DE4208808A1 - Verfahren zur breitbandigen digitalen signaluebertragung von einer feststation zu mobilstationen - Google Patents

Description

Bei der Signalübertragung zwischen Feststationen und Mobilstationen kommt es im Gegensatz zur Signalübertra­ gung zwischen Feststationen mit Sichtverbindung zu Pro­ blemen bei der Demodulation von empfangenen Signalen. So können Reflexionen an Bergen oder Gebäuden eine Mehrwege­ übertragung bewirken. Ein Signalabschnitt, der eine be­ stimmte Information enthält, gelangt also nicht nur ein­ mal zum Empfänger, sondern neben dem direkten Weg auch aufgrund der Reflexion zeitverzögert. Dies kann dazu füh­ ren, daß bei einem breitbandigen Spektrum eine Phasen­ verschiebung derart auf tritt, daß das direkte und das re­ flektierte Signal zu einer Auslöschung am Empfangsort führen. Das Frequenzspektrum des empfangenen Signals er­ fährt dann an bestimmten, von den Empfangsverhältnissen abhängigen Bereichen Einbrüche, während andere Bereiche unbeeinflußt bleiben oder angehoben werden. Bei Mehrwege­ übertragung mit Auslöschung am Empfangsort kann das ur­ sprüngliche Signal dann nicht mehr fehlerfrei rekonstru­ iert werden.

Um auch bei Mehrwegeübertragung eine Auswertung des emp­ fangenen Signals ermöglichen zu können, ist es bekannt, anstelle eines Kanals mehrere Kanäle zu verwenden. Dazu werden die zu übertragenden Informationen im Sender auf mehrere Sub-Bänder verteilt. Jedes Sub-Band moduliert einen von N Subträgern, so daß die Sub-Bänder dann je­ weils nur einen Teil des gesamten Frequenzspektrums bele­ gen.

Natürlich läßt sich durch diese Maßnahme nicht verhin­ dern, daß Bereiche des gesamten Frequenzspektrums infolge der oben genannten Eigenschaften des Übertragungsweges ausgelöscht werden. Im Gegensatz zur Übertragung in einem einzigen Kanal, der von einer Störung stets in seiner Ge­ samtheit betroffen wäre, wirkt sich die Störung dann nur auf einige wenige Subkanäle aus, während andere Subkanäle ungestört bleiben. Mit Hilfe von bekannten Fehler­ korrekturverfahren können die in den ausgelöschten Kanä­ len enthaltenen Daten aus den Daten der anderen Subkanäle rekonstruiert werden.

Um bei der Übertragung in Subkanälen das gesamte Fre­ quenzspektrum nicht breiter werden zu lassen, als bei der Übertragung in einem einzigen Kanal, und trotzdem die in den Subkanälen übertragenen Informationen im Empfänger einwandfrei dekodieren und wieder zu einem korrekten Ge­ samtsignal zusammenführen zu können, müssen bestimmte Be­ dingungen erfüllt sein. So darf in den Subkanälen keine Nachbarzeichenbeeinflussung stattfinden (Intersymbol In­ terference) und es dürfen sich benachbarte Kanäle nicht beeinflussen (Adjacent Channel Interference). Eine Mög­ lichkeit zur Erfüllung dieser Bedingungen bietet das sogenannte OFDM-Konzept (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Hierbei sind die Durchlaßkurven der Filter für die Subbänder und die Trägerfrequenzen der Subbänder so bemessen und gewählt, daß die Nullstellen der Spektren jeweils benachbarter Subbänder mit der Trägerfrequenz des jeweils betrachteten Subbandes exakt übereinstimmen. Eine Alternative zum OFDM-Konzept ist das Offset-QPSK-Verfah­ ren mit T/2 versetzte Real- und Imaginärteil-Daten.

Beim OFDM-Konzept beeinflussen sich die Spektren im Ab­ fragezeitpunkt nicht. Dementsprechend ergibt sich an den Ausgängen der Empfänger-Filterbank auch keine Nachbarka­ nal-Beeinflussung, solange am Empfänger die exakten Trä­ gerfrequenzen verwendet werden.

