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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Drehmomentsensor, der beispielsweise
zum Erfassen eines Lenkmoments in einer elektrischen Servolenkvorrichtung
verwendet wird.
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BESCHREIBUNG
DES ZUGEHÖRIGEN
STANDES DER TECHNIK
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US-A-4
453 420 offenbart eine Drehmomentsensoranordnung, die wenigstens
ein Paar von Permanentmagneten aufweist, die unter einem vorbestimmten
Abstand axial beabstandet und an einer Antriebswelle integriert
fixiert sind, und wenigstens ein Paar von Wiegandeffekt-Elementen,
die in einer magnetischen Kupplungsbeziehung mit den jeweiligen
Magneten angeordnet sind, zum Erfassen einer Phasendifferenz zwischen
Pulsen, die in jeder Aufnahmespule von Wiegandeffekt-Elementen während einer
Drehung der Welle auftreten.
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EP-A-1
134 567 offenbart einen nicht kontaktierenden winkelmäßigen Differentialversatz-Drehmomentsensor,
der eine aufgeteilte Welle mit einem verbindenden Torsi onsstab mit
einem Paar von Aufnahmeplatten jeweils mit einer intervenierenden Kopplerplatte,
die ein leitendes Dämpfungsmuster trägt, verwendet,
wobei die induktive Kopplung zwischen Sende- und Empfangsplatten
gemäß der Winkelposition
der Welle individuell gedämpft
wird, an welcher die Platten angebracht sind. Das Paar von Empfangsplatten,
die Signale von einem gemeinsamen Sender empfangen, haben ihre Winkeldifferenz genommen,
und dies ist das aktuelle Drehmoment an der Welle.
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Weiterhin
ist ein Drehmomentsensor bekannt, der eine erste Welle, eine zweite
Welle, die eine relative Drehung in Bezug auf die erste Welle elastisch
durchführen
kann, einen ersten Drehmelder zum Erfassen des Drehwinkels der ersten
Welle und einen zweiten Drehmelder zum Erfassen des Drehwinkels
der zweiten Welle aufweist. Das durch die zwei Wellen übertragene
Drehmoment wird durch den Drehwinkel der ersten Welle, wie er durch
den ersten Drehmelder erfasst wird, und den Drehwinkel der zweiten
Welle, wie er durch den zweiten Drehmelder erfasst wird, bestimmt
(offengelegtes japanisches Patent Nr. 2002-350181).
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Nimmt
man an, dass der Drehwinkel der Welle, wie er durch den Drehmelder
erfasst wird, θ ist,
die Winkelfrequenz des Erregungssignals ω ist, die Zeit t ist und KE
ein Koeffizient ist, dann werden, wenn ein Erregungssignal, das
proportional zu sin(ωt)
ist, zu der Rotorspule des Drehmelders eingegeben worden ist, ein
Signal, das durch KEsin(ωt)sinθ ausgedrückt wird,
mit einer Amplitude, die proportional zu sinθ ist, und ein Signal, das durch
KEsin(ωt)cosθ ausgedrückt wird,
mit einer Amplitude, die proportional zu cosθ ist, von zwei Phasenstatorspulen
ausgegeben. Daher kann der Drehwinkel θ durch Berechnen von tan–1(sinθ/cosθ) mittels
eines Computers bestimmt werden.
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Jedoch
deshalb, weil es Grenzen bezüglich der
Auflösung
gibt, die erreicht werden kann, wenn ein Computer den Signalausgabewert
direkt von Detektoren, wie beispielsweise Drehmeldern, einliest, ist
die Auflösung
des Drehmomentsensors beschränkt,
und die Arbeitsbelastung, die an einer Signalverarbeitung beteiligt
ist, wird größer, wenn
die Auflösung
höher wird.
Darüber
hinaus wird deshalb, weil sich der Ausgangswert auf nichtlineare
Weise in Bezug zu dem Drehwinkel θ ändert, eine Verbesserung bezüglich der
Drehmomenterfassungsgenauigkeit behindert. Darüber hinaus gibt es immer Erfassungsfehler
bezüglich
der Werte der durch die Drehmelder oder ähnliches erfassten Drehwinkel
und gibt es individuelle Unterschiede bezüglich der Erfassungsfehler.
Daher erzeugt dann, wenn das durch die Wellen übertragene Drehmoment aus dem
erfassten Drehwinkel der ersten Welle und dem erfassten Drehwinkel
der zweiten Welle bestimmt wird, die Differenz zwischen den jeweiligen
Erfassungsfehlern einen Drehmomenterfassungsfehler, und somit wird die
Drehmomenterfassungsgenauigkeit kleiner.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Drehmomentsensor
zur Verfügung
zu stellen, durch welchen das vorgenannte Problem gelöst werden
kann.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Der
Drehmomentsensor gemäß der vorliegenden
Erfindung weist eine erste Welle auf; eine zweite Welle, die eine
relative Drehung in Bezug auf die erste Welle elastisch durchführen kann;
eine erste Wechselsignalquelle, die angeordnet ist, um ein sinusförmiges erstes
Wechselsignal auszugeben, dessen Phase sich gemäß einer Änderung bezüglich des Drehwinkels der ersten
Welle ändert;
eine zweite Wechselsignalquelle, die angeordnet ist, um ein sinusförmiges Wechselsignal
auszugeben, dessen Phase sich gemäß einer Änderung bezüglich des Drehwinkels der zweiten
Welle ändert;
einen Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt, der angeordnet ist,
um ein Phasendifferenzentsprechungssignal auszugeben, dessen Wellenform
sich gemäß einer Änderung
bezüglich
der Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal ändert;
einen Bestimmungsteil, der angeordnet ist, um die Zeitperiode ab
der Zeit, zu welcher der Wert des ersten Wechselsignals Null wird,
bis zu der Zeit, zu welcher der integrierte Wert des ersten Wechselsignals
Null wird, als ersten Verzerrungsindikatorwert zu bestimmen, der
sich gemäß der Wellenformverzerrung
des ersten Wechselsignals ändert; einen
Bestimmungsteil, der angeordnet ist, um die Zeitperiode ab der Zeit,
zu welcher der Wert des zweiten Wechselsignals Null wird, bis zu
der Zeit, zu welcher der integrierte Wert des zweiten Wechselsignals
Null wird, als zweiten Verzerrungsindikatorwert zu bestimmen, der
sich gemäß der Wellenformverzerrung
des zweiten Wechselsignals ändert;
eine Bestimmungseinrichtung zum Bestimmen des Werts entsprechend
dem Drehmoment aus dem Phasendifferenzentsprechungssignal; einen
Korrekturteil, der angeordnet ist, um den Wert entsprechend dem Drehmoment
auf der Basis eines Werts entsprechend der Differenz zwischen dem
ersten Verzerrungsindikatorwert und dem zweiten Verzerrungsindikatorwert
zu korrigieren.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung entspricht deshalb, weil die Phasenänderung bezüglich des ersten Wechselsignals
der Änderung
bezüglich des
Drehwinkels der ersten Welle entspricht und die Phasenänderung
bezüglich
des zweiten Wechselsignals der Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der zweiten Welle entspricht, die Phasendifferenz
zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal
der Differenz zwischen den Drehwinkeln der ersten Welle und der
zweiten Welle. Die Wellenform des Phasendifferenzentsprechungssignals ändert sich
gemäß einer Änderung
bezüglich
der Differenz zwischen diesen Drehwinkeln, und daher kann das Phasendifferenzentsprechungssignal
als ein Signal verwendet werden, das dem durch die erste und die
zweite Welle übertragenen
Drehmoment entspricht. Anders ausgedrückt ist es möglich, die Differenz
bezüglich
des Drehwinkels entsprechend dem übertragenen Drehmoment direkt
zu bestimmen, ohne den Drehwinkel der ersten Welle bzw. den Drehwinkel
der zweiten Welle zu erfassen. Daher ist es zum Bestimmen des Drehmoments
nicht nötig,
Signalausgangswerte von Detektoren mittels eines Computers direkt
einzulesen, wie beim Stand der Technik, und somit kann eine Arbeitsbelastung,
die bei einer Signalverarbeitung enthalten ist, reduziert werden
und können
nichtlineare Komponenten eliminiert werden.
