daraus
resultiert das Problem, daß es einerseits unmöglich wird, den
Schaltkreis zu miniaturisieren und es andererseits nicht
möglich ist, eine beliebige Kombination von Motor und
Signalverarbeitungs-Schaltkreis zu wählen, weil die in dem ROM
gespeicherten Korrekturdaten für jeden Typ von Resolver
speziell vorgesehen sind und nur in Kombination damit verwendet
werden können. Diese Probleme sollen durch die Erfindung gelöst
werden.
Wenn in anderen Worten die Stator-Magnetpole derart ausgebildet
sind, daß drei Phasen bei 18 Polen vorhanden sind, kann die
Permeanz durch folgende Gleichung (1) ausgedrückt werden:
P = P₀ + P₁ cos R + P₂ cos 2R + P₃ cos 3R + P₄ cos 4R + P₅ cos 5R +. (1)
Hierbei gilt: P₀ ≠ P₁ ≠ P₂ ≠ P₃ ≠ P₄ ≠ P₅ ≠ . . .
Die höheren Oberschwingungskomponenten, welche P5 übersteigen,
sind so geringfügig, daß deren Einfluß auf die Genauigkeit
vernachlässigt werden kann. Aus diesem Grund kann die obige
Gleichung (1) vereinfacht werden und durch die folgende
Gleichung (2) ausgedrückt werden:
Diese Gleichung kann für die Resolver-Signale fa (R), fb (R)
und fc (R) entsprechend den drei Phasen A, B und C wie folgt
aufgelöst und ausgedrückt werden:
fa (R) = A₀ + A₁ cos R + A₂ cos 2R + A₃ cos 3R + A₄ cos 4R (3)
fb (R) = A₀ + A₁ cos (R-120°) + A₂ cos 2(R-120°) + A₃ cos 3(R-120°) + A₄ cos 4(R-120°) (4)
fc (R) = A₀ + A₁ cos (R+120°) + A₂ cos 2(R+120°) + A₃ cos 3(R+120°) + A₄ cos 4(R+120°) (5)
Wenn dann eine 3/2-Phasenumwandlung von drei auf zwei Phasen
bezogen auf die obigen Gleichungen (3) bis (5) erfolgt, können
die in den Signalverarbeitungs-Schaltkreis einzugebenden
Signale durch die folgenden Gleichungen (6) und (7) ausgedrückt
werden:
fc (R) = 3 (A₁ cos R + A₂ cos 2R + A₄ cos 4R)/2 (6)
fs (R) = 3 (A₁ sin R - A₂ sin 2R + A₄ sin 4R)/2 (7)
Auf diese Weise kann in dem Signalverarbeitungs-Schaltkreis der
Digitalwinkel Φ, wie er in Gleichung (8) ausgedrückt ist, auf
der Basis der durch obige Gleichungen (6) und (7) konvertierten
Signale berechnet werden:
Φ = R + ΔR (8)
ΔR = tan⁻¹ [(A₂-A₄) sin 3R/{A₁ + (A₂+A₄) cos 3R}] (9)
Wie aus den Gleichungen (8) und (9) klar wird, wird ein Fehler
von ΔR entsprechend der Oberschwingung der Permeanz in den
Signalverarbeitungs-Schaltkreis eingegeben. Infolgedessen ist
für den Signalverarbeitungs-Schaltkreis eine Korrektureinheit
zum Korrigieren des Fehlers ΔR aufgrund der Oberschwingung
erforderlich.
Um dies zu verwirklichen, sind beispielsweise aus der
offengelegten japanischen Patentanmeldung 1-2 18 344 drei in
einem Winkel von 120° zueinander angeordnete Statorzähne
bekannt, wovon jeder eine Dreiphasen-Wechselstrom-
Erregerwicklung und eine Ausgangswicklung aufweist; und es ist
jeweils ein Statorzahn mit der gleichen Erreger- und
Ausgangswicklung in umgekehrter Richtung in einer Position
vorgesehen, welcher symmetrisch zu jedem der Phasen-Statorzähne
in einem Winkel von 180° dazu angeordnet ist. Diese stellen
einen A-Satz von Statorzähnen dar. Es ist möglich, daß die
Permeanzkomponente der zweiten bis vierten harmonischen
Oberschwingung durch das Vorsehen von sechs B-Sätzen von
Statorzähnen verringert wird, welche mit den gleichen
Wicklungen wie der A-Satz in um 90° gegeneinander versetzten
Positionen relativ zu den sechs A-Satz-Statorzähnen angeordnet
sind. In diesem Fall ist es jedoch erforderlich, zwei Sätze von
Erregerwicklungen und Ausgangswicklungen vorzusehen, um
Dreiphasen-Wechselstrom-Signale einzeln in die Statorzähne
einzugeben; dies macht es erforderlich, die Erregerwicklungen
und Ausgangswicklungen gegeneinander zu isolieren. Entsprechend
wird die Konstruktion unvermeidbar kompliziert und es entstehen
neue Probleme, was einen höheren Aufwand an Montagezeit und
Montagearbeit erforderlich macht.
Die Erfindung widmet sich daher den weiter oben erläuterten
ungelösten Problemen. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde,
einen Reluktanzschwankungs-Resolver zu schaffen, welcher den
Rotationswinkel oder die Rotationsgeschwindigkeiten bei
einfacher Konstruktion genau erfassen kann, ohne daß die
Genauigkeit durch Oberschwingungs-Komponenten der Permeanz
beeinträchtigt wird.
Dies wird erfindungsgemäß durch einen Reluktanzschwankungs-
Resolver erreicht, welcher versehen ist mit:
einem Rotorkern und Stator-Magnetpolen, welche derart ausgebildet sind, daß die Reluktanz des Zwischenraums zwischen dem Rotorkern und den Stator-Magnetpolen sich entsprechend der Position des Rotorkerns ändern können, um eine zyklische Grundschwingungs-Komponente der Reluktanzschwankung mit n Zyklen pro Umdrehung des Rotorkerns zu erzielen, wobei die Rotationswinkel-Positionen und die Rotationsgeschwindigkeit durch Erfassen der Schwankungen der vorgenannten Reluktanz ermittelt werden, wobei der Resolver erfindungsgemäß versehen ist mit:
ersten Magnetpolen mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei N eine ganze Zahl von 1 oder mehr ist, wobei die ersten Magnetpole in gleichen Intervallen an dem Stator ausgebildet sind;
zweiten Magnetpolen mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei die zweiten Magnetpole in mittigen Positionen zwischen ersten Magnetpolen angeordnet sind;
Erregerwicklungen, welche um die ersten und zweiten Magnetpole ausgebildet sind und für jede Phase in Reihe geschaltet sind;
eine Stromänderungs-Detektoreinrichtung zum Erfassen des sich ändernden Stromwertes entsprechend der Änderung der Reluktanz, wenn ein Wechselstrom zu den magnetischen Wicklungen jeder der Phasen übermittelt wird;
eine Anzahl von 3N Differenzwert-Berechnungseinheiten zum Berechnen der Differenzwerte zwischen den erfaßten Stromwerten der ersten Magnetpole und der zweiten Magnetpole für jede von der Stromänderungs-Detektoreinrichtung erfaßten Phase;
einer Phasenwandlereinrichtung zum Umwandeln des 3N-Phasen- Differenz-Ausgangswerts der Differenzwert-Berechnungseinheit in ein Ausgangssignal mit 2N-Phasen; und
einer Signalverarbeitungseinrichtung zum Berechnen des Rotationswinkels oder der Rotationsgeschwindigkeit aufgrund der von dem vorgenannten Phasenwandler umgewandelten Ausgangssignale der Phasenwandlereinrichtung.
einem Rotorkern und Stator-Magnetpolen, welche derart ausgebildet sind, daß die Reluktanz des Zwischenraums zwischen dem Rotorkern und den Stator-Magnetpolen sich entsprechend der Position des Rotorkerns ändern können, um eine zyklische Grundschwingungs-Komponente der Reluktanzschwankung mit n Zyklen pro Umdrehung des Rotorkerns zu erzielen, wobei die Rotationswinkel-Positionen und die Rotationsgeschwindigkeit durch Erfassen der Schwankungen der vorgenannten Reluktanz ermittelt werden, wobei der Resolver erfindungsgemäß versehen ist mit:
ersten Magnetpolen mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei N eine ganze Zahl von 1 oder mehr ist, wobei die ersten Magnetpole in gleichen Intervallen an dem Stator ausgebildet sind;
zweiten Magnetpolen mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei die zweiten Magnetpole in mittigen Positionen zwischen ersten Magnetpolen angeordnet sind;
Erregerwicklungen, welche um die ersten und zweiten Magnetpole ausgebildet sind und für jede Phase in Reihe geschaltet sind;
eine Stromänderungs-Detektoreinrichtung zum Erfassen des sich ändernden Stromwertes entsprechend der Änderung der Reluktanz, wenn ein Wechselstrom zu den magnetischen Wicklungen jeder der Phasen übermittelt wird;
eine Anzahl von 3N Differenzwert-Berechnungseinheiten zum Berechnen der Differenzwerte zwischen den erfaßten Stromwerten der ersten Magnetpole und der zweiten Magnetpole für jede von der Stromänderungs-Detektoreinrichtung erfaßten Phase;
einer Phasenwandlereinrichtung zum Umwandeln des 3N-Phasen- Differenz-Ausgangswerts der Differenzwert-Berechnungseinheit in ein Ausgangssignal mit 2N-Phasen; und
einer Signalverarbeitungseinrichtung zum Berechnen des Rotationswinkels oder der Rotationsgeschwindigkeit aufgrund der von dem vorgenannten Phasenwandler umgewandelten Ausgangssignale der Phasenwandlereinrichtung.
Unter der Annahme, daß beispielsweise N = 1 ist, wird ein
Wechselstrom zu den Erregerwicklungen der ersten Magnetpole
einer jeden Phase und zu den Erregerwicklungen der zweiten
Magnetpole einer jeden Phase geleitet, um den in diesen
Erregerwicklungen fließenden Strom aufgrund von Schwankungen
der Reluktanz entsprechend der Lageänderung zwischen den ersten
und zweiten Magnetpolen und dem Rotorkern zu ändern. Der sich
auf diese Weise ändernde Erregerstrom wird mittels des
Stromänderungsensors erfaßt. Aus den erfaßten, sich zeitlich
ändernden Stromwerten werden die Differenzwerte zwischen den
erfaßten Stromwerten der ersten und zweiten Magnetpole von
jeweils der gleichen Phase mittels einer Drei-Differenzwerte-
Berechnungseinheit berechnet, um so aus den Permeanz-
Oberschwingungs-Komponenten ein Dreiphasen-Signal zu erhalten,
bei welchem nur die dritte harmonische Oberschwingung als
Verzerrung übrigbleibt. Es ist dann möglich, die Verzerrung
aufgrund der dritten harmonischen Oberschwingung durch
Umwandeln des Dreiphasen-Signals in ein Zweiphasen-Signal
mittels eines Phasenwandlers zu beseitigen. Infolgedessen
können die Rotationswinkel oder Rotationsgeschwindigkeiten
exakt durch Eingeben des Ausgangssignals des Phasenwandlers in
den Signalverarbeitungs-Schaltkreis ermittelt werden.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten
Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung
erläutert. In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 einen vereinfachten Schnitt einer Ausführungsform;
Fig. 2 ein Schaltbild, welches den Schaltkreis des in Fig. 1
gezeigten Ausführungsbeispiels darstellt;
Fig. 3 ein Blockschaltbild, welches ein Ausführungsbeispiel des
Signalverarbeitungs-Schaltkreises darstellt.
Fig. 1 zeigt eine Schnittdarstellung einer Ausführungsform,
gemäß welcher ein zylindrischer Stator 1 und eine drehbar in
dem Stator 1 angeordnete Rotorwicklung 2 vorhanden sind.
Am Innenumfang des Stators 1 ragen erste Magnetpole A11 bis A16,
B11 bis B16, und C11 bis C16 von N Phasen in Radialrichtung
heraus, wodurch beispielsweise drei Phasen und achtzehn Pole
verwirklicht sind und in einer bestimmten Reihenfolge in
vorbestimmten Intervallen angeordnet sind, und in den
Zwischenräumen zwischen diesen ersten Magnetpolen A11 bis A16,
B11 bis B16, und C11 bis C16 sind die achtzehn Dreiphasen-Pole des
zweiten Satzes von Magnetpolen A21 bis A26, B21 bis B26, und C21
bis C26 ausgebildet. Die Magnetpole sind im Ergebnis in der
folgenden Reihenfolge angeordnet: A11 bis C21 bis B11 bis A21 bis
C11 bis B21 bis A12 bis C22 bis . . . An jedem der Magnetpole A11
bis C26 sind drei Zähne Ts1 bis Ts3 auf der zum Innenumfang hin
zeigenden Endfläche ausgebildet und um jeden der Magnetpole ist
eine jeweilige der Erregerwicklungen LA11 bis LC26 gewickelt.
Deshalb sind die um 180° gegeneinander versetzten Magnetpole
miteinander in Phase.
Obgleich dies nicht dargestellt ist, ist der Rotor 2 rings
seines Innenumfangs mit einer Rotationswelle verbunden und
rings seines Außenumfangs sind in gleichmäßigen Abständen 150
Kerbzähne TR vorgesehen. Hierbei sind die Zwischenräume
zwischen den Kerbzähnen TR des Rotors 2 derart gewählt, daß
drei einander benachbarte Kerbzähne TR des Rotors 2
beispielsweise den drei Zähnen Ts1 bis Ts3 des Magnetpols A11 des
Stators 1 genau gegenüberliegend positioniert werden können.
Die Zähne Ts1 bis Ts3 des benachbarten Pols C21 sind derart
ausgebildet, daß eine mechanische Phasenabweichung erzeugt
wird, welche 1/36 der Zahnteilung der Kerbzähne TR des Rotors 2
entspricht.
Bei den Erregerwicklungen LA11 bis LC26 für jeden der jeweils
zugehörigen Magnetpole A11 bis C26 sind die Erregerwicklungen
Li11 bis Li16 von jedem der ersten Magnetpole i11 bis i16, wobei i
= A, B oder C sein kann, in Reihe geschaltet, während die
Erregerwicklungen LA11 bis LC11 wie in Fig. 2 gezeigt mit einer
Einphasen-Wechselstromquelle 3 verbunden sind und darüber
hinaus sind die Erregerwicklungen LA16 bis LC16 mittels der
Widerstände RA1 bis RC1 gleichzeitig geerdet, während die
Erregerwicklungen Li21 bis Li26 der übrigen zweiten Magnetpole i21
bis i26 in Serie geschaltet sind. In ähnlicher Weise sind die
Erregerwicklungen LA21 bis LC21 mit der Einphasen-
Wechselstromquelle 3 verbunden. Die Erregerwicklungen LA26 bis
LC26 sind mittels der Widerstände RA2 bis RC2 geerdet.
Von den Verbindungspunkten der Erregerwicklungen LA16 bis LC16
und LA26 und LC26 und der Widerstände RA1 bis RC1 und RA2 bis RC2
gehen Ausgangsanschlüsse TA1 bis TC1 und TA2 bis TC2 aus, an
welchen die i Phasen-Ausgangssignale fa1 (R) bis fc1 (R) und fa2
(R) bis fc2 (R) entsprechend der Änderung des Stroms aufgrund
der Reluktanzschwankung zwischen dem Rotor 2 und den Kerbzähnen
TR ausgegeben werden. Diese Anschlüsse sind mit drei Differenz-
Verstärkerschaltkreisen 5A bis 5C verbunden, welche als
Differenzwert-Berechnungseinheiten dienen, wobei die
Verstärkerschaltkreise aus Operationsverstärkern bestehen. Bei
jedem der Differenz-Verstärkerschaltkreise 5A bis 5C ist eine
nicht-invertierende Eingangsseite des Operationsverstärkers OP
mit den Ausgangsanschlüssen Ti1 mittels der Widerstände RI1
verbunden und gleichzeitig mittels des Widerstands RE geerdet,
während die invertierende Eingangsseite mit dem
Ausgangsanschluß Ti2 mittels des Widerstands RI2 verbunden ist,
während ein Rückkopplungswiderstand RF zwischen der
invertierenden Eingangsseite und der Ausgangsseite derart
eingesetzt ist, daß insgesamt ein Differenzsignal fi (R)
ausgegeben wird, welches durch den Differenzwert zwischen den i
Phasen-Ausgangssignalen fi1 (R) und fi2 (R) repräsentiert wird,
welche von der Ausgangsseite eingegeben werden.
Die Dreiphasen-Wechselstromspannung geht mit dem Ausgangs-
Erregerstrom von diesen drei Differenz-Verstärkerschaltkreisen
5A bis 5C einher und wird zu einem 3/2-Phasenwandlerschaltkreis
6 zum Umwandeln der drei Phasen in zwei Phasen übermittelt und
dann werden die Zweiphasen-Signale fc (R) und fs (R), welche
von diesem Phasenwandlerschaltkreis 6 ausgegeben werden, zu dem
Signalverarbeitungsschaltkreis 7 übermittelt, welcher als
Signalverarbeitungseinheit dient.
Wie in Fig. 3 gezeigt ist, ist dieser
Signalverarbeitungsschaltkreis 7 versehen mit Multiplizierern
11 und 12, in welche die Zweiphasen-Signale fs (R) und fc (R),
wie sie oben erwähnt sind, als Multiplizierfaktor einzeln
eingegeben werden, während gleichzeitig der Digital-
Rotationswinkel-Ermittlungswert Φ als Multiplikationsfaktor von
dem weiter unten beschriebenen Zähler 16 eingegeben wird; und
ist weiter versehen mit einem Subtrahierer 13, in welchen die
durch die Multiplikation ermittelten Produkte von den
Multiplizierern 11 und 12 eingegeben werden; einem Synchron-
Gleichrichter 14, in welchen das durch die Subtraktion erzeugte
Ausgangssignal von dem Subtrahierer 13 und gleichermaßen die
Wechselstromspannung des erregenden Wechselstroms von der
Einphasen-Wechselstromquelle 3 als ein Synchronsignal
eingegeben wird; einem Spannungssteuerungs-Oszillator 15, in
welchen das Ausgangssignal des Synchron-Gleichrichters 14
eingegeben wird; und einem Zähler 16, in welchen die
Ausgangsimpulse von dem Spannungssteuerungs-Oszillator 15
eingegeben werden. Auf diese Weise wird das Ausgangssignal von
dem Synchron-Gleichrichter 14 als Geschwindigkeitssignal
ausgegeben und gleichzeitig werden die Digitalwerte, welche den
Rotationswinkel repräsentieren, von dem Zähler 16 ausgegeben.
Nachfolgend wird die Funktionsweise des oben beschriebenen
Ausführungsbeispiels erläutert. Wenn zunächst Einphasen-
Wechselstrom durch die Erregerwicklungen LA16 bis LC16 und LA26
bis LC26 von jedem der Magnetpole A11 bis C26 geschickt wird,
können die Resolver-Signale fa1 bis fc1 und fa2 bis fc2 von
jedem der Magnetpole LA16 bis LC16 und LA26 bis LC26 gemäß der
folgenden Gleichungen (10) bis (15) ausgedrückt werden:
fa₁ (R) = A₀ + A₁ cos R + A₂ cos 2R + A₃ cos 3R + A₄ cos 4R (10)
fb₁ (R) = A₀ + A₁ cos (R-120°) + A₂ cos 2(R-120°) + A₃ cos 3(R-120°) + A₄ cos 4(R-120°) (11)
fc₁ (R) = A₀ + A₁ cos (R+120°) + A₂ cos 2(R+120°) + A₃ cos 3(R+120°) + A₄ cos 4(R+120°) (12)
fa₂ (R) = A₀ + A₁ cos (R+180°) + A₂ cos 2(R+180°) + A₃ cos 3(R+180°) + A₄ cos 4(R+180°) (13)
fb₂ (R) = A₀ + A₁ cos (R-300°) + A₂ cos 2(R-300°) + A₃ cos 3(R-300°) + A₄ cos 4(R-300°) (14)
fc₂ (R) = A₀ + A₁ cos (R+300°) + A₂ cos 2(R+300°) + A₃ cos 3(R+300°) + A₄ cos 4(R+300°) (15)
Weil nun jedes der Resolver-Signale fa1 bis fc1 und fa2 bis fc2
zu den jeweiligen Differenz-Verstärkerschaltkreisen 5A bis 5C
übermittelt wird, können die Ausgangssignale da bis dc von
diesen Differenz-Verstärkungsschaltkreisen 5A bis 5C gemäß der
folgenden Gleichungen (16) bis (18) ausgedrückt werden:
da = 2 A₁ cos R + 2 A₃ cos 3R (16)
db = 2 A₁ cos (R-120°) + 2 A₃ cos 3(R-120°) (17)
dc = 2 A₁ cos (R+120°) + 2 A₃ cos 3(R+120°) (18)
Von diesen Differenz-Verstärkerschaltkreisen 5A bis 5C erhält
man nun Dreiphasen-Signale da bis dc, welche nur die
verbleibende dritte harmonische Oberschwingung unter den
Oberschwingungen der Permeanz als Verzerrung aufweisen.
Dann werden diese Dreiphasen-Signale da bis dc zu einem
Phasenwandler-Schaltkreis 6 übermittelt, um eine Umwandlung in
die Zweiphasen-Wechselstromsignale fc (R) und fs (R) zu
vollziehen, wobei die dritte harmonische Verzerrungs-
Oberschwingung ausgeblendet wird und die Zweiphasen-
Wechselstromsignale mit den folgenden Gleichungen (19) und (20)
ausgedrückt werden können:
fc (R) = 3 A₁ cos R/2 = sin ωt * cos R (19)
fs (R) = 3 A₁ sin R/2 = sin ωt * sin R (20)
Diese Zweiphasen-Wechselstromsignale fc (R) und fs (R) werden
in den Signalverarbeitungs-Schaltkreis 7 übermittelt. In diesem
Signalverarbeitungs-Schaltkreis 7 wird der Zähler 16 in seinen
Ausgangszustand zurückgesetzt und infolgedessen wird der
Digital-Rotationswinkel Φ entsprechend zu Null gesetzt.
Aus diesem Grund wird das Multiplikations-Ausgangssignal des
Multiplizierers 11 zu sin ωt * sin R, während das
Multiplikations-Ausgangssignal des Multiplizierers 12 zu Null
wird. Infolgedessen wird das Subtraktions-Ausgangssignal des
Subtrahierers 13, d. h. Vsin ωt * sin (R-Φ), zu Vsin ωt * sin R.
Dieses Signal wird zu dem Synchron-Gleichrichter 14
übermittelt. Infolgedessen wird das Ausgangssignal Vsin R
ausgegeben, dessen Erregerspannungskomponente in dem Synchron-
Gleichrichter entfernt wurde. Dies wird zu einem externen
Datenverarbeitungsschaltkreis als Geschwindigkeitssignal
ausgegeben. Gleichzeitig wird dieses Signal zu dem
Spannungssteuerungs-Oszillator 15 ausgegeben, um in
Impulssignale entsprechend der Stärke der Spannung umgewandelt
zu werden, wonach diese Impulssignale dem Zähler 16 zugeführt
werden. Deshalb wird der gezählte Wert Φ des Zählers 16 zu
einem Wert, welcher gleich dem Phasenwinkel R ist.
Wenn sich dabei der Rotor 2 kontinuierlich in die gleiche
Richtung dreht, vergrößert sich das Ausgangssignal des
Subtrahierers 13 aufgrund des sich vergrößernden Teils des
Rotationswinkels des Phasenwinkels R und das Ausgangssignal des
Synchron-Gleichrichters 14 wird aufgrunddessen ebenfalls
entsprechend um den vergrößerten Teil des Phasenwinkels R
vergrößert. Auf diese Weise wird der von dem Zähler 16 gezählte
Wert um den vergrößerten Teil des Phasenwinkels R erhöht, um
den aktuellen Rotationswinkel Φ entsprechend der Rotation des
Rotors 2 auszugeben.
Es sind auch Ausführungsformen möglich, bei welchen nicht wie
bei der zuvor beschriebenen Ausführungsform zwei Signale,
nämlich zum Erfassen der Rotationsgeschwindigkeit und des
Rotationswinkels mittels des Signalverarbeitungs-Schaltkreises
7, ermittelt werden können. Um beispielsweise nur den
Rotationswinkel Φ zu ermitteln, kann es auch möglich sein,
einen Berechnungsschaltkreis zum Berechnen gemäß der folgenden
Gleichung (21) vorzusehen:
Φ = tan⁻¹ (fs (R)/fc (R)) (21)
Obgleich gemäß dem obigen Ausführungsbeispiel erste Magnetpole
A11 bis C16 mit drei Phasen und achtzehn Polen vorgesehen sind
und entsprechend zweite Magnetpole A21 bis C26 mit drei Phasen
und achtzehn Polen in dem Stator 1 ausgebildet sind, sind auch
andere Ausführungsformen möglich. Es ist auch möglich, erste
und zweite Magnetpole mit einer beliebigen Anzahl von Phasen
und Magnetpolen vorzusehen.
Es ist auch möglich, als Signalverarbeitungs-Schaltkreis 7
nicht einen elektronischen Schaltkreis, sondern einen
Mikrocomputer zu verwenden.
Wie oben beschrieben ist, wird ein Wechselstrom zu den
Erregerwicklungen der ersten 3N-Phasen-Magnetpole und der
Erregerwicklungen der zweiten 3N-Phasen-Magnetpole des
Stators übermittelt und der durch diese Erregerwicklungen
fließende Strom, welcher aufgrund der durch eine relative
Verlagerung zwischen den ersten und zweiten Magnetpolen und dem
Rotorkern und damit aufgrund von Reluktanzschwankungen einer
zeitlichen Änderung unterzogen wird, wird mittels des
Stromänderungs-Detektors erfaßt. Aus diesen Stromänderungs-
Werten wird der Differenzwert zwischen den Stromänderungswerten
der ersten und zweiten Magnetpole der gleichen Phase mittels
Drei-Differenzwerte-Berechnungseinheiten berechnet. Auf diese
Weise wird ein Dreiphasen-Signal erzeugt, welches als
Verzerrung nur eine durch Permeanzschwankungen hervorgerufene
dritte Oberschwingung aufweist. Mit Hilfe des Phasenwandlers
kann dieses Dreiphasen-Signal in ein Zweiphasen-Signal
umgewandelt werden, bei welchem die dritte harmonische
Oberschwingung ausgeblendet ist und dann können die so
umgewandelten Phasen-Ausgangssignale in den
Signalverarbeitungs-Schaltkreis eingegeben werden; wodurch die
Wirkung erzielt wird, daß die Rotationswinkel oder
Rotationsgeschwindigkeiten des Rotors mit hoher Genauigkeit
ohne durch eine harmonische Oberschwingung der Permeanz
verzerrt zu werden, erfaßt werden können.
Claims (1)
- Reluktanzschwankungs-Resolver, welcher versehen ist mit:
einem Rotorkern und Stator-Magnetpolen, welche derart ausgebildet sind, daß die Reluktanz des Zwischenraums zwischen dem Rotorkern und den Stator-Magnetpolen sich entsprechend der Position des Rotorkerns ändern können, um eine zyklische Grundschwingungs-Komponente der Reluktanzschwankung mit n Zyklen pro Umdrehung des Rotorkerns zu erzielen;
ersten Magnetpolen mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei N eine ganze Zahl von 1 oder mehr ist, wobei die ersten Magnetpole in gleichen Intervallen an dem Stator ausgebildet sind;
zweiten Magnetpolen mit einer vorbestimmten Anzahl von 3N Phasen, wobei die zweiten Magnetpole in mittigen Positionen zwischen ersten Magnetpolen angeordnet sind;
Erregerwicklungen, welche um die ersten und zweiten Magnetpole ausgebildet sind und für jede Phase in Reihe geschaltet sind;
eine Stromänderungs-Detektoreinrichtung zum Erfassen des sich ändernden Stromwertes entsprechend der Änderung der Reluktanz, wenn ein Wechselstrom zu den magnetischen Wicklungen jeder der Phasen übermittelt wird;
eine Anzahl von 3N Differenzwert-Berechnungseinheiten zum Berechnen der Differenzwerte zwischen den erfaßten Stromwerten der ersten Magnetpole und der zweiten Magnetpole für jede von der Stromänderungs-Detektoreinrichtung erfaßten Phase;
einer Phasenwandlereinrichtung zum Umwandeln des 3N-Phasen- Differenz-Ausgangswerts der Differenzwert-Berechnungseinheit in ein Ausgangssignal mit 2N-Phasen; und
einer Signalverarbeitungseinrichtung zum Berechnen des Rotationswinkels oder der Rotationsgeschwindigkeit aufgrund der umgewandelten Ausgangssignale der Phasenwandlereinrichtung.
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