Gerade die Erfüllung der letztgenannte Bedingung bereitet aber erhebliche Schwierigkeiten. Durch die Bewegung des mobilen Empfängers und die sich ändernden Übertragungs­ eigenschaften treten Frequenzverschiebungen ein (Doppler­ effekt). Bleiben diese Frequenzverschiebungen unberück­ sichtigt, so werden die im Zusammenhang mit dem OFDM- Konzept erwähnten Bedingungen nicht mehr erfüllt; es kommt insbesondere zur Nachbarkanal-Beeinflussung. Somit ist es nicht möglich, den Empfangsträger, mit dem das empfangene Signal multipliziert wird, um das Basisband zurückzugewinnen, einmalig konstant auf den Sendeträger einzustellen und dann dabei zu belassen.

Eine Gewinnung des Empfangsträgers aus dem empfangenen Signalspektrum ist dadurch erschwert, daß wegen der übli­ chen Phasenmodulation keine konstante Phasenlage für eine Synchronisation eines frei schwingenden Oszillators vor­ handen ist.

Die erwähnten Frequenzverschiebungen auf dem Übertra­ gungsweg wirken sich auch störend auf die Demodulation der Signale aus. Als Modulationsverfahren kommen lineare Modulationsformen, z. B. das QPSK Modulationsverfahren (Quadrature Phase-Shift-Keying) in Frage. Bei der QPSK- Modulation werden die Schwingungen eines Trägersignals in vier mögliche Phasen umgetastet. Jede Phase repräsentiert ein Doppelbit, z. B. "00", "01", "10" und "11". Im Pha­ sendiagramm ergibt dies einen Vierphasenstern, wobei jeder Punkt des Vierphasensterns in einem der Quadranten liegt. Um eine einfache Synchronisation zwischen dem Empfänger und dem Sender zu ermöglichen, wird nicht die absolute Phasenlage, die der Sender erzeugt, ausgewertet, sondern die Differenz zwischen zwei aufeinander folgenden Phasenlagen. Ferner wird zur Vermeidung von Störspektren die Phasenlage nicht hart, sondern weich umgetastet. Dies geschieht z. B. derart, daß die Phase etwa in der Mitte des Zeitabschnittes, der zur Übertragung eines Doppelbits vorgesehen ist, die spezifische Phasenlage erreicht.

Um diese "weiche" Phasenumtastung zu ermöglichen, werden auf der Senderseite sowie zur Umkehrung des Prozesses auch auf der Empfängerseite Filter eingesetzt. Diese Fil­ ter müssen für jedes Sub-Band unterschiedlich dimen­ sioniert sein. Die Gesamtanordnung der Filter ergibt dann eine Filterbank.

Die exakte Auswertung der Phasenlage stellt an den Demo­ dulator hohe Anforderungen. So muß das Auswerteintervall wegen der ständig gleitenden Phasenlage sehr kurz bemes­ sen sein. Zum anderen muß dieses Auswerteintervall zeit­ lich so liegen, daß die Phasenlage innerhalb des Auswer­ teintervalls auch den das Doppelbit repräsentierenden Wert erreicht.

Im Falle einer Frequenzverschiebung ändert sich der Zeit­ punkt, in dem die Phasenlage den das jeweilige Doppelbit repräsentierenden Wert erreicht. Es kommt so zu einem Phasenfehler, der sich nach jedem Auswerteintervall ver­ größert und schließlich keine Phasenerkennung mehr zu­ läßt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur digitalen breitbandigen Signalübertragung von einer Feststation zu Mobilstationen anzugeben, das die Auswir­ kungen störender Einflüsse des Übertragungsweges im Emp­ fänger beseitigt.

Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren zur digitalen breitbandigen Signalübertragung nach den Oberbegriffen des Anspruchs 1 und des nebengeordneten Anspruchs 2 durch die im jeweiligen Kennzeichen angegebenen Merkmale gelöst.