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Weiterhin
ist es bei dem Drehmomentsensor gemäß der vorliegenden Erfindung
selbst dann, wenn die Phasenänderung
bezüglich
des ersten Wechselsignals nicht genau der Änderung bezüglich dese Drehwinkels der
ersten Welle entspricht, und zwar aufgrund eines Fehlers, und selbst
wenn die Phasenänderung
bezüglich
des zweiten Wechselsignals nicht genau der Änderung bezüglich des Drehwinkels der zweiten
Welle entspricht, und zwar aufgrund eines Fehlers, möglich, einen
Wert entsprechend dem durch die zwei Wellen übertragenen Drehmoment zu bestimmen,
ohne durch die Differenz zwischen den jeweiligen Fehlern beeinflusst bzw.
beeinträchtigt
zu werden. Um genauer zu sein, wird dann, wenn es einen Fehler bezüglich der
Phasenänderung
beim ersten Wechselsignal gibt, dieser Fehler durch eine Verzerrung
bezüglich
der Wellenform des ersten Wechselsignals dargestellt, und wird dann,
wenn es einen Fehler bezüglich
der Phasenänderung
beim zweiten Wechselsignal gibt, dieser Fehler durch eine Verzerrung
bezüglich
der Wellenform des zweiten Wechselsignals dargestellt. Daher entspricht
die Differenz zwischen dem ersten Verzerrungsindikatorwert, der
sich gemäß der Wellenformverzerrung
beim ersten Wechselsignal ändert,
und dem zweiten Verzerrungsindikatorwert, der sich gemäß der Wellenformverzerrung
beim zweiten Wechselsignal ändert,
der Differenz zwischen dem Fehler bezüglich der Phasenänderung
beim ersten Wechselsignal und dem Fehler bezüglich der Phasenänderung
beim zweiten Wechselsignal. Daher ist es möglich, die Effekte der Differenz
zwischen den jeweiligen Fehlern durch Korrigieren des Werts entsprechend
dem übertragenen
Drehmoment auszulöschen,
welcher aus dem Signal entsprechend der Differenz zwischen dem ersten
Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal bestimmt wird, auf der
Basis eines Werts, der der Differenz zwischen dem ersten Verzerrungsindikatorwert
und dem zweiten Verzerrungsindikatorwert entspricht.
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Bei
dem Drehmomentsensor gemäß der vorliegenden
Erfindung wird die Zeitperiode ab der Zeit, zu welcher der Wert
des ersten Wechselsignals Null wird, bis zu der Zeit, zu welcher
der integrale Wert des ersten Wechselsignals Null wird, vorzugsweise als
der erste Verzerrungsindikatorwert bestimmt; und wird die Zeitperiode
ab der Zeit, zu welcher der Wert des zweiten Wechselsignals Null
wird, bis zu der Zeit, zu welcher der integrale Wert des zweiten
Wechselsignals Null wird, als der zweite Verzerrungsindikatorwert
bestimmt. In einem Fall, in welchem es eine Wellenformverzerrung
in jedem Wechselsignal gibt, ändert
sich die Zeitperiode ab der Zeit, zu welcher das Wechselsignal Null
wird, bis zu der Zeit, zu welcher es einen relativen maximalen Wert
erreicht, im Vergleich mit einem Fall, in welchem es keine Wellenformverzerrung
gibt, und daher kann die Zeitperiode als Indikator verwendet werden,
der das Verzerrungsausmaß ausdrückt. Darüber hinaus
entspricht die Zeitperiode ab der Zeit, zu welcher der Wert eines jeweiligen
sinusförmigen
Wechselsignals Null wird, bis zu der Zeit, zu welcher es einen relativen
maximalen Wert erreicht, der Zeitperiode ab der Zeit, zu welcher
der Wert davon Null wird, bis zu der Zeit, zu welcher der Wert der
Kosinuswelle entsprechend dem integralen Wert davon Null wird. Daher
ist es möglich, den
ersten Verzerrungsindikatorwert und den zweiten Verzerrungsindikatorwert
mittels generischer Komponenten schnell zu bestimmen, ohne die relativen
maximalen Werte der Wechselsignale zu erfassen.
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Vorzugsweise
hat die erste Wechselsignalquelle einen ersten Detektor und einen
ersten Signalverarbeitungsabschnitt; nimmt man KE als Koeffizienten, ω als die
Winkelfrequenz eines Erregungssignals, t als die Zeit und θ als den
Drehwinkel der ersten Welle, gibt der erste Detektor ein erstes
sinusförmiges
Amplitudensignal aus, das durch KEsin(ωt)sinθ ausgedrückt wird, und ein erstes kosinusförmiges Amplitudensignal,
das durch KEsin(ωt)cosθ ausgedrückt wird;
der erste Signalverarbeitungsabschnitt hat eine erste Phasenverschiebungsschaltung,
die die Phase des ersten sinusförmigen
Amplitudensignals um π/2
verschiebt, um ein erstes Phasenverschie bungssignal zu erhalten,
das durch KEsin(ωt+π/2)sinθ ausgedrückt wird,
und eine erste Addierschaltung, die das erste Phasenverschiebungssignal
zu dem ersten kosinusförmigen
Amplitudensignal addiert, um das erste Wechselsignal zu erhalten, das
durch KEsin(ωt+Θ) ausgedrückt wird;
die zweite Wechselsignalquelle hat einen zweiten Detektor und einen
zweiten Signalverarbeitungsabschnitt; nimmt man KE als Koeffizienten, ω als die
Winkelfrequenz eines Erregungssignals, t als die Zeit und θ+Δθ als den
Drehwinkel der zweiten Welle, gibt der zweite Detektor ein zweites
sinusförmiges
Amplitudensignal aus, das durch KEsin(ωt)sin(θ+Δθ) ausgedrückt wird, und ein zweites kosinusförmiges Amplitudensignal, das
durch KEsin(ωt)cos(θ+Δθ) ausgedrückt wird; und
der zweite Signalverarbeitungsabschnitt hat eine zweite Phasenverschiebungsschaltung,
die die Phase des zweiten sinusförmigen
Amplitudensignals um π/2
verschiebt, um ein zweites Phasenverschiebungssignal zu erhalten,
das durch KEsin(ωt+π/2)sin(θ+Δθ) ausgedrückt wird,
und eine zweite Addierschaltung, die das zweite Phasenverschiebungssignal
zu dem zweiten kosinusförmigen Amplitudensignal
addiert, um das zweite Wechselsignal zu erhalten, das durch KE sin(ωt+θ+Δθ) ausgedrückt wird.
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Dadurch
können
durch Eingeben von sinusförmigen
Signalen zu dem ersten und dem zweiten Detektor ein erstes und ein
zweites Wechselsignal, deren Phasen sich gemäß einer Änderung bezüglich Drehwinkeln der ersten
und der zweiten Welle ändern,
mittels generischer Komponenten, wie beispielsweise Detektoren,
nämlich
Drehmeldern oder ähnlichem,
Phasenverschiebungsschaltungen und Addierschaltungen ausgegeben
werden.
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Vorzugsweise
hat die erste Wechselsignalquelle einen ersten Detektor, der, nimmt
man KE als Koeffizient, ω als
die Winkelfrequenz eines Erregungssignals, t als die Zeit und die θ als den
Drehwinkel der ersten Welle, ein erstes Wechselsignal ausgibt, das
durch KEsin(ωt+θ) ausgedrückt wird; und
hat die zweite Wechselsignalquelle einen zweiten Detektor, der,
nimmt man KE als einen Koeffizienten, ω als die Winkelfrequenz eines
Erregungssignals, t als die Zeit und θ+Δθ als den Drehwinkel der zweiten
Welle, ein zweites Wechselsignal ausgibt, das durch KEsin(ωt+θ+Δθ) ausgedrückt wird.
Dadurch ist es durch Eingeben eines sinusförmigen Signals und eines kosinusförmigen Signals
zu dem ersten und dem zweiten Detektor möglich, ein erstes und ein zweites
Wechselsignal, deren Phasen sich gemäß einer Änderung bezüglich der Drehwinkel der ersten
und der zweiten Welle ändern,
mittels generischer Komponenten, wie beispielsweise Detektoren, nämlich Drehmeldern
oder von ähnlichem
auszugeben.
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Vorzugsweise
sind der erste Detektor und der zweite Detektor relativ zueinander
auf eine derartige Weise angeordnet, dass die Phasendifferenz zwischen
dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal π/2 wird,
wenn das durch die erste und die zweite Welle übertragene Drehmoment Null ist;
und hat der Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt eine erste Logiksignal-Umwandlungsschaltung
zum Umwandeln des ersten Wechselsignals zu einem ersten Logiksignal;
eine zweite Logiksignal-Umwandlungsschaltung zum Umwandeln des zweiten
Wechselsignals in ein zweites Logiksignal; und eine PWM-Verarbeitungsschaltung
zum Ausgeben eines PWM-Signals entsprechend der Exklusiv-ODER-Verknüpfung des
Logiksignals und des zweiten Logiksignals als das Phasendifferenzentsprechungssignal.
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Dadurch
ist es möglich,
ein PWM-Signal, dessen Pulsbreite sich gemäß einer Änderung bezüglich der Phasendifferenz zwischen
dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal ändert, als
das Phasendifferenzentsprechungssignal auszugeben. Darüber hinaus
kann dieses PWM-Signal mittels generischer Komponenten, wie beispielsweise
Schaltungen zum Umwandeln der Wechselsignale in Logiksignale, und
eine Schaltung zum Erzeugen eines Signals entsprechend der Exklusiv-ODER-Verknüpfung der
Logiksignale ausgegeben werden.
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Vorzugsweise
hat der Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt eine Logiksignal-Umwandlungsschaltung
zum Umwandeln des ersten Wechselsignals in ein erstes Logiksignal;
eine zweite Logiksignal-Umwandlungsschaltung zum Umwandeln des zweiten
Wechselsignals in ein zweites Logiksignal; eine Erfassungsschaltung
für die
Anstiegszeit des ersten Logiksignals; eine Erfassungsschaltung für die Abfallzeit
des zweiten Logiksignals; und eine PWM-Verarbeitungsschaltung zum
Ausgeben eines PWM-Signals, dessen Anstiegszeit entweder der Anstiegszeit
des ersten Logiksignals oder der Abfallzeit des zweiten Logiksignals
entspricht, und dessen Abfallzeit der anderen davon entspricht,
als das Phasendifferenzentsprechungssignal.
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Dadurch
ist es möglich,
ein PWM-Signal, dessen Pulsbreite sich gemäß einer Änderung bezüglich der Phasendifferenz zwischen
dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Signal ändert, als Phasendifferenzentsprechungssignal
auszugeben. Darüber
hinaus kann dieses PWM-Signal mittels generischer Komponenten, wie
bei spielsweise Schaltungen zum Umwandeln der Wechselsignale in Logiksignale,
Schaltungen zum Erfassen der Anstiegszeit und der Abfallzeit der
Logiksignale und beispielsweise eines SR-Flip-Flops zum Erzeugen
eines Signals mit einer Anstiegszeit und einer Abfallzeit entsprechend
der Anstiegszeit und der Abfallszeit der Logiksignale, ausgegeben
werden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist es möglich,
einen Drehmomentsensor hoher Genauigkeit und hoher Auflösung mit
niedrigen Kosten zur Verfügung
zu stellen.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
eine Querschnittsansicht eines Drehmomentsensors gemäß e8nem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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2(1) ist ein Diagramm, das ein erstes sinusförmiges Amplitudensignal
in dem Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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2(2) ist ein Diagramm, das ein erstes kosinusförmiges Amplitudensignal
im Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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3 ist
ein Diagramm, das den Aufbau eines Signalverarbeitungsabschnitts
im Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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4(1) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal und ein PWM-Signal in einem Fall, in welchem
das übertragene
Drehmoment Null ist, im Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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4(2) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal und ein PWM-Signal in einem Fall, in welchem
ein Drehmoment in einer Richtung übertragen wird, im Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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4(3) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal und ein PWM-Signal in einem Fall, in welchem
ein Drehmoment in der anderen Richtung übertragen wird, im Drehmomentsensor
gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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5 ist
ein Diagramm, das den Aufbau eines Wellenformverzerrungs-Erfassungsabschnitts
im Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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6 ist
ein Diagramm, das die Wellenform von jeweiligen Wechselsignalen
im Drehmomentsensor gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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7 ist
ein illustratives Diagramm der Funktion des Drehmomentsensors gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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8 ist
ein Diagramm, das den Aufbau des Signalverarbeitungsabschnitts im
Drehmomentsensor gemäß der Modifikation
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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9(1) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal, ein PWM-Signal ein Anstiegszeit-Erfassungssignal
und ein Abfallzeit-Erfassungssignal
in einem Fall, in welchem das übertragene
Drehmoment Null ist, in einem Drehmomentsensor gemäß einer
Modifikation der vorliegenden Erfindung zeigt;
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9(2) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal und ein PWM-Signal in einem Fall, in welchem
ein Drehmoment in einer Richtung übertragen wird, im Drehmomentsensor gemäß der Modifikation
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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9(3) ist ein Diagramm, das ein erstes Logiksignal,
ein zweites Logiksignal und ein PWM-Signal in einem Fall, in welchem
ein Drehmoment in der anderen Richtung übertragen wird, im Drehmomentsensor
gemäß der Modifikation
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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10 ist
ein Diagramm, das den Aufbau einer Phasenverschiebungsschaltung
in einem Drehmomentsensor gemäß einer
Modifikation der vorliegenden Erfindung zeigt.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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Der
Drehmomentsensor 1 gemäß dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel,
wie es in 1 dargestellt ist, wird dazu
verwendet, dass zu einer Lenkwelle einer elektrischen Servolenkvorrichtung übertragene
Drehmoment zu erfassen, und er weist eine rohrförmige erste Welle 3 und
eine rohrförmige
zweite Welle 4 auf, die die Lenkwelle bilden. Eine Drehung
eines Lenkrads (nicht dargestellt), das mit der ersten Welle 3 verbunden
ist, wird über
ein Lenkgetriebe (nicht dargestellt) zu Fahrzeugrädern übertragen,
das mit der zweiten Welle 4 verbunden ist, wodurch der
Lenkwinkel der Fahrzeugräder
geändert wird.
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Ein
Torsionsstab (elastisches Element) 5 ist in die erste Welle 3 und
die zweite Welle 4 eingefügt. Ein Ende des Torsionsstabs 5 ist
mit der ersten Welle 3 verbunden und das andere Ende davon
ist mit der zweiten Welle 4 verbunden, und zwar jeweils
mittels eines Stifts, eines Kreuzhiebs oder ähnlichem, und somit können die
erste Welle 3 und die zweite Welle 4 relativ zueinander
elastisch um eine gemeinsame Achse gedreht werden. Die erste Welle 3 ist über ein Lager 6 durch
ein Sensorgehäuse 7 gelagert
und die zweite Welle 4 ist über ein Lager 8 durch
ein ringförmiges
Drehmelder-Druckelement gelagert, das mittels einer Presspassung
in das Sensorgehäuse 7 eingefügt ist.
Ein erster Drehmelder (erster Detektor) 21 und ein zweiter
Drehmelder (zweiter Detektor) 22 sind durch das Sensorgehäuse 7 bedeckt.
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Der
erste Drehmelder 21 hat einen ersten Drehmelderrotor 21a,
der an den äußeren Umfang der
ersten Welle 3 auf eine derartige Weise angebracht ist,
dass er sich zusammen mit der ersten Welle 3 dreht, und
einen ringförmigen
ersten Drehmelderstator 21b, der den ersten Drehmelderrotor 21a bedeckt.
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel dreht
sich der erste Drehmelder 21a zusammen mit der ersten Welle 3 mittels
dessen, dass die erste Welle 3 in den ersten Drehmelderrotor 21a über eine Presspassung
angebracht ist. Der zweite Drehmelder 22 hat einen zweiten
Drehmelderrotor 22a, der an den äußeren Umfang der zweiten Welle 4 auf
eine derartige Weise angebracht ist, dass er sich zusammen mit der
zweiten Welle 4 dreht, und einen ringförmigen zweiten Drehmelderstator 22b,
der den zweiten Drehmelderrotor 22a bedeckt. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel
dreht sich der zweite Drehmelderrotor 22a zusammen mit
der zweiten Welle 4 mittels dessen, dass die zweite Welle 4 in
den zweiten Drehmelderrotor 22a mittels einer Presspassung
angebracht ist. Ein rohrförmiges
Abstandsstück 23 ist zwischen
dem ersten Drehmelderstator 21b und dem zweiten Drehmelderstator 22b angeordnet.
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Der
erste Drehmelderstator 21b, der zweite Drehmelderstator 22b und
das Abstandsstück 23 sind
in den inneren Umfang des Sensorgehäuses 7 entlang der
axialen Richtung der Wellen mit einem Freiraum in der radialen Richtung
der ersten und der zweiten Welle 3, 4 angebracht.
Diese zwei Drehmelderstatoren 21b, 22b und das
Abstandsstück 23 sind dadurch
an das Sensorgehäuse 7 befestigt,
das sie zwischen dem Drehmelder-Presselement 9 und einer Stufe 7a,
die im inneren Umfang des Sensorgehäuses ausgebildet ist, in Sandwichbauweise
angeordnet sind. Ein ringförmiger
magnetischer Abschirmteil 24, der sich in einer Richtung
nach innen von dem inneren Umfang des Abstandsstücks 23 aus erstreckt, ist
aus einem magnetischen Abschirmmaterial auf eine integrale Weise
mit dem Abstandsstück 23 ausgebildet.
Eine magnetische Abschirmung wird zwischen dem ersten Drehmelder
und dem zweiten Drehmelder 22 durch den magnetischen Abschirmabschnitt 24 erzeugt.
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Der
erste Drehmelder 21 gibt ein erstes sinusförmiges Amplitudensignal
und ein erstes kosinusförmiges
Amplitudensignal von zwei Phasenspulen (nicht dargestellt) aus,
die in dem ersten Drehmelderstator 21b vorgesehen sind,
indem ein Erregungssignal zu einer Spule (nicht dargestellt) eingegeben
wird, die in dem ersten Drehmelderrotor 21a vorgesehen
ist. Um genauer zu sein, hat dann, wenn das Erregungssignal derart
genommen wird, dass es Esin(ωt)
ist, und der Drehwinkel der ersten Welle 3 derart genommen
wird, dass er θ ist,
das erste sinusförmige
Amplitudensignal eine Amplitude, die proportional zu sinθ ist, und
wird durch KEsin(ωt)sinθ ausgedrückt. 2(1) zeigt die Änderung bezüglich sinθ und KEsin(ωt)sinθ in Bezug auf eine Änderung
bezüglich θ, wenn sich
die erste Welle 3 mit einer konstanten Winkelgeschwindigkeit
dreht. Darüber
hinaus hat das erste kosinusförmige
Amplitudensignal eine Amplitude, die proportional zu cosθ ist, und
wird durch KEsin(ωt)cosθ ausgedrückt. 2(2) zeigt die Änderung bezüglich cosθ und KEsin(ωt)cosθ in Bezug auf eine Änderung
bezüglich θ, wenn sich
die erste Welle 3 mit einer konstanten Winkelgeschwindigkeit
dreht. E ist die Signalamplitude, K ist das Transformationsverhältnis, ω ist die
Winkelerregungsfrequenz und t ist die Zeit.
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Der
zweite Drehmelder 22 gibt ein zweites sinusförmiges Amplitudensignal
und ein zweites kosinusförmiges
Amplitudensignal von zwei Phasenspulen (nicht dargestellt) aus,
die in dem zweiten Drehmelderstator 22b vorgesehen sind,
indem ein Erregungssignal zu einer Spule (nicht dargestellt) eingegeben
wird, die im zweiten Drehmelderstator 22a vorgesehen ist.
Wenn angenommen wird, dass das Erregungssignal Esin(ωt) ist,
und angenommen wird, dass der Drehwinkel der zweiten Welle 4 θ+Δθ ist, dann
hat das zweite sinusförmige
Amplitudensignal eine Amplitude, die proportional zu sin(θ+Δθ) ist, und wird
durch KEsin(ωt)sin(θ+Δθ) ausgedrückt, und
hat das zweite kosinusförmige
Amplitudensignal eine Amplitude, die proportional zu cos(θ+Δθ) ist, und
wird durch KEsin(ωt)cos(θ+Δθ) ausgedrückt.
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Die
Ausgangssignale von den zwei Drehmeldern 21, 22 werden über ein
Signalkabel 25 zu einer Steuervorrichtung 20 eingegeben,
die extern zu dem Sensorgehäuse 7 vorgesehen
ist, wie es in 3 dargestellt ist. Die Steuervorrichtung 20 hat
einen ersten Signalverarbeitungsabschnitt 26, einen zweiten
Signalverarbeitungsabschnitt 27, einen Ausgangssignalverarbeitungsabschnitt 28 und
einen Wellenverzerrungsform-Erfassungsabschnitt 29.
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Der
erste Signalverarbeitungsabschnitt 26 hat eine erste Phasenverschiebungsschaltung 26a und
eine erste Addierschaltung 26b. Die erste Phasenverschiebungsschaltung 26a verschiebt
die Phase des von dem ersten Drehmelder 21 über die
Eingangsschnittstelle 20a zugeführte erste sinusförmige Amplitudensignal
um π/2,
um ein erstes Phasenverschiebungssignal zu erhalten, das durch KEsin(ωt+π/2)sinθ ausgedrückt wird.
Die erste Addierschaltung 26b addiert dieses erste Phasenverschiebungssignal
zu dem vorgenannten ersten kosinusförmigen Amplitudensignal, das
von dem ersten Drehmelder 21 über die Eingangsschnittstelle 20b zugeführt wird,
um ein erstes Wechselsignal zu erhalten, das durch KEsin(ωt+π/2)sinθ + KEsin(ωt+π/2)cosθ = KEcos(ωt)sinθ + KEsin(ωt)cosθ = KEsin(ωt+θ) ausgedrückt wird.
Anders ausgedrückt
bilden der erste Drehmelder 21 und der erste Signalverarbeitungsabschnitt 26 eine
erste Wechselsignalquelle, die ein sinusförmiges erstes Wechselsignal
ausgibt, dessen Phase sich gemäß einer Änderung
bezüglich
des Drehwinkels θ der
ersten Welle 3 ändert,
wenn ein sinusförmiges
Erregungssignal eingegeben wird.
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Der
zweite Signalverarbeitungsabschnitt 27 hat eine zweite
Phasenverschiebungsschaltung 27a und eine zweite Addierschaltung 27b.
Die zweite Phasenverschie bungsschaltung 27a verschiebt
die Phase des von dem zweiten Drehmelder 22 über die Eingangsschnittstelle 20c zugeführte zweite
sinusförmige
Amplitudensignal um π/2,
um ein zweites Phasenverschiebungssignal zu erhalten, das durch KE
sin(ωt+π/2)sin(θ+Δθ) ausgedrückt wird.
Die zweite Addierschaltung 27b addiert dieses zweite Phasenverschiebungssignal
zu dem vorgenannten zweiten kosinusförmigen Amplitudensignal, das
von dem zweiten Drehmelder 22 über die Eingangsschnittstelle 20b zugeführt wird,
um ein zweites Wechselsignal zu erhalten, das durch KEsin(ωt+π/2)sin(θ+Δθ) + KEsin(ωt)cos(θ+Δθ) = KEcos(ωt)sin(θ+Δθ) + KE sin(ωt)cos(θ+Δθ) = KEsin(ωt+θ+Δθ) ausgedrückt wird.
Anders ausgedrückt
bilden der zweite Drehmelder 22 und der zweite Signalverarbeitungsabschnitt 27 eine
zweite Wechselsignalquelle, die ein sinusförmiges zweites Wechselsignal
ausgibt, dessen Phase sich gemäß einer Änderung
bezüglich
des Drehwinkels θ+Δθ der zweiten
Welle 4 ändert,
wenn ein sinusförmiges
Erregungssignal eingegeben wird.
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Der
erste Drehmelder 21 und der zweite Drehmelder 22 sind
relativ zueinander auf eine derartige Weise angeordnet, dass die
Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal π/2
ist, wenn das durch die erste und die zweite Welle 3, 4 übertragene
Drehmoment Null ist.
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Der
Ausgangssignal-Verarbeitungsabschnitt 28 hat eine erste
Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28a,
eine zweite Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28b und eine
PWM-Verarbeitungsschaltung 28c.
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Die
erste Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28a wandelt das
erste Wechselsignal in ein erstes Logiksignal um. Das erste Logiksignal
wird durch eine binäre
Rechteckwelle dargestellt, die den Wert H oder L annimmt, und die
dieselbe Frequenz wie das erste Wechselsignal hat. Die zweite Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28b wandelt
das zweite Wechselsignal in ein zweites Logiksignal um. Das zweite
Logiksignal wird durch eine binäre
Rechteckwelle dargestellt, die den Wert H oder L annimmt und die
dieselbe Frequenz wie das zweite Wechselsignal hat. Die Phasendifferenz
zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal
wird gleich der Phasendifferenz zwischen dem ersten Logiksignal
und dem zweiten Logiksignal.
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Die
PWM-Verarbeitungsschaltung 28c gibt ein PWM-Signal entsprechend
einer Exklusiv-ODER-(EXOR-)Verknüpfung
des ersten Logiksignals und des zweiten Logiksignals aus. Beim vorliegenden
Ausführungsbeispiel
wird der aus dem PWM-Signal bestimmte PWM-Tastgrad als ein Wert entsprechend
dem durch die erste und die zweite Welle 3, 4 übertragenen
Drehmoment verwendet. Um genauer zu sein, zeigt die 4(1) ein erstes Logiksignal S1, ein zweites Logiksignal
S2 und ein PWM-Signal
S3, die durch die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c ausgegeben
werden, wenn das übertragene
Drehmoment Null ist. In diesem Fall gilt Δθ = 0, ist die Phasendifferenz
zwischen dem ersten Logiksignal S1 und dem zweiten Logikssignal
S2 π/2 und
ist der PWM-Tastgrad 50 %. 4(2) zeigt
ein erstes Logiksignal S1, ein zweites Logiksignal S2 und ein PWM-Signal
S3 in einem Fall, in welchem ein Drehmoment durch die erste und
die zweite Welle 3, 4 in einer Richtung übertragen
wird. In diesem Fall ist die Phasendifferenz zwischen dem ersten
Logiksignal S1 und dem zweiten Logiksignal S2 π/2 + Δθ (Δθ > 0), und wenn das übertragene Drehmoment größer wird,
steigt der PWM-Tastgrad über
50 % an. 4(3) zeigt ein erstes Logiksignal
S1, ein zweites Logiksignal S2 und ein PWM-Signal S3 in einem Fall, in
welchem ein Drehmoment durch die erste und die zweite Welle 3, 4 in
der anderen Richtung übertragen wird.
In diesem Fall ist die Phasendifferenz zwischen dem ersten Logiksignal
S1 und dem zweiten Logiksignal S2 π/2 + Δθ (Δθ < 0), und wenn das übertragene Drehmoment größer wird,
fällt der
PWM-Tastgrad unter 50 % ab.
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Da
die Phasenänderung
bezüglich
des ersten Wechselsignals der Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der ersten Welle 3 entspricht und die Phasenänderung
bezüglich
des zweiten Wechselsignals der Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der zweiten Welle 4 entspricht, entspricht
dann die Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem
zweiten Wechselsignal dem übertragenen Drehmoment,
das der Differenz bezüglich
des Drehwinkels der ersten Welle 3 und der zweiten Welle 4 entspricht.
Da diese Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem
zweiten Wechselsignal gleich der Phasendifferenz zwischen dem ersten Logiksignal
S1 und dem zweiten Logiksignal S2 ist, ist dann das PWM-Signal S3
entsprechend der Exklusiv-ODER-Verknüpfung des ersten Logiksignals S1
und des zweiten Logiksignals S2 ein Phasendifferenzentsprechungssignal,
dessen Wellenform sich ändert,
wenn sich die Pulsbreite gemäß der Änderung
bezüglich
der Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal ändert.
Dieses PWM-Signal S3 wird als Signal entsprechend dem durch die
erste und die zweite Welle 3, 4 übertragenen
Drehmoment verwendet, und daher ist der vorgenannte PWM-Tastgrad
ein Wert, der dem durch die erste und die zweite Welle 3, 4 übertragenen
Drehmoment entspricht.
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Der
Wellenformverzerrungs-Erfassungsabschnitt 29 hat einen
ersten Verzerrungsindikatorwert-Berechnungsabschnitt 29A als
Bestimmungsteil, der einen ersten Verzerrungsindikatorwert bestimmt,
der sich gemäß der Wellenformverzerrung des
ersten Wechselsignals ändert,
und einen zweiten Verzerrungsindikatorwert-Berechnungsabschnitt 29B als
Bestimmungsteil, der einen zweiten Verzerrungsindikatorwert bestimmt,
der sich gemäß der Wellenformverzerrung
des zweiten Wechselsignals ändert.
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Wie
es in 5 gezeigt ist, hat der erste Verzerrungsindikatorwert-Berechnungsabschnitt 29A eine
Nulldurchgangs-Erfassungsschaltung 29a zum Erfassen der
Zeit, zu welcher der Wert des ersten Wechselsignals von Null ansteigt,
eine Integrationsschaltung 29b zum Integrieren des ersten
Wechselsignals, eine Nulldurchgangs-Erfassungsschaltung 29c zum
Erfassen der Zeit, zu welcher der integrierte Wert des ersten Wechselsignals
von Null ansteigt, und eine Zeitberechnungsschaltung 29d zum
Bestimmen der Zeitperiode ab der Zeit, zu welcher der Wert des ersten
Wechselsignals Null wird, bis zu der Zeit, zu welcher der integrierte
Wert des ersten Wechselsignals Null wird, als ersten Verzerrungsindikatorwert
auf der Basis der Erfassungssignale von den jeweiligen Erfassungsschaltungen 29a, 29c.
Der zweite Verzerrungsindikatorwert-Berechnungsabschnitt 29B hat
eine Nulldurchgangs-Erfassungsschaltung 29e zum Erfassen
der Zeit, zu welcher der Wert des zweiten Wechselsignals von Null
ansteigt, eine Integrationsschaltung 29f zum Integrieren
des zweiten Wechselsignals, eine Nulldurchgangs-Erfassungsschaltung 29g zum
Erfassen der Zeit, zu welcher der integrierte Wert des zweiten Wechselsignals von
Null ansteigt und eine Zeitberechnungsschaltung 29h zum
Bestimmen der Zeitperiode ab der Zeit, zu welcher der Wert des zweiten
Wechselsignals Null wird, bis zu der Zeit, zu welcher der integrierte
Wert des zweiten Wechselsignals Null wird, als zweiten Verzerrungsindikatorwert
auf der Basis der Erfassungssignale von den Erfassungsschaltungen 29e, 29f.
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Wenn
es keinen Fehler bezüglich
der Phasenänderungen
der jeweiligen Wechselsignale entsprechend der Änderung bezüglich des Drehwinkels der jeweiligen
Wellen 3, 4 gibt, dann hat jedes der Wechselsignale
S eine sinusförmige
Wellenform, wie es durch die durchgezogene Linie in 6 angezeigt ist.
Wenn die Phasenänderungen
bezüglich
der jeweiligen Wechselsignale nicht genau den Änderungen bezüglich der
Drehwinkel der jeweiligen Wellen 3, 4 entsprechen,
und zwar aufgrund von Erfassungsfehlern, die durch ein Auslaufen
oder ähnliches der
Drehmelderrotoren 21a, 22a in den Drehmeldern 21, 22 verursacht
ist, dann wird die Wellenform jedes Wechselsignals S verzerrt, wie
es beispielsweise durch die gestrichelte Linie in 6 angezeigt
ist. In einem Fall, in welchem eine Verzerrung in einem Wechselsignal
S aufgetreten ist, ändert
sich dann die Zeitperiode ab der Zeit, zu welcher der Wert des Wechselsignals
S Null wird, bis zu der Zeit, zu welcher er einen relativen maximalen
Wert erreicht, im Vergleich mit einem Fall, in welchem es keine
Wellenformverzerrung gibt. Daher entspricht in 7 die Zeitperiode
ab der Zeit ta, bei welcher der Wert jedes Wechselsignals S Null
ist, bis zu der Zeit tb, zu welcher er einen relativen maximalen
Wert erreicht, der Zeitperiode t1 ab der Zeit ta, bei welcher dieser
Wert Null wird, bis zu der Zeit tb, zu welcher der Wert der Kosinuswelle
S', der dem integrierten
Wert jedes Wechselsignals entspricht, wie es durch die doppelt gestrichelte
Linie in 7 angezeigt ist, Null wird. Anders
ausgedrückt ändert sich
jeder Verzerrungsindikatorwert gemäß der Wellenformverzerrung
von jedem der Wechselsignale, und daher kann das Ausmaß einer
Wellenformverzerrung durch jeden Verzerrungsindikatorwert dargestellt
werden und kann jeder Verzerrungsindikatorwert mittels generischer
Komponenten schnell bzw. ohne weiteres bestimmt werden.
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Die
Differenz zwischen dem bestimmten ersten Verzerrungsindikatorwert
und dem bestimmten zweiten Verzerrungsindikatorwert wird durch einen Fehlerberechnungsabschnitt 29C bestimmt,
und diese Differenz wird von dem vorgenannten PWM-Tastgrad entsprechend
dem durch die erste und die zweite Welle 3, 4 übertragenen
Drehmoment durch den Fehlerberechnungsabschnitt 30 subtrahiert.
Dadurch wird ein Korrekturteil gebildet, der den Wert entsprechend
dem aus dem Phasendifferenzentsprechungssignal bestimmten übertragenen
Drehmoment durch einen Wert entsprechend der Differenz zwischen dem
ersten Verzerrungsindikatorwert und dem zweiten Verzerrungsindikatorwert
korrigiert.
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Beim
vorliegenden Ausführungsbeispiel
wird eine Lenkhilfsleistung entsprechend dem durch die erste und
die zweite Welle 3, 4 übertragenen Drehmoment aus
der zuvor bestimmten und gespeicherten Beziehung zwischen dem PWM-Tastgrad
und der Lenkhilfsleistung berechnet, und ein elektrisches Stellglied
(nicht dargestellt) zum Erzeugen der Lenkhilfsleistung wird auf
eine derartige Weise gesteuert, dass es die so berechnete Lenkhilfsleistung
erzeugt. Ein allgemein bekanntes System kann für dieses elektrische Stellglied
zum Erzeugen der Lenkhilfsleistung verwendet werden, und beispielsweise
kann ein System verwendet werden, bei welchem die durch einen Elektromotor
erzeugte Lenkhilfsleistung mittels eines Reduktionsgetriebemechanismus
zu der Lenkwelle übertragen
wird.
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Gemäß dem Drehmomentsensor 1 des
vorgenannten Ausführungsbeispiels
ist es möglich,
die Differenz bezüglich
des Drehwinkels direkt zu bestimmen, die dem übertragenen Drehmoment entspricht,
ohne jeweils den Drehwinkel der ersten Welle 3 und dem
Drehwinkel der zweiten Welle 4 zu erfassen. Daher gibt
es keine Notwendigkeit zum direkten Einlesen der jeweiligen Ausgangswerte
für das
sinusförmige
Signal und das kosinusförmige
Signal, um das Drehmoment zu bestimmen, wie beim Stand der Technik,
und somit kann die Arbeitbelastung, die für eine Signalverarbeitung erforderlich
ist, reduziert werden und können
nichtlineare Komponenten eliminiert werden.
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Darüber hinaus
ist es selbst dann, wenn die Änderung
bezüglich
der Phase des ersten Wechselsignals nicht genau der Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der ersten Welle 3 entspricht, und zwar aufgrund
eines Fehlers, und die Änderung
bezüglich der
Phase des zweiten Wechselsignals nicht genau der Änderung
bezüglich
des Drehwinkels der zweiten Welle 4 entspricht, und zwar
aufgrund eines Fehlers, möglich,
einen Wert entsprechend dem durch die zwei Wellen 3, 4 übertragenen
Drehmoment zu bestimmen, ohne durch die Differenz zwischen den zwei
Fehlern beeinflusst zu werden. Anders ausgedrückt wird dieser Fehler dann,
wenn es einen Fehler bezüglich
der Phasenänderung
beim ersten Wechselsignal gibt, als eine Verzerrung in der Wellenform des
ersten Wechselsignals dargestellt, und wenn es einen Fehler bezüglich der
Phasenänderung
beim zweiten Wechselsignal gibt, dann wird dieser Fehler als Verzerrung
in der Wellenform des zweiten Wechselsignals dargestellt. Folglich
entspricht die Differenz zwischen dem ersten Verzerrungsindikatorwert, der
sich gemäß der Wellenformverzerrung
des ersten Wechselsignals ändert,
und dem zweiten Verzerrungsindikatorwert, der sich gemäß der Wellenformverzerrung
des zweiten Wechselsignals ändert,
der Differenz zwischen dem Fehler bezüglich der Phasenänderung
beim ersten Wechselsignal und dem Fehler bezüglich der Phasenänderung
beim zweiten Wechselsignal. Daher ist es möglich, die Effekte der Differenz
zwischen den zwei Fehlern durch Korrigieren des Werts entsprechend
dem übertragenen Drehmoment
auszulöschen,
der aus dem Signal entsprechend einer Phasendifferenz zwischen dem
ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal bestimmt wird,
durch einen Wert entsprechend der Differenz zwischen dem ersten
Verzerrungsindikatorwert und dem zweiten Verzerrungsindikatorwert.
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Darüber hinaus
ist es beim vorgenannten Ausführungsbeispiel
möglich,
ein erstes und ein zweites Wechselsignal mittels generischer Komponenten
auszugeben, wie beispielsweise der Drehmelder 21, 22,
der Phasenverschiebungsschaltungen 26a, 27a und
der Addierschaltungen 26b, 27b, und darüber hinaus
ist es auch möglich,
ein PWM-Signal auszugeben, dessen Pulsbreite sich gemäß einer Änderung
bezüglich
der Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal ändert, mittels
generischer Komponenten, wie beispielsweise der Logiksignal-Umwandlungsschaltungen 28a, 28b zum
Umwandeln der Wechselsignale in Logiksignale und der PWM-Verarbeitungsschaltung 28c zum
Erzeugen eines Signals entsprechend der Exklusiv-ODER-Verknüpfung der Logiksignale.
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8, 9(1), 9(2) und 9(3) zeigen eine Modifikation der Steuervorrichtung 20.
Hier besteht der Unterschied gegenüber dem oben beschriebenen
Ausführungsbeispiel
darin, dass erste Drehmelder 21 und der zweite Drehmelder 22 relativ auf
eine derartige Weise positioniert sind, dass die Phasendifferenz
zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal
Null wird, wenn das durch die erste und die zweite Welle 3, 4 übertragene
Drehmoment Null wird. Der Ausgangssignal-Verarbeitungsabschnitt 28' hat eine Anstiegszeit-Erfassungsschaltung 28d für das erste
Logiksignal, das von der ersten Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28a ausgegeben
wird, und eine Abfallzeit-Erfassungsschaltung 28e für das zweite
Logiksignal, das von der zweiten Logiksignal-Umwandlungsschaltung 28b ausgegeben
wird. Die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' hat ein SR-(Setz/Rücksetz-)Flip-Flop,
anstelle einer Schaltung zum Ausgeben des PWM-Signals, das der Exklusiv-ODER-Verknüpfung des
ersten Logiksignals und des zweiten Logiksignals entspricht. Das
Anstiegszeit-Erfassungssignal für
das erste Logiksignal wird zu dem S-Anschluss des Flip-Flops eingegeben,
das die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' bildet, und das Abfallzeit-Erfassungssignal
für das
zweite Logiksignal wird zu seinem R-Anschluss eingegeben. Demgemäß wird ein
PWM-Signal von der PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' ausgegeben.
Der PWM-Tastgrad dieses PWM-Signals entspricht den durch die erste
und die zweite Welle 3, 4 übertragenen Drehmoment.
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Um
genauer zu sein, zeigt die 9(1) ein erstes
Logiksignal S1, ein zweites Logiksignal S2, ein PWM-Signal S3, das
durch die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' ausgegeben wird, ein Anstiegszeit-Erfassungssignal
S4 und ein Abfallzeit-Erfassungssignal
S5 in einem Fall, in welchem das übertragene Drehmoment Null
ist.
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In
diesem Fall gilt Δθ = 0, ist
die Phasendifferenz zwischen dem ersten Logiksignal und dem zweiten
Logiksignal Null, und da die Zeitperiode t1 ab der Anstiegszeit
des ersten Logiksignals bis zu der Abfallzeit des zweiten Logiksignals
gleich der Zeitperiode t2 ab der Abfallzeit des zweiten Logiksignals
bis zu der Anstiegszeit des ersten Logiksignals ist, ist dann der
PWM-Tastgrad 50 %. 9(2) zeigt das erste Logiksignal
S1, das zweite Logiksignal S2 und das PWM-Signal S3 in einem Fall,
in welchem ein Drehmoment in einer Richtung durch die erste und die
zweite Welle 3, 4 übertragen wird. In diesem Fall wird
die Phasendifferenz zwischen dem ersten Logiksignal und dem zweiten
Logiksignal Δθ (> 0) und ist die Zeitperiode
t1 ab der Anstiegszeit des ersten Logiksignals bis zu der Abfallzeit
des zweiten Logiksignals länger
als die Zeitperiode t2 ab der Abfallzeit des zweiten Logiksignals
bis zu der Anstiegszeit des ersten Logiksignals, und daher steigt
dann, wenn das übertragene
Drehmoment größer wird,
der PWM-Tastgrad über
50 % an. 9(3) zeigt das erste Logiksignal
S1, das zweite Logiksignal S2 und das PWM-Signal S3 in einem Fall,
in welchem ein Drehmoment durch die erste und die zweite Welle 3, 4 in der
anderen Richtung übertragen
wird. In diesem Fall wird die Phasendifferenz zwischen dem ersten
Logiksignal und dem zweiten Logiksignal Δθ (< 0) und ist die Zeitperiode t1 ab der
Anstiegszeit des ersten Logiksignals bis zu der Abfallzeit des zweiten
Logiksignals kürzer
als die Zeitperiode t2 ab der Abfallzeit des zweiten Logiksignals
bis zu der Anstiegszeit des ersten Logiksignals, und daher wird,
wenn das übertragene
Drehmoment größer wird,
der PWM-Tastgrad unter 50 % niedriger. Demgemäß ist es möglich, ein PWM-Signal auszugeben,
dessen Pulsbreite sich gemäß einer Änderung
bezüglich
der Phasendifferenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten
Wechselsignal ändert,
und zwar mittels generischer Komponenten, wie beispielsweise der
Logiksignal-Umwandlungsschaltungen 28a, 28b zum
Umwandeln von Wechselsignalen in Logiksignalen, der Schaltungen 28d, 28e zum
Erfassen der Anstiegszeit und der Abfallzeit der Logiksignale und
des SR-Flip-Flops zum Erzeugen eines Signals mit einer Anstiegszeit
und einer Abfallzeit, die der Anstiegszeit und der Abfallzeit der
Logiksignale entsprechen. Die übrigen
Teile sind dieselben wie diejenigen, des vorangehenden Ausführungsbeispiels,
und dieselben Teile sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Das
Abfallzeit-Erfassungssignal für
das zweite Logiksignal kann zu dem S-Anschluss des SR-Flip-Flops eingegeben
werden, das die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' bildet, und
das Anstiegszeit-Erfassungssignal für das erste Logiksignal kann
zu dem R-Anschluss davon eingegeben werden. Daher kann die PWM-Verarbeitungsschaltung 28c' ein Phasendifferenzentsprechungssignal
in der Form eines PWM-Signals ausgeben, dessen Anstiegszeit entweder
der An stiegszeit des ersten Logiksignals oder der Abfallzeit des
zweiten Logiksignals entspricht, und dessen Abfallzeit dem anderen
davon entspricht.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf das vorgenannte Ausführungsbeispiel
oder die vorgenannte Modifikation beschränkt.
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Beispielsweise
werden bei dem Ausführungsbeispiel
und der Modifikation, die zuvor angegeben sind, das erste und das
zweite Wechselsignal durch jeweiliges Addieren des ersten und des
zweiten Phasenverschiebungssignals ausgegeben, die durch Verschieben
der Phase des ersten und des zweiten sinusförmigen Amplitudensignals erhalten werden,
die durch den ersten und den zweiten Drehmelder 21, 22 ausgegeben
werden, zu dem ersten und dem zweiten kosinusförmigen Amplitudensignal, aber
es ist auch möglich,
das erste und das zweite Wechselsignal direkt von dem ersten und
dem zweiten Drehmelder 21, 22 auszugeben. Um genauer
zu sein ist es auch möglich,
ein erstes Wechselsignal, das durch KEsin(ωt+θ) ausgedrückt wird, von der Spule des
ersten Drehmelderrotors 21a auszugeben, indem Erregungssignals,
die durch Esin(ωt)
und Ecos(ωt)
ausgedrückt
werden, zu den zwei Phasenspulen des ersten Drehmelderstators 21b eingegeben
werden, und ein zweites Wechselsignal, das durch KEsin(ωt+θ+Δθ) ausgedrückt wird,
von der Spule des zweiten Drehmelderrotors 22a auszugeben,
indem Erregungssignale, die durch Esin(ωt) und Ecos(ωt) ausgedrückt werden,
zu den zwei Phasenspulen des zweiten Drehmelderstators 22b eingegeben
werden. In diesem Fall sind der erste Signalverarbeitungsabschnitt 26 und
der zweite Signalverarbeitungsabschnitt 27 bei dem vorgenannten
Ausführungsbeispiel
für die
Wechselsignalquelle nicht erforderlich. Dadurch ist es möglich, das
erste und das zweite Wechselsignal mittels Drehmeldern 21, 22 auszugeben,
die generische Komponenten sind, und somit kann der Aufbau weiter
vereinfacht werden.
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Darüber hinaus
ist es, wie es in 10 gezeigt ist, auch möglich, Einstellteile
vorzusehen, um das Ausmaß einer
Phasenverschiebung in der ersten Phasenverschiebungsschaltung 26a und
der zweiten Phasenverschiebungsschaltung 27a einzustellen. Um
genauer zu sein wird in jeder der Phasenverschiebungsschaltungen 26a, 27a ein
sinusförmiges Amplitudensignal
zu dem invertierenden Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers OP über einen
Widerstand R1 und zu dem nicht invertierenden Eingangsanschluss
des Operationsverstärkers
OP über
einen Kondensator C eingegeben, wird der Ausgangsanschluss dese
Operationsverstärkers
OP über einen
Widerstand R2 geerdet, wird das durch den Operationsverstärker OP
ausgegebene Phasenverschiebungssignal als negative Rückkopplung über einen
Widerstand R3 zugeführt
und ist eine Erdungsverbindung zwischen dem Kondensator C und dem
Operationsverstärker
OP über
einen variablen Widerstand R4 vorgesehen. Durch Ändern des Widerstandswerts
des variablen Widerstands R4 ist es möglich, das Ausmaß einer
Phasenverschiebung beim sinusförmigen
Amplitudensignal einzustellen. Dadurch ist es möglich, Fehler von dem Ausmaß einer
Phasenverschiebung bei dem ersten und dem zweiten sinusförmigen Amplitudensignal
zu eliminieren, wenn diese Signale um π/2 phasenverschoben werden.
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Darüber hinaus
wird bei dem vorangehenden Ausführungsbeispiel
und dem vorangehenden Modifikationsbeispiel der PWM-Tastgrad des
durch den Ausgangssignal-Verarbeitungsabschnitt 28, 28' ausgegebenen
PWM-Signals als ein Wert entsprechend dem übertragenen Drehmoment verwendet, aber
es ist auch möglich,
das Zeitintegral des PWM-Signals als Wert entsprechen dem übertragenen
Drehmoment zu verwenden.