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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Drehmomentsensor, der beispielsweise
zum Erfassen des Lenkmoments in einer elektrischen Servolenkvorrichtung
verwendet wird.
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BESCHREIBUNG
DES ZUGEHÖRIGEN
STANDES DER TECHNIK
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Es
ist ein Drehmomentsensor bekannt, der eine erste Welle, eine zweite
Welle, die eine relative Drehung in Bezug auf die erste Welle elastisch durchführen kann,
einen ersten Drehmelder zum Erfassen des Drehwinkels der ersten
Welle und einen zweiten Drehmelder zum Erfassen des Drehwinkels der
zweiten Welle aufweist. Das durch die zwei Wellen übertragene
Drehmoment wird durch den Drehwinkel der ersten Welle, wie er durch
den ersten Drehmelder erfasst wird, und den Drehwinkel der zweiten
Welle, wie er durch den zweiten Drehmelder erfasst wird, bestimmt
(offengelegtes japanisches Patent Nr. 2002-350181).
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Nimmt
man den Drehwinkel der Welle, wie er durch den Drehmelder erfasst
wird, als θ,
die Winkelfrequenz des Erregungssignals als ω, die Zeit als t und KE als
einen Koeffizienten an, dann werden, wenn ein Erregungssignal proportional
zu sin(ωt)
zur Rotorspule des Drehmelders eingegeben worden ist, ein Signal,
das durch KEsin(ωt)sinθ mit einer
Amplitude proportional zu sinθ ausgedrückt wird,
und ein Signal, das durch KEsin(θt)cosθ mit einer
Amplitude proportional zu cosθ ausgedrückt wird,
von Zweiphasen-Statorspulen ausgegeben. Daher kann der Drehwinkel θ durch Berechnen
von tan–1(sinθ/cosθ) mittels
eines Computers bestimmt werden.
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Jedoch
ist deshalb, weil es Beschränkungen bezüglich der
Auflösung
gibt, die erreicht werden kann, wenn ein Computer den Signalausgangswert direkt
von Detektoren, wie beispielsweise Drehmeldern, einliest, die Auflösung des
Drehmomentsensors beschränkt
und erhöht
sich die bei einer Signalverarbeitung enthaltene Arbeitsbelastung,
wenn die Auflösung
höher wird.
Darüber
hinaus wird deshalb, weil sich der Ausgangswert auf nichtlineare
Weise in Bezug zu dem Drehwinkel θ ändert, eine Verbesserung bezüglich der
Drehmomenterfassungsgenauigkeit behindert. Es ist eine Aufgabe der
vorliegenden Erfindung, einen Drehmomentsensor zur Verfügung zu
stellen, durch welchen die vorgenannten Probleme gelöst werden
können.
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US 6,456,091 B1 offenbart
einen Drehmomentsensor, der ein Paar von Spulen enthält, die
Impedanzen haben, die sich in entgegengesetzten Richtungen zueinander
entsprechend einem in einer Drehwelle erzeugten Drehmoment ändern. Eine Wechselspannung
bzw. AC-Spannung wird an eine Brückenschaltung
angelegt, die ein Paar von Erfassungsspulen und ein Paar von Widerständen enthält, und
eine differentielle Spannung zwischen Wechselspannungen, die an
beiden Enden des Paars von Erfassungsspulen erscheinen, wird erfasst
und als Drehmomentsignal ausgesendet. Ein Rauschfilter wird zum
Eliminieren von Rauschen von Ausgangssignalen verwendet.
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EP 1 134 567 A1 offenbart
einen nicht kontaktierenden Drehmomentsensor, wobei eine geteilte Welle
mit einer verbindenden Torsionsfeder mit einem Paar von Aufnahmescheiben
zum Erfassen des winkelmäßigen differenziellen
Versatzes verwendet wird.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Der
Drehmomentsensor gemäß der vorliegenden
Erfindung weist Folgendes auf: eine erste Welle; eine zweite Welle,
die eine relative Drehung in Bezug zu der ersten Welle elastisch
durchführen kann;
eine erste Wechselsignalquelle, die ein erstes Wechselsignal ausgibt,
dessen Phase sich gemäß einer Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der ersten Welle ändert; eine zweite Wechselsignalquelle,
die ein zweites Wechselsignal ausgibt, dessen Phase sich gemäß einer Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der zweiten Welle ändert; und einen Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt,
der ein Phasendifferenz-Entsprechungssignal ausgibt, dessen Wellenform
sich gemäß einer Änderung
bezüglich
der Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal ändert;-wobei
ein Wert entsprechend dem durch die erste und die zweite Welle übertragenen
Drehmoment aus dem Phasendifferenz-Entsprechungssignal bestimmt
wird.
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Dadurch
entspricht deshalb, weil die Phasenänderung bezüglich des ersten Wechselsignals der Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der ersten Welle entspricht und die Phasenänderung
bezüglich des
zweiten Wechselsignals der Änderung
bezüglich des
Drehwinkels der zweiten Welle entspricht, die Phasendifferenz zwischen
dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal der Differenz zwischen
den Drehwinkeln der ersten Welle und der zweiten Welle. Die Wellenform
des Phasendifferenz-Entsprechungssignals ändert sich gemäß einer Änderung
bezüglich
dieser Differenz zwischen den Drehwinkeln und daher kann das Phasendifferenz-Entsprechungssignal
als ein Signal verwendet werden, das dem durch die erste und die
zweite Welle übertragenen
Drehmoment entspricht. Anders ausgedrückt ist es möglich, die
Differenz bezüglich des
Drehwinkels entsprechend dem übertragenen Drehmoment
direkt zu bestimmen, ohne jeweils den Drehwinkel der ersten Welle
und den Drehwinkel der zweiten Welle zu bestimmen. Daher ist es
dann, wenn das Drehmoment bestimmt wird, nicht nötig, Signalausgangswerte direkt
von Detektoren mittels eines Computers einzulesen, wie bei dem Stand
der Technik, und somit kann die bei einer Signalverarbeitung beteiligte
Arbeitsbelastung reduziert werden und können nichtlineare Komponenten
eliminiert werden.
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Darüber hinaus
hat bei dem Drehmomentsensor gemäß der vorliegenden
Erfindung die erste Wechselsignalquelle einen ersten Detektor und
einen ersten Signalverarbeitungsabschnitt; und wenn man KE als Koeffizienten
nimmt, ω als
die Winkelfrequenz eines Erregungssignals, t als die Zeit und θ als den Drehwinkel
der ersten Welle, gibt der erste Detektor ein erstes sinusförmiges Amplitudensignal
aus, das durch KEsin(ωt)sinθ ausgedrückt wird,
und ein erstes kosinusförmiges
Amplitudensignal, das durch KEsin(ωt)cosθ ausgedrückt wird, wenn ein Erregungssignal
proportional zu sin(ωt)
eingegeben wird; hat der erste Signalverarbeitungsabschnitt einen
ersten Widerstand und einen ersten Kondensator, die in einer Schaltung
wechselseitig in Reihe geschaltet sind, die den Ausgangsanschluss
des ersten sinusförmigen Amplitudensignals
mit dem Ausgangsanschluss des ersten kosinusförmigen Amplitudensignals verbindet, wobei
der Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt zwischen dem ersten Widerstand
und dem ersten Kondensator angeschlossen ist; sind der Widerstandswert
des ersten Widerstands und der Kapazitätswert des ersten Kondensators
auf derartige Weise eingestellt, dass die Grenzfrequenz der Wert
von ω wird,
wenn der erste Widerstand und der Kondensator als Tiefpassfilter
für eines
des ersten sinusförmigen
Amplitudensignals und des ersten kosinusförmigen Amplitudensignals funktionieren,
während
sie als Hochpassfilter für
das andere der Signale funktionieren; hat die zweite Wechselsignalquelle
einen zweiten Detektor und einen zweiten Signalverarbeitungsabschnitt;
und wenn man KE als einen Koeffizienten nimmt, ω als die Winkelfrequenz eines
Erregungssignals, t als die Zeit und θ + Δθ als den Drehwinkel der zweiten
Welle, gibt der zweite Detektor ein zweites sinusförmiges Amplitudensignal
aus, das durch KEsin(ωt)sin(θ + Δθ) ausgedrückt wird,
und ein zweites kosinusförmiges
Amplitudensignal, das durch KEsin(ωt)cos(θ + Δθ) ausgedrückt wird, wenn ein Erregungssignal
proportional zu sin(ωt)
eingegeben wird; hat der zweite Signalverarbeitungsabschnitt einen
zweiten Widerstand und einen zweiten Kondensator, die in einer Schaltung
wechselseitig in Reihe geschaltet sind, die den Ausgangsanschluss des
zweiten sinusförmigen
Amplitudensignals mit dem Ausgangsanschluss des zweiten kosinusförmigen Amplitudensignals
verbindet, wobei der Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt zwischen dem
zweiten Widerstand und dem zweiten Kondensator angeschlossen ist;
und sind der Widerstandswert des zweiten Widerstands und der Kapazitätswert des
zweiten Kondensators auf derartige Weise eingestellt, dass die Grenzfrequenz
der Wert von ω wird,
wenn der zweite Widerstand und der zweite Kondensator als Tiefpassfilter
für eines
des zweiten sinusförmigen
Amplitudensignals und des zweiten kosinusförmigen Amplitudensignals funktionieren, während sie
als Hochpassfilter für
das andere der Signale funktionieren.
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Demgemäß ist es
durch Eingeben eines Erregungssignals proportional zu sin(ωt) zu dem
ersten und zweiten Detektor möglich,
ein erstes und ein zweites Wechselsignal auszugeben, deren Phasen sich
gemäß einer Änderung
bezüglich
der Drehwinkel der ersten und der zweiten Welle ändern, und zwar mittels generischer
Komponenten, wie beispielsweise von Detektoren, nämlich Drehmeldern oder ähnlichem,
Widerständen
und Kondensatoren.
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Darüber hinaus
ist es dann, wenn die Ausgangssignale des ersten und des zweiten
Detektors in ein erstes und ein zweites Wechselsignal umgewandelt
werden, möglich,
die Drehmomenterfassungsgenauigkeit zu erhöhen, indem veranlasst wird, dass
die Widerstände
und Kondensatoren als Tiefpassfilter und Hochpassfilter funktionieren.
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Um
genauer zu sein, können
die Ausgangsignale des ersten und des zweiten Detektors in ein erstes
und ein zweites Wechselsignal umgewandelt werden, ohne die vorliegende
Erfindung anzuwenden, vorausgesetzt, dass die Genauigkeit davon nicht
als Problem angesehen wird. Beispielsweise wird dann, wenn ein erstes
sinusförmiges
Amplitudensignal, das durch KEsin(ωt)sinθ ausgedrückt wird, in ein Signal umgewandelt
wird, das durch KEsin(ωt
+ π/2)sinθ ausgedrückt wird,
indem die Phase davon mittels einer Phasenverschiebungsschaltung um π/2 verschoben
wird, und wenn dieses umgewandelte Signal zu einem ersten kosinusförmigen Amplitudensignal,
das durch KEsin(ωt)cosθ ausgedrückt wird,
mittels einer Addierschaltung addiert wird, ein erstes Wechselsignal
erhalten, das durch KEsin(ωt
+ θ) ausgedrückt wird.
Gleichermaßen
wird dann, wenn ein zweites sinusförmiges Amplitudensignal, das
durch KEsin(ωt)sin(θ + Δθ) ausgedrückt wird, durch
Verschieben der Phase davon mittels einer Phasenverschiebungsschaltung
um π/2 in
ein Signal umgewandelt wird, das durch KEsin(ωt + π/2)sin(θ + Δθ) ausgedrückt wird, und wenn dieses umgewandelte
Signal zu einem zweiten kosinusförmigen
Amplitudensignal, das durch KEsin(ωt)cos(θ + Δθ) ausgedrückt wird, mittels einer Addierschaltung
addiert wird, ein zweites Wechselsignal erhalten, das durch KEsin(ωt + θ + Δθ) ausgedrückt wird.
Jedoch ist es deshalb, weil es eine Variation bezüglich des
Ausmaßes
einer durch die Phasenverschiebungsschaltung dieser Art erzeugten
Phasenverschiebung gibt, nicht möglich,
die Phase des ersten und des zweiten sinusförmigen Amplitudensignals genau
um π/2 zu verschieben,
und somit nimmt die Drehmomenterfassungsgenauigkeit ab.
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Gegensätzlich dazu
wird gemäß der vorliegenden
Erfindung eines des ersten sinusförmigen Amplitudensignals, das
durch KEsin(ωt)sinθ ausgedrückt wird
und des ers ten kosinusförmigen
Amplitudensignals, das durch KEsin(ωt)cosθ ausgedrückt wird, durch ein Tiefpassfilter
geführt
und wird das andere davon durch ein Hochpassfilter geführt, woraufhin
sie zu einem Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt ausgegeben werden,
der zwischen dem ersten Widerstand und dem ersten Kondensator angeschlossen
ist, wo sie wechselseitig überlagert
werden, um ein erstes Wechselsignal auszubilden. Da vor der Überlagerung
eines des ersten sinusförmigen Amplitudensignals
und des ersten kosinusförmigen Amplitudensignals
durch ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von ω geführt wird,
die durch den ersten Widerstand und den ersten Kondensator gebildet wird,
wird die Hochfrequenzkomponente von dem Signal entfernt, wird die
Phase um π/4
verzögert
und wird das Signal in ein Signal einer Verstärkung von –3 dB umgewandelt, und da das
andere des ersten sinusförmigen
Amplitudensignals und des ersten kosinusförmigen Amplitudensignals durch
ein Hochpassfilter mit einer Grenzfrequenz von ω geführt wird, die durch den ersten
Widerstand und den ersten Kondensator gebildet wird, wird die Niederfrequenzkomponente
von dem Signal entfernt, wird die Phase um π/4 weitergeschaltet und wird
das Signal in ein Signal einer Verstärkung von –3 dB umgewandelt. Daher ist das
erste Wechselsignal ein Signal, das durch KEsin(ωt + θ) ausgedrückt wird, welches durch Addieren
des ersten sinusförmigen
Amplitudensignals und es kosinusförmigen Amplitudensignals zusammen mit
einer relativen Phasendifferenz von π/2 erhalten wird. Gleichermaßen ist
das zweite Wechselsignal ein Signal, das durch KEsin(ωt + θ + Δθ) ausgedrückt wird,
das durch Addieren des zweiten sinusförmigen Amplitudensignals und
des zweiten kosinusförmigen Amplitudensignals
zusammen mit einer relativen Phasendifferenz von π/2 erhalten
wird. Darüber
hinaus ist selbst dann, wenn es Variationen bezüglich der Widerstandswerte
des ersten und des zweiten Widerstands und/oder der Kapazitätswerte
des ersten und des zweiten Kondensators aufgrund eines individuellen
Unterschieds gibt, die Phasendifferenz zwischen dem Signal, von
welchem die Hochfrequenzkomponente entfernt worden ist, und dem
Signal, von welchem die Niederfrequenzkomponente entfernt worden
ist, bei der Grenzfrequenz von ω nicht
unterschiedlich von π/2,
und daher kann eine Abnahme bezüglich
der Drehmomenterfassungsgenauigkeit verhindert werden.
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Bei
dem Drehmomentsensor gemäß der vorliegenden
Erfindung sind vorzugsweise der erste Detektor und der zweite Detektor
relativ zueinander auf eine derartige Weise angeordnet, dass die
Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal π/2
wird, wenn das durch die erste und die zweite Welle übertragene Drehmoment
Null ist; und hat der Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt eine
erste Logiksignal-Umwandlungsschaltung zum Umwandeln des ersten Wechselsignals
in ein erstes Logiksignal; eine zweite Logiksignal-Umwandlungsschaltung
zum Umwandeln des zweiten Wechselsignals in ein zweites Logiksignal;
und eine PWM-Verarbeitungsschaltung zum Ausgeben eines PWM-Signals
entsprechend der Exklusiv-ODER-Verknüpfung des ersten Logiksignals
und des zweiten Logiksignals als das Phasendifferenz-Entsprechungssignal.
Dadurch ist es möglich,
ein PWM-Signal auszugeben,
dessen Pulsbreite sich gemäß einer Änderung
bezüglich
der Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal ändert,
als das Phasendifferenz-Entsprechungssignal. Darüber hinaus kann dieses PWM-Signal
mittels generischer Komponenten, wie beispielsweise mittels Schaltungen
zum Umwandeln der Wechselsignale in Logiksignale und einer Schaltung
zum Erzeugen eines Signals entsprechend der Exklusiv-ODER-Verknüpfung der
Logiksignale, ausgegeben werden.
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Bei
dem Drehmomentsensor gemäß der vorliegenden
Erfindung hat der Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt vorzugsweise
eine erste Logiksignal-Umwandlungsschaltung
zum Umwandeln des ersten Wechselsignals in ein erstes Logiksignal;
eine zweite Logiksignal-Umwandlungsschaltung zum Umwandeln des ersten
Wechselsignals in ein zweites Logiksignal; eine Erfassungsschaltung
für die
Anstiegszeit des ersten Logiksignals; eine Erfassungsschaltung für die Abfallzeit
des zweiten Logiksignals; und eine PWM-Verarbeitungsschaltung zum
Ausgeben eines PWM-Signals, dessen Anstiegszeit einer von entweder
der Anstiegszeit des ersten Logiksignals oder der Abfallzeit des
zweiten Logiksignals entspricht, und dessen Abfallzeit der anderen
davon entspricht, als das Phasendifferenz-Entsprechungssignal.
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Dadurch
ist es möglich,
ein PWM-Signal, dessen Pulsbreite sich gemäß einer Änderung bezüglich der Phasendifferenz zwischen
dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal ändert, als
ein Phasendifferenz-Entsprechungssignal auszugeben. Darüber hinaus
kann dieses PWM-Signal mittels generischer Komponenten, wie beispielsweise
mittels Schaltungen zum Umwandeln der Wechselsignale in Logiksignale,
Schaltungen zum Erfassen der Anstiegszeit und der Abfallzeit der
Logiksignale und beispielsweise eines SR-Flip-Flops zum Erzeugen
eines Signals mit einer Anstiegszeit und einer Abfallzeit entsprechend
der Anstiegszeit und der Abfallzeit der Logiksignale, ausgegeben
werden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist es möglich,
einen Drehmomentsensor hoher Genauigkeit und hoher Auflösung mit
niedrigen Kosten zur Verfügung
zu stellen.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
eine Querschnittansicht eines Drehmomentsensors gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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2(1) ist ein Diagramm, das ein erstes sinusförmigen Amplitudensignal
in einem Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel
des vorliegenden Ausführungsbeispiels
zeigt; und
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2(2) ist ein Diagramm, das ein erstes kosinusförmigen Amplitudensignal
in einem Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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3 ist
ein Diagramm, das den Aufbau eines Signalverarbeitungsabschnitts
in dem Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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4(1) ist ein Bode-Diagramm, das die Verstärkungskennlinien
des Ausgangssignals in einem Fall zeigt, in welchem das erste sinusförmige Amplitudensignal
und das erste kosinusförmige
Amplitudensignal bei dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung jeweils zu einem Tiefpassfilter und einem
Hochpassfilter eingegeben werden;
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4(2) ist ein Bode-Diagramm, das die Phasenkennlinien
dieses Ausgangssignals zeigt.
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5(1) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal und ein PWM-Signal in einem Fall zeigt,
in welchem das übertragene Drehmoment
Null ist, und zwar in dem Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung;
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5(2) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal und ein PWM-Signal in einem Fall, in welchem
ein Drehmoment in einer Richtung übertragen wird, im Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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5(3) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal und ein PWM-Signal in einem Fall, in welchem
ein Drehmoment in der anderen Richtung übertragen wird, im Drehmomentsensor
gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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6 ist
ein Diagramm, das den Aufbau eines Signalverarbeitungsabschnitts
in einem Drehmomentsensor gemäß einer
Modifikation der vorliegenden Erfindung zeigt.
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7(1) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal, ein PWM-Signal und ein Anstiegszeit-Erfassungssignal
und ein Abfallzeit-Erfassungssignal in einem Fall, in welchem das übertragene
Drehmoment Null ist, in einem Drehmomentsensor gemäß der Modifikation
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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7(2) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal und ein PWM-Signal in einem Fall, in welchem
ein Drehmoment in einer Richtung übertragen wird, im Drehmomentsensor gemäß der Modifikation
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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7(3) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal und ein PWM-Signal in einem Fall, in welchem
ein Drehmoment in der anderen Richtung übertragen wird, in dem Drehmomentsensor
gemäß der Modifikation
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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Der
Drehmomentsensor 1 gemäß dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel,
wie es in 1 dargestellt ist, wird zum
Erfassen des zu einer Lenkwelle einer elektrischen Servolenkvorrichtung übertragenen
Drehmoments verwendet, und er weist eine rohrförmige erste Welle 3 und
eine rohrförmige
zweite Welle 4 auf, die die Lenkwelle bilden. Eine Drehung eines
Lenkrads (nicht dargestellt), das mit der ersten Welle 3 verbunden
ist, wird über
ein Lenkgetriebe (nicht dargestellt), das mit der zweiten Welle 4 verbunden
ist, zu den Fahrzeugrädern übertragen,
wodurch der Lenkwinkel der Fahrzeugräder geändert wird.
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Eine
Torsionsfeder (ein elastisches Element) 5 ist in die erste
Welle 3 und die zweite Welle 4 eingefügt. Ein
Ende der Torsionsfeder 5 ist mit der ersten Welle 3 verbunden
und das andere Ende davon ist mit der zweiten Welle 4 verbunden,
und zwar jeweils mittels eines Stifts, Auszackungen oder ähnlichem,
und somit können
die erste Welle 3 und die zweite Welle 4 relativ
zueinander elastisch um eine gemeinsame Achse gedreht werden. Die
erste Welle 3 ist über
ein Lager 6 durch ein Sensorgehäuse 7 gelagert und
die zweite Welle 4 ist über
ein Lager 8 durch ein ringförmiges Drehmelderdruckelement 9 gelagert,
das mittels Druck in das Sensorgehäuse 7 eingepasst ist.
Ein erster Drehmelder (ein erster Detektor) 21 und ein
zweiter Drehmelder (ein zweiter Detektor) 22 sind durch
das Sensorgehäuse 7 abgedeckt.
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Der
erste Drehmelder 21 hat einen ersten Drehmelderrotor 21a,
der in den Außenumfang
der ersten Welle 3 auf eine derartige Weise eingepasst ist,
dass er sich zusammen mit der ersten Welle 3 dreht, und
einen ringförmigen
ersten Drehmelderstator 21b, der den ersten Drehmelderrotor 21a bedeckt. Beim
vorliegenden Ausführungsbeispiel
dreht sich der erste Drehmelder 21a zusammen mit der ersten Welle 3 dadurch,
dass die erste Welle 3 in den ersten Drehmelderrotor 21a mittels
Druck eingepasst ist. Der zweite Drehmelder 22 hat einen
zweiten Drehmelderrotor 22a, der an den Außenumfang
der zweiten Welle 4 auf eine derartige Weise eingepasst
ist, dass er sich zusammen mit der zweiten Welle 4 dreht,
und einen ringförmigen
zweiten Drehmelderstator 22b, der den zweiten Drehmelderrotor 22a bedeckt.
Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel
dreht sich der zweite Drehmelderrotor 22a zusammen mit der
zweiten Welle 4 dadurch, dass die zweite Welle 4 in
den zweiten Drehmelderrotor 22a mittels Druck eingepasst
ist. Ein rohrförmiges
Abstandsstück 23 ist zwischen
dem ersten Drehmelderstator 21b und dem zweiten Drehmelderstator 22b angeordnet.
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Der
erste Drehmelderstator 21b, der zweite Drehmelderstator 22b und
das Abstandsstück 23 sind
in den Innenumfang des Sensorgehäuses 7 entlang
der axialen Richtung der Wellen mit einem Freiraum in der radialen
Richtung der ersten und der zweiten Welle 3, 4 eingepasst.
Die zwei Drehmelderstatoren 21b und 22b das Abstandsstück 23 sind
an dem Sensorgehäuse 7 dadurch
fixiert, dass sie zwischen dem Drehmelderdruckelement 9 und
einer Stufe 7a, die im Innenumfang des Sen sorgehäuses 7 ausgebildet
ist, in Sandwichbauweise angeordnet sind. Ein ringförmiger magnetischer
Abschirmteil 24, der sich in einer Richtung nach innen
von dem Innenumfang des Abstandsstücks 23 erstreckt,
ist aus einem magnetischen Abschirmmaterial auf eine integrale Weise
mit dem Abstandsstück 23 ausgebildet. Eine
magnetische Abschirmung wird zwischen dem ersten Drehmelder 21 und
dem zweiten Drehmelder 22 durch den magnetischen Abschirmabschnitt 24 erzeugt.
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Der
erste Drehmelder 21 gibt ein erstes sinusförmiges Amplitudensignal
und ein erstes kosinusförmiges
Amplitudensignal von zwei Phasenspulen (nicht dargestellt) aus,
die in dem ersten Drehmelderstator 21b vorgesehen sind,
indem ein Erregungssignal zu einer Spule (nicht dargestellt) eingegeben
wird, die im ersten Drehmelderrotor 21a vorgesehen ist.
Um genauer zu sein, hat dann, wenn angenommen wird, dass das Erregungssignal
Esin(ωt) ist
und der Drehwinkel der ersten Welle 3 als θ angenommen
wird, das erste sinusförmige
Amplitudensignal eine Amplitude proportional zu sinθ und wird durch
KEsin(ωt)sinθ ausgedrückt. 2(1) zeigt die Änderung bezüglich sinθ und KEsin(ωt)sinθ in Bezug auf eine Änderung
bezüglich θ, wenn sich
die erste Welle 3 mit einer konstanten Winkelgeschwindigkeit dreht.
Darüber
hinaus hat das erste kosinusförmige Amplitudensignal
eine Amplitude proportional zu cosθ und wird durch KEsin(ωt)cosθ ausgedrückt. 2(2) zeigt die Änderung bezüglich cosθ und KEsin(ωt)cosθ in Bezug auf eine Änderung
bezüglich θ, wenn sich
die erste Welle 3 mit einer konstanten Winkelgeschwindigkeit
dreht. E ist die Signalamplitude, K ist das Transformationsverhältnis, ω ist die
winkelmäßige Erregungsfrequenz
und t ist die Zeit.
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Der
zweite Drehmelder 22 gibt ein zweites sinusförmiges Amplitudensignal
und ein zweites kosinusförmiges
Amplitudensignal von zwei Phasenspulen (nicht dargestellt) aus,
die im zweiten Drehmelderstator 22b vorgesehen sind, indem
ein Erregungssignal zu einer Spule (nicht dargestellt) eingegeben
wird, die im zweiten Drehmelderrotor 22a vorgesehen ist.
Wenn angenommen wird, dass das Erregungssignal Esin(ωt) ist,
und der Drehwinkel der zweiten Welle 4 als θ + Δθ angenommen
wird, dann hat das zweite sinusförmige
Amplitudensignal eine Amplitude proportional zu sin(θ + Δθ) und wird
durch KEsin(ωt)sin(θ + Δθ) ausgedrückt und
hat das zweite kosinusförmige
Amplitudensignal eine Amplitude proportional zu cos(θ + Δθ) und wird
durch KEsin(ωt)cos(θ + Δθ) ausgedrückt.
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Die
Ausgangssignale von den zwei Drehmeldern 21, 22 werden über ein
Signalkabel 25 zu einer Steuervorrichtung 20 eingegeben,
die extern zum Sensorgehäuse 7 vorgesehen
ist, wie es in 3 dargestellt ist. Die Steuervorrichtung 20 weist
einen ersten Signalverarbeitungsabschnitt 26, einen zweiten
Signalverarbeitungsabschnitt 27 und einen Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt 28 auf.
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Der
erste Signalverarbeitungsabschnitt 26 hat einen ersten
Widerstand 26a und einen ersten Kondensator 26b,
die in einer Schaltung wechselseitig in Reihe geschaltet sind, die
einen Ausgangsanschluss 21' des
ersten Drehmelders 21 für
das erste sinusförmige
Amplitudensignal mit einem Ausgangsanschluss 21'' des ersten Drehmelders 21 für das erste
kosinusförmige
Amplitudensignal über
eine Eingangsschnittstelle für
das erste sinusförmige
Amplitudensignal 20a und eine Eingangsschnittstelle für das erste
kosinusförmige
Amplitudensignal 20b verbindet. Der Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt 28 ist
zwischen dem ersten Widerstand 26a und dem ersten Kondensator 26b angeschlossen.
Dadurch funktionieren der erste Widerstand 26a und der
zweite Kondensator 26b als Tiefpassfilter für das erste
sinusförmige
Amplitudensignal und funktionieren als Hochpassfilter für das erste
kosinusförmige
Amplitudensignal. Darüber
hinaus sind der Widerstandswert des ersten Widerstands 26a und
der Kapazitätswert des
ersten Kondensators 26b auf derartige Weise eingestellt,
dass die Grenzfrequenz der Wert von ω wird, der oben angegeben ist,
wenn der erste Widerstand 26a und der erste Kondensator 26b als
Tiefpassfilter für
das erste sinusförmige
Amplitudensignal funktionieren und auch als Hochpassfilter für das erste
kosinusförmige
Amplitudensignal funktionieren. Spezifischer zeigt die 4(1) ein Bode-Diagramm, in welchem die durchgezogene
Linie die Verstärkungskennlinie
des Ausgangssignals in Bezug auf das erste sinusförmige Amplitudensignal
anzeigt, das zu dem Tiefpassfilter eingegeben ist, und die gestrichelte
Linie die Verstärkungskennlinie
des Ausgangssignals in Bezug auf das erste kosinusförmige Amplitudensignal
anzeigt, das zu dem Hochpassfilter eingegeben ist; und ist die 4(2) ein Bode-Diagramm, in welchem die durchgezogene
Linie die Phasenkennlinie des Ausgangssignals in Bezug auf das zum
Tiefpassfilter eingegebene erste sinusförmige Amplitudensignal anzeigt
und die gestrichelte Linie die Phasenkennlinie des Ausgangssignals
in Bezug auf das zum Hochpassfilter eingegebene erste kosinusförmige Amplitudensignal
anzeigt. Da das erste sinusförmige
Amplitudensignal durch das Tiefpassfilter geführt wird, das eine Grenzfrequenz
von ω hat
und durch den ersten Widerstand 26a und den ersten Kondensator 26b gebildet
ist, wird die Hochfrequenzkomponente davon entfernt, wird seine
Phase um π/4
verzögert und
wird es in ein Signal einer Verstärkung von –3 dB umgewandelt. Darüber hinaus
wird deshalb, weil das erste kosinusförmige Amplitudensignal durch
das Hochpassfilter geführt
wird, das eine Grenzfrequenz von ω hat und durch den ersten Widerstand 26a und
den ersten Kondensator 26b gebildet ist, die Niederfrequenzkomponente
davon entfernt, wird seine Phase um π/4 fortgeschaltet und wird es
in ein Signal einer Verstärkung
von –3
dB umgewandelt. Folglich wird das erste Wechselsignal durch KE sin(ωt + θ) ausgedrückt, das
durch Addieren des ersten sinusförmigen
Amplitudensignals und des ersten kosinusförmigen Amplitudensignals zusammen
mit einer relativen Phasendifferenz von π/2 erhalten wird. Anders ausgedrückt bilden
der erste Drehmelder 21 und der erste Signalverarbeitungsabschnitt 26 eine
erste Wechselsignalquelle, die das erste Wechselsignal ausgibt,
dessen Phase sich gemäß einer Änderung
bezüglich
des Drehwinkels θ der
ersten Welle 3 ändert.
In diesem Fall ändert
sich selbst dann, wenn es Variationen bezüglich des Widerstandswerts
des ersten Widerstands 26a und des Kapazitätswerts
des ersten Kondensators 26b aufgrund eines individuellen
Unterschieds gibt, die Phasendifferenz zwischen dem Signal, von
welchem die Hochfrequenzkomponente entfernt worden ist, und dem
Signal, von welchem die Niederfrequenzkomponente entfernt worden
ist, bei der Grenzfrequenz ω nicht
von π/2.
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Der
zweite Signalverarbeitungsabschnitt 27 hat einen zweiten
Widerstand 27a und einen zweiten Kondensator 27b,
die in einer Schaltung wechselseitig in Reihe geschaltet sind, die
einen Ausgangsanschluss 22' des
zweiten Drehmelders 22 für das zweite sinusförmige Amplitudensignal
mit einem Ausgangsanschluss 22'' des
zweiten Drehmelders 22 für das zweite kosinusförmige Amplitudensignal über eine
Eingangsschnittstelle für
das zweite sinusförmige
Amplitudensignal 20c und eine Eingangsschnittstelle für das zweite
kosinusförmige
Amplitudensignal 20d verbindet. Der Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt 28 ist
zwischen dem zweiten Widerstand 27a und dem zweiten Kondensator 26b angeschlossen.
Dadurch funktionieren der erste Widerstand 27a und der
zweite Kondensator 27b als Tiefpassfilter für das zweite
sinusförmige
Amplitudensignal und funktionieren als Hochpassfilter für das zweite
kosinusförmige
Amplitudensignal. Darüber
hinaus sind der Widerstandswert des zweiten Widerstands 27a und
der Kapazitätswert
des zweiten Kondensators 27b auf eine derartige Weise eingestellt,
dass die Grenzfrequenz der Wert von ω wird, der oben angegeben ist,
wenn der zweite Widerstand 27a und der zweite Kondensator 27b als
Tiefpassfilter für
das zweite sinusförmige
Amplitudensignal funktionieren und auch als Hochpassfilter für das zweite
kosinusförmige
Amplitudensignal funktionieren. Da das zweite sinusförmige Amplitudensignal
durch das Tiefpassfilter geführt
wird, das eine Grenzfrequenz von ω hat und durch den zweiten
Widerstand 27a und den zweiten Kondensator 27b gebildet
ist, wird die Hochfrequenzkomponente davon entfernt, wird seine
Phase um π/4
verzögert
und wird es in ein Signal einer Verstärkung von –3 dB umgewandelt. Darüber hinaus
wird deshalb, weil das zweite kosinusförmige Amplitudensignal durch
das Hochpassfilter geführt wird,
das eine Grenzfrequenz von ω hat
und durch den zweiten Widerstand 27a und den zweiten Kondensator 27b gebildet
ist, die Niederfrequenzkomponente davon entfernt, wird seine Phase
um π/4 weitergeschaltet
und wird es in ein Signal einer Verstärkung von –3 dB umgewandelt. Folglich
wird das zweite Wechselsignal durch KEsin(ωt + θ + Δθ) ausgedrückt, das durch Addieren des
zweiten sinusförmigen
Amplitudensignals und des zweiten kosinusförmigen Amplitudensignals zusammen
mit einer relativen Phasendifferenz von π/2 erhalten wird. Anders ausgedrückt bilden
der zweite Drehmelder 22 und der zweite Signalverarbeitungsabschnitt 27 eine zweite
Wechselsignalquelle zum Ausgeben des zweiten Wechselsignals, dessen
Phase sich gemäß einer Änderung
bezüglich
des Drehwinkels θ + Δθ der zweiten
Welle 4 ändert.
In diesem Fall verändert sich
selbst dann, wenn es Variationen bezüglich des Widerstandswerts
des zweiten Widerstands 27a und des Kapazitätswerts
des zweiten Kondensators 27b aufgrund eines individuellen
Unterschieds gibt, die Phasendifferenz zwischen dem Signal, von
welchem die Hochfrequenzkomponente entfernt worden ist, und dem
Signal, von welchem die Niederfrequenzkomponente entfernt worden
ist, nicht gegenüber π/2 bei der
Grenzfrequenz ω.
-
Der
erste Drehmelder 21 und der zweite Drehmelder 22 sind
relativ zueinander auf eine derartige Weise angeordnet, dass die
Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal π/2
ist, wenn das durch die erste und die zweite Welle 3, 4 übertragene
Drehmoment Null ist.
-
Der
Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt 28 hat eine erste
Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28a,
eine zweite Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28b und eine
PWM-Verarbeitungsschaltung 28c.
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Die
erste Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28a wandelt das
erste Wechselsignal in ein erstes Logiksignal um. Das erste Logiksignal
wird durch eine binäre
Rechteckwelle dargestellt, die den Wert H oder L annimmt und die
dieselbe Frequenz wie das erste Wechselsignal hat. Die zweite Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28b wandelt das
zweite Wechselsignal in ein zweites Logiksignal um. Das zweite Logiksignal
wird durch eine binäre
Rechteckwelle dargestellt, die den Wert H oder L annimmt und die dieselbe
Frequenz wie das zweite Wechselsignal hat. Die Phasendifferenz zwischen
dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal wird gleich der
Phasendifferenz zwischen dem ersten Logiksignal und dem zweiten
Logiksignal.
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Die
PWM-Verarbeitungsschaltung 28c gibt ein PWM-Signal entsprechend
einer Exklusiv-ODER-(EXOR)-Verknüpfung
des ersten Logiksignals und des zweiten Logiksignals aus. Beim vorliegenden
Ausführungsbeispiel
wird der aus dem PWM-Signal bestimmte PWM-Tastgrad als ein Wert entsprechend
dem durch die erste und die zweite Welle 3, 4 übertragenen
Drehmoment verwendet. Um genauer zu sein, zeigt die 5(1) ein erstes Logiksignal S1, ein zweites Logiksignal
S2 und ein PWM-Signal
S3, das durch die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c ausgegeben
ist, wenn das übertragene
Drehmoment Null ist. In diesem Fall ist die Phasendifferenz zwischen
dem ersten Logiksignal S1 und dem zweiten Logiksignal S2 π/2 und ist
der PWM-Tastgrad 50 %. Die 5(2) zeigt
ein erstes Logiksignal S1, ein zweites Logiksignal S2 und ein PWM-Signal
S3 in einem Fall, in welchem ein Drehmoment durch die erste und
die zweite Welle 3, 4 in einer Richtung übertragen
wird. In diesem Fall ist die Phasendifferenz zwischen dem ersten
Logiksignal S1 und dem zweiten Logiksignal S2 π/2 + Δθ (Δθ > 0), und wenn das übertragene Drehmoment größer wird,
steigt der PWM-Tastgrad über
50 % an. Die 5(3) zeigt ein erstes Logiksignal
S1, ein zweites Logiksignal S2 und ein PWM-Signal S3 in einem Fall, in
welchem ein Drehmoment durch die erste und die zweite Welle 3, 4 in
der anderen Richtung übertragen wird.
In diesem Fall ist die Phasendifferenz zwischen dem ersten Logiksignal
S1 und dem zweiten Logiksignal S2 π/2 + Δθ (Δθ < 0), und wenn das übertragene Drehmoment größer wird,
fällt der
PWM-Tastgrad auf unter 50 % ab.
-
Da
die Phasenänderung
bezüglich
des ersten Wechselsignals der Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der ersten Welle 3 entspricht und die Phasenänderung
bezüglich
des zweiten Wechselsignals der Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der zweiten Welle 4 entspricht, entsprich
die Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal dem übertragenen
Drehmoment, welches der Differenz bezüglich des Drehwinkels der ersten
Welle 3 und der zweiten Welle 4 entspricht. Da
die Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal gleich der Phasendifferenz zwischen dem ersten Logiksignal
S1 und dem zweiten Logiksignal S2 ist, ist das PWM-Signal S3 entsprechend
der Exklu siv-ODER-Verknüpfung
des ersten Logiksignals S1 und des zweiten Logiksignals S2 ein Phasendifferenz-Entsprechungssignal,
dessen Wellenform sich ändert,
wenn sich die Pulsbreite ändert,
und zwar gemäß der Änderung
bezüglich
der Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal. Dieses PWM-Signal
S3 wird als ein Signal entsprechend dem durch die erste und die zweite
Welle 3, 4 übertragenen
Drehmoment verwendet. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wird eine Lenkhilfskraft
entsprechend dem durch die erste und die zweite Welle 3, 4 übertragenen
Drehmoment aus der zuvor gebildeten und gespeicherten Beziehung
zwischen dem PWM-Tastgrad und der Lenkhilfskraft berechnet, und
ein elektrisches Stellglied (nicht dargestellt) zum Erzeugen einer
Lenkhilfskraft wird auf eine derartige Weise gesteuert, dass es
die so berechnete Lenkhilfskraft erzeugt. Ein allgemein bekanntes
System kann für
das elektrische Stellglied zum Erzeugen der Lenkhilfskraft verwendet
werden, und beispielsweise kann ein System verwendet werden, bei
welchem die durch einen Elektromotor erzeugte Lenkhilfskraft mittels
eines Reduktionsgetriebemechanismus zur Lenkwelle übertragen
wird.
-
Gemäß dem Drehmomentsensor 1 des
vorgenannten Ausführungsbeispiels
ist es möglich,
die Differenz bezüglich
des Drehwinkels, die dem übertragenen
Drehmoment entspricht, direkt zu bestimmen, ohne jeweils den Drehwinkel
der ersten Welle 3 und den Drehwinkel der zweiten Welle 4 zu
erfassen. Daher gibt es keine Notwendigkeit zum direkten Einlesen
der Signalausgangswerte aus dem ersten und dem zweiten Drehmelder 21, 22,
um das Drehmoment zu bestimmen, und somit kann die Arbeitsbelastung,
die für
eine Signalverarbeitung erforderlich ist, reduziert werden und können nichtlineare
Komponenten eliminiert werden. Durch Eingeben eines Erregungssignals,
das proportional zu sin(ωt)
ist, zu dem ersten und dem zweiten Drehmelder 21, 22 ist es
möglich,
ein erstes und ein zweites Wechselsignal auszugeben, deren Phasen
sich gemäß einer Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der ersten und der zweiten Welle 3, 4 ändern, und
zwar mittels generischer Komponenten, wie z.B. der Drehmelder 21, 22, der
Widerstände 26a, 27a und
der Kondensatoren 26b, 27b. Darüber hinaus
ist es selbst dann, wenn es Variationen bezüglich der Widerstandswerte
des ersten und des zweiten Widerstands 26a, 27a oder
der Kapazitätswerte
des ersten und des zweiten Kondensators 26b, 27b gibt,
und zwar aufgrund eines individuellen Unterschieds, möglich, ein
Abnehmen der Drehmomenterfassungsgenauigkeit zu verhindern, weil
die Widerstände 26a, 27a und
die Kondensatoren 26b, 27b als Tiefpassfilter
und als Hochpassfilter funktionieren, damit die Phasendifferenz
zwischen dem Signal, von welchem die Hochfrequenzkomponente entfernt
worden ist, und dem Signal, von welchem die Niederfrequenzkomponente
entfernt worden ist, sich nicht gegenüber π/2 bei der Grenzfrequenz ω verändern. Weiterhin
ist es möglich,
ein PWM-Signal, dessen Pulsbreite sich gemäß einer Änderung bezüglich der Phasendifferenz zwischen dem
ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal ändert, mittels
generischer Komponenten auszugeben, wie beispielsweise mittels der
Logiksignal-Umwandlungsschaltungen 28a, 28b, die
die Wechselsignale in Logiksignale umwandeln, und der PWM-Verarbeitungsschaltung 28c,
die ein Signal entsprechend der Exklusiv-ODER-Verknüpfung der Logiksignale
erzeugt.
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6, 7(1), 7(2) und 7(3) zeigen eine Modifikation der Steuervorrichtung 20.
Hier besteht der Unterschied gegenüber dem oben beschriebenen
Ausführungsbeispiel
darin, dass der erste Drehmelder 21 und der zweite Drehmelder 22 relativ
auf eine derartige Weise positioniert sind, dass die Phasendifferenz
zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal
Null wird, wenn das durch die erste und die zweite Welle 3, 4 übertragene
Drehmoment Null wird. Der Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt 28' hat eine Anstiegszeit-Erfassungsschaltung 28d für das erste
Logiksignal, das von der ersten Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28a ausgegeben
wird, und eine Abfallzeit-Erfassungsschaltung 28e für das zweite
Logiksignal, das von der zweiten Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28b ausgegeben
wird. Die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' hat ein SR-(Setz-Rücksetz-)Flip-Flop
anstelle einer Schaltung zum Ausgeben eines PWM-Signals, das der
Exklusiv-ODER-Verknüpfung
des ersten Logiksignals und des zweiten Logiksignals entspricht.
Das Anstiegszeit-Erfassungssignal für das erste Logiksignal wird zum
S-Anschluss des Flip-Flops eingegeben, das die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' bildet, und
das Abfallzeit-Erfassungssignal für das zweite Logiksignal wird
zum R-Anschluss davon eingegeben. Demgemäß wird ein PWM-Signal von der PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' ausgegeben.
Der PWM-Tastgrad dieses PWM-Signals entspricht dem durch die erste
und die zweite Welle 3, 4 übertragenen Drehmoment.
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Um
genauer zu sein, zeigt die 7(1) ein erstes
Logiksignal S1, ein zweites Logiksignal S2, ein durch die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' ausgegebenes
PWM-Signal S3, ein
Anstiegszeit-Erfassungssignal S4 und ein Abfallzeit-Erfassungssignal S5
in einem Fall, in welchem das übertragene
Drehmoment Null ist. In diesem Fall gilt Δθ = 0 und ist die Phasendifferenz
zwischen dem ersten Logiksignal und dem zweiten Logiksignal Null,
und da die Zeitperiode t1 ab der Anstiegszeit des ersten Logiksignals bis
zu der Abfallzeit des zweiten Logiksignals gleich der Zeitperiode
t2 ab der Abfallzeit des zweiten Logiksignals bis zu der Anstiegszeit
des ersten Logiksignals ist, ist der PWM-Tastgrad 50 %. 7(2) zeigt das erste Logiksignal S1, das zweite
Logiksignal S2 und das PWM-Signal S3 in einem Fall, in welchem ein
Drehmoment durch die erste und die zweite Welle 3, 4 in
einer Richtung übertragen
wird. In diesem Fall wird die Phasendifferenz zwischen dem ersten
Logiksignal und dem zweiten Logiksignal Δθ (> 0) und ist die Zeitperiode t1 ab der
Anstiegszeit des ersten Logiksignals bis zu der Abfallzeit des zweiten
Logiksignals länger
als die Zeitperiode t2 ab der Abfallzeit des zweiten Logiksignals
bis zu der Anstiegszeit des ersten Logiksignals, und daher steigt
dann, wenn das übertragene
Drehmoment größer wird,
der PWM-Tastgrad auf über
50 % an. 7(3) zeigt das erste Logiksignal
S1, das zweite Logiksignal S2 und das PWM-Signal S3 in einem Fall,
in welchem ein Drehmoment durch die erste und die zweite Welle 3, 4 in
der anderen Richtung übertragen
wird. In diesem Fall wird die Phasendifferenz zwischen dem ersten Logiksignal
und dem zweiten Logiksignal Δθ (< 0) und ist die
Zeitperiode t1 ab der Anstiegszeit des ersten Logiksignals bis zu
der Abfallzeit des zweiten Logiksignals kürzer als die Zeitperiode t2
ab der Abfallzeit des zweiten Logiksignals bis zu der Anstiegszeit des
ersten Logiksignals, und daher wird, wenn das übertragene Drehmoment größer wird,
der PWM-Tastgrad unter 50 % kleiner. Demgemäß ist es möglich, ein PWM-Signal auszugeben,
dessen Pulsbreite sich gemäß einer Änderung
bezüglich
der Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal ändert,
und zwar mittels generischer Komponenten, wie beispielsweise mittels
der Logiksignal-Umwandlungsschaltungen 28a, 28b zum
Umwandeln von Wechselsignalen in Logiksignale, der Schaltungen 28d, 28e zum
Erfassen der Anstiegszeit und der Abfallzeit von Logiksignalen und
des SR-Flip-Flops zum Erzeugen eines Signals mit einer Anstiegszeit
und einer Abfallzeit die der Anstiegszeit und der Abfallzeit der
Logiksignale entsprechen. Die übrigen
Teile sind dieselben wie diejenigen des vorangehenden Ausführungsbeispiels und
dieselben Teile sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Das
Abfallzeit-Erfassungssignal für das
zweite Logiksignal kann zum S-Anschluss des SR-Flip-Flops eingegeben
werden, das die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' bildet, und
das Anstiegszeit-Erfassungssignal für das erste Logiksignal kann
zu dem R-Anschluss davon eingegeben werden. Daher kann die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' ein Phasendifferenz-Entsprechungssignal in
der Form eines PWM-Signals ausgeben, dessen Anstiegszeit einer von
entweder der Anstiegszeit des ersten Logiksignals oder der Abfallzeit
des zweiten Logiksignals entspricht, und dessen Abfallzeit der anderen
davon entspricht.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf das vorgenannte Ausführungsbeispiel
oder die Modifikation beschränkt.
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Beispielsweise
kann die wechselseitige Anordnung des ersten Widerstands 26a und
des ersten Kondensators 26b entgegengesetzt zu derjenigen beim
vorgenannten Ausführungsbeispiel
und bei der Modifikation sein, und zwar auf eine derartige Weise, dass
der erste Widerstand 26a und der erste Kondensator 26b als
Tiefpassfilter für
das erste kosinusförmige
Amplitudensignal funktionieren, während sie auch als Hochpassfilter
für das
sinusförmige
Amplitudensignal funktionieren. Darüber hinaus kann die wechselseitige
Anordnung des zweiten Widerstands 27a und des zweiten Kondensators 27b entgegengesetzt
zu derjenigen des vorgenannten Ausführungsbeispiels und der Modifikation
sein, und zwar auf eine derartige Weise, dass der zweite Widerstand 27a und der
zweite Kondensator 27b als Tiefpassfilter für das zweite
kosinusförmige
Amplitudensignal funktionieren, während sie auch als Hochpassfilter
für das zweite
sinusförmige
Amplitudensignal funktionieren. Darüber hinaus wird bei dem vorangehenden
Ausführungsbeispiel
und der Modifikation der PWM-Tastgrad
des durch die Ausgangssignalverarbeitungsabschnitte 28, 28' ausgegebenen
PWM-Signals als ein Wert entsprechend dem übertragenen Drehmoment verwendet,
aber es ist auch möglich,
das zeitliche Integral des PWM-Signals als einen Wert entsprechend
dem übertragenen
Drehmoment zu verwenden.