Erfindungsgemäß erfolgen diese Maßnahmen in zwei Schrit­ ten. Bei einer ersten Alternative mit kohärenter Demodu­ lation wird in einem ersten Schritt eine individuelle Trägerphasenanpassung an jedem der N Ausgänge der Empfän­ ger-Filterbank vorgenommen. Hierbei werden für die N in­ dividuellen Trägerphasen-Regelungen Phasenregelkreise erster Ordnung eingesetzt. Die im Falle von Frequenz­ verwerfungen entstehende bleibende Regelabweichung kann dann vorteilhaft in einem äußeren Trägerfrequenz-Regel­ kreis als Regelkriterium dienen. In einem zweiten Schritt erfolgt eine äußere Trägerfrequenz Regelung mit Hilfe ei­ nes äußeren Trägerfrequenz-Regelkreises. Der äußere Trä­ gerfrequenz-Regelkreis wird als Phasenregelkreis zweiter Ordnung ausgebildet. Dadurch kann ein Frequenzfehler am Eingang der Filterbank ideal ausgeregelt und Nachbar­ kanalstörungen vermieden werden.

Vorteilhaft werden für den äußeren Trägerfrequenz-Regel­ kreis alle in den individuellen Trägerphasen-Regelkreisen erster Ordnung ermittelten statischen Phasenlagen ad­ diert. Durch die Addition sowie anschließende Wichtung werden Einflüsse eventuell vorhandener Störgrößen vermin­ dert. Informationen über den Frequenzfehler können vor­ teilhaft umso genauer ermittelt werden, je mehr Sub­ systeme vorhanden sind.

Die Informationen über die Frequenzabweichung werden mit jedem Symboltakt neu ermittelt. Durch die erfindungsge­ mäße zweistufige Schaltungsanordnung ist am Eingang der Empfängerfilterbank ein N-fach höherer Abtasttakt wirk­ sam. Die errechnete Korrekturphase ist somit auf die hö­ here abgetastete Phase umzurechnen. Es findet somit eine Interpolation auf die N-fach höhere Abtastrate statt.

Alternativ zur kohärenten Demodulation kann auch eine in­ kohärente Demodulation verwendet werden. Hierbei werden die N individuellen Trägerphasen-Regelkreise erster Ord­ nung durch inkohärente Demodulatoren ersetzt. Bei Fre­ quenzfehlern entstehen dann in sämtlichen Ausgangssi­ gnalen der Filterbank Phasenoffsets. Diese Phasenoffsets sind die diskreten Nutzphasen überlagert. Um die Phasen­ offsets zu isolieren, also von den Nutzphasen zu trennen, werden erfindungsgemäß bei Verwendung der QPSK-Modulation die vierten Potenzen der aus Phasenoffset und Nutzphase bestehenden Signal gebildet. Dadurch wird auf vorteil­ hafte Weise die Nutzphase eliminiert und der Phasenoffset gewonnen. Wird anstelle der QPSK eine M-stufige PSK verwendet, so wird die M-te Potenz anstelle der vierten Potenz gebildet.

Anstelle der vierten Potenz kann die statische Phasenab­ lage alternativ auch durch Phasenvergleich mit den ent­ scheidenden Daten erfolgen.

Die gewonnen Werte der Phasenoffsets der einzelnen inko­ härenten Demodulatoren werden wie in der ersten Alterna­ tive aufaddiert und gewichtet und dem äußeren Trägerfre­ quenz-Regelkreis zweiter Ordnung zugeführt.

Weiterbildungen und vorteilhafte Ausgestaltungen der Er­ findung ergeben sich aus den Ansprüchen, der weiteren Be­ schreibung und der Zeichnung, die ein Ausführungsbeispiel veranschaulicht.

In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 Prinzipschaltung eines Multiträgersy­ stems,

Fig. 2 einen kohärenten Demodulator,

Fig. 3 einen inkohärenten Demodulator,

Fig. 4 einen kohärenten Empfänger,

Fig. 5 einen inkohärenten Empfänger.

Fig. 1 zeigt eine Prinzipschaltung eines Multiträgersy­ stems. Einem Seriell-Parallel-Wandler 10 wird eine zu übertragene Bitfolge Bin zugeführt. Diese Bitfolge B_in wird dabei in eine Anzahl von N parallelen Sub-Bitfolgen zerlegt, wobei sich die Bitrate der einzelnen Sub-Bitfol­ gen auf 1/N reduziert. Jede Sub-Bitfolge wird einem Modu­ lator 11, 12, 13 zugeführt. Jeder Modulator weist dabei eine eigene Modulationsfrequenz f₁, f₂, f_N auf. Das Modu­ lationsergebnis x₁(t), x₂(t), x_N(t) der einzelnen Modula­ toren 11, 12, 13 wird einem Addierer 14 zugeführt, dessen Ausgangssignal über einen Kanal 15 zu einem Empfänger gelangt.

Am Eingang des Empfängers liegt das Empfangssignal y(t) vor. Es wird parallel Demodulatoren 16, 17, 18 mit den Demodulationsfrequenzen f₁, f₂, f_N zugeführt. Die Aus­ gangssignale y₁(t), y₂(t), y_N(t) führen über Dibit-Ent­ scheider 19, 20, 21 auf einen Parallel-Seriell-Wandler 22, an dessen Ausgang die übertragene Bitfolge B_out weiteren, nicht gezeichneten Verarbeitungsstufen zuge­ führt werden.

Fig. 2 zeigt ein Beispiel eines kohärenten Demodulators, wie er in der erfindungsgemäßen Schaltung verwendet werden kann. Das Empfangssignal y(t) wird parallel kom­ plexen Multiplizierern 30, 31 zugeführt und mit den Frequenzen cos ω_νt bzw. sin ω_νt demoduliert. Je ein Empfangstiefpaß 32, 33 begrenzt die Bandbreite des Aus­ gangssignals der komplexe Multiplizierer 30, 31. Das Aus­ gangssignal der Empfangstiefpässe 32, 33 werden Abtastern 38, 39 zugeführt, welche die Signale mit dem Symboltakt nT abtasten. Die abgetasteten Signale werden dann zum einen einem Dibit-Entscheider 34, 35, zum anderen einer Trägerregelschaltung 36 zugeführt. Die Ausgangssignale der Dibit-Entscheider 34, 35 werden auf weiter Eingänge der Trägerregelschaltung 36 geschaltet. Die Trägerregel­ schaltung 36 liefert die Demodulationsfrequenzen cos ω_νt bzw. sin ω_νt für die komplexen Multiplizierer 30, 31. Die Ausgänge der Dibit-Entscheider 34, 35 sind mit einem Parallel-Seriell-Wandler 37 verbunden, der die Subbit­ folge v liefert.

Fig. 3 zeigt ein Beispiel eines inkohärenten Demodula­ tors, wie er in der erfindungsgemäßen Schaltung verwendet werden kann. Das Empfangssignal y(t) wird parallel kom­ plexen Multiplizierern 50, 51 zugeführt und mit den Fre­ quenzen cos -_νt bzw. sin ω_νt, die ein lokaler Oszilla­ tor 52 erzeugt, demoduliert. Je ein Empfangstiefpaß 53, 54 begrenzt die Bandbreite des Ausgangssignals der komplexen Multiplizierer 50, 51. Das Ausgangssignal der Empfangstiefpässe 53, 54 werden Abtastern 66, 67 zugeführt, die die Ausgangssignale der Empfangstiefpässe 53, 54 mit dem Symboltakt nT abtasten. Die abgetasteten Signale werden je einer T-Verzögerungsstufe 55, 56, einem komplexen Multiplizierer 59, 60 sowie einem Multiplizierer 57 zugeführt. Das Ausgangssignal der T- Verzögerungsstufen 55, 56 wird je den anderen Eingängen der komplexen Multiplizierer 59, 60 als auch einem komplexen Multiplizierer 58 zugeführt. Die Ausgänge der komplexen Multiplizierer 59, 60 sind mit einem Addierer 61, die Ausgänge der komplexen Multiplizierer 57, 58 sind mit einem Addierer 62 verbunden. Die Ausgänge der Addierer 61, 62 führen je über einen Dibit-Entscheider 63, 64 auf Eingänge eines Parallel-Seriell-Wandlers 65, der die Sub-Bitfolge v liefert.

Fig. 4 zeigt einen erfindungsgemäßen kohärenten Empfän­ ger. Ein zeitdiskretes komplexes ZF-Signal y(k) wird einem Eingang eines komplexen Multiplizierers 98 zuge­ führt, an dessen anderem Eingang das Ausgangssignal eines Phasengliedes 99 anliegt. Das Ausgangssignal des kom­ plexen Multiplizierers 98 ist mit Eingängen einer Empfän­ ger-Filterbank 100 verbunden. An den Ausgängen der Emp­ fänger-Filterbank 100 sind N Zweige angeschlossen, beste­ hend aus mit einem Symbol-Takt nT getasteten Schalter 101, 102, einem komplexen Multiplizierers 86, 87 sowie einem Dibit-Entscheider 91, 92. Am Ausgang das Dibit-Ent­ scheiders 91, 92 ist die entschiedene Bitfolge B_out ab­ greifbar. Das Eingangssignal und das Ausgangssignal des Dibit-Entscheiders 91, 92 werden einem Phasendetektor 90, 93 zugeführt, dessen Ausgangssignal dem Phasenoffset eines jeden Subbandes entspricht. Dieser Phasenoffset gelangt über einen Schleifenfilter 89, 94 erster Ordnung zur dem Phasenglied 88, 97.

Das zeitdiskrete komplexe ZF-Signal wird in der Empfän­ ger-Filterbank 100 in Subbänder auf getrennt. Jedes Sub­ band wird dann individuell geregelt. Dazu wird aus dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Dibit-Entschei­ ders 92, 92 im Phasendetektor 90, 93 der für den Zweig individuelle Phasenoffset ermittelt. Mittels eines Schleifenfilter 89, 94 erster Ordnung, welche folgende mathematische Funktion G₁(z)=a/(z-1) erfüllen kann, wird das Eingangssignal des Dibit-Entscheiders 91, 92 auf eine konstante Regelabweichung gehalten. Das Ausgangssignal der Phasendetektoren 90, 93 wird einem Addierer und Wich­ tungsschaltung 95 zugeführt. Eine Addition der Fehler wird somit korrigiert. Vorhandene Kanalbeeinflussungen durch Reflexion und/oder Dopplereffekt werden bis auf eine konstante Regelabweichung ausgeregelt.

Diese konstante Regelabweichung dient dem äußeren Regel­ kreis als Regelgröße, um eine Trägerfrequenzabweichung vom Sollwert auszuregeln. Das Ausgangssignal der Additi­ onsstufe 95 wird einem Schleifenfilter 96 zugeführt. Dazu wird ein Schleifenfilter 96 zweiter Ordnung verwendet, das z. B. die mathematische Funktion G₂(z)=(a₁z+a₂)/(z- 1)² erfüllt. Neben dem schaltungstechnisch einfachen Aufbau wird vorteilhaft der Trägeroffset ausgeregelt. Dem Schleifenfilter 96 schließt sich ein Interpolator 103 an, dessen Ausgangssignal auf das Phasenglied 99 führt.

Fig. 5 zeigt einen erfindungsgemäßen inkohärenten Empfän­ ger. Das Empfangssignal y(t) wird einem Multiplikator 70 zugeführt, an dessen zweitem Eingang der Ausgang eines lokalen Oszillators 71 anliegt. Das Mischprodukt des Multiplikators 70 führt auf einen weiteren Multiplikator 72, dessen anderer Eingang mit dem Ausgang eines Phasen­ elements 73 verbunden ist. Der Ausgang des Multiplikators 72 ist mit einer Empfänger-Filterbank 74 verbunden. An den Ausgängen der Empfänger-Filterbank 74 sind N Zweige angeschlossen, bestehend aus mit einem Symbol-Takt nT getasteten Abtaster 75, 76, einem inkohärenten Demodula­ tor 77, 78, einem Potenzierer 81, 83 vierter Ordnung sowie einem Phasendetektor 82, 84. Die Ausgänge der Phasendetektoren 82, 84 sind mit Eingängen einer Additi­ onsstufe 85 verbunden. Ein Ausgang der Additionsstufe 85 führt über ein Schleifenfilter 80 zweiter Ordnung und einem Interpolator 79 zu einem Eingang des Phasenelements 73.

Am Empfänger sind N Demodulatoren 77, 78 vorgesehen, die eine spektrale Trennung der N Trägersignale und die Datenentscheidungen vornehmen. Das Ausgangssignal der inkohärenten Demodulator 77, 78 besteht dabei aus dem Produkt von statischer und Informations-Phase. Zur Gewin­ nung des Phasenoffsets wird die Informations-Phase durch den nachfolgenden Potenzierer 81, 83 eliminiert, so daß die statische Phase als Ergebnis verbleibt. Der nachfol­ gende Phasendetektor 82, 84 ermittelt den Phasenoffset eines jeden Zweiges. Diese individuellen Phasenoffsets werden dann der Additionsstufe 85 zugeführt, so daß nach einer Wichtung des Additionsergebnisses Einflüsse eventu­ ell vorhandener Störgrößen vermindert wird. Zur Ausrege­ lung des statischen Phasenoffsets wird dieser dem Schlei­ fenfilter 80 zweiter Ordnung zugeführt, welcher folgende mathematische Funktion G₂(z)=(a₁z+a₂)/(z-1)² erfüllen kann. Durch das Phasenelement 73 wird dann der Phasenoff­ set des empfangenen Signals exakt ausgeregelt.

Claims (14)

1. Verfahren zur breitbandigen digitalen Signalüber­ tragung, insbesondere von einer Feststation zu Mobilstationen, mit einer senderseitigen Aufspaltung von zu übertragenden Daten in N Subkanäle, dadurch gekennzeichnet, daß die empfangenen Daten einer Emp­ fänger-Filterbank (100) zugeführt werden, daß eine individuelle Trägerphasenregelung an jedem der N Ausgänge der Empfänger-Filterbank (100) erfolgt und eine bei der individuellen Trägerphasenregelung ge­ wonnene Regelgröße zur Regelung einer übergeordneten Trägerfrequenzregelung verwendet wird.

2. Verfahren zur breitbandigen digitalen Signalüber­ tragung, insbesondere von einer Feststation zu Mo­ bilstationen, mit einer senderseitigen Aufspaltung von zu übertragenden Daten in N Subkanäle, dadurch gekennzeichnet, daß die empfangenen Daten einer Emp­ fänger-Filterbank (74) zugeführt werden, daß ein in­ dividueller Phasenoffset bei jedem der N Ausgänge der Empfänger-Filterbank (74) ausgewertet wird und zur Regelung einer übergeordneten Trägerfrequenzre­ gelung verwendet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulation kohärent erfolgt.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für die N individuellen Trägerphasenregelungen Phasenregelkreise (89, 94) erster Ordnung verwendet werden.

5. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß für die überge­ ordnete Trägerfrequenzregelung ein Phasenregelkreis (96) zweiter Ordnung verwendet wird.

6. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß als Modulationsverfahren lineare Modu­ lationsformen verwendet werden.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß als Modulationsverfahren eine M-stufige PSK Mo­ dulation verwendet wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ermittlung des Phasenoffsets das Ausgangssi­ gnal das inkohärenten Demodulators (77, 78) einem M- fachen Potenzierer (81, 83) zugeführt wird.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenoffset einem Phasende­ tektor (82, 84; 90, 93) zugeführt wird.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die im Phasendetektor (82, 84; 90, 93) ermittel­ ten statischen Phasenlagen in einer Additionsstufe (85, 95) addiert und gewichtet werden.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal der Additionsstufe (85, 95) dem Phasenregelkreis (96) zweiter Ordnung zugeführt wird.

12. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenregelkreise (89, 94) erster Ordnung die mathematische Funktion G₁(z)=a/(z-1) erfüllen.

13. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenregelkreis (96) zweiter Ordnung die mathematische Funktion G₂(z)=(a₁z+a₂)/(z-1)² erfüllt.

14. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß im Phasenregelkreis (96) zweiter Ordnung eine Interpolation in einem Interpolator (103) auf eine N-fache Abtastrate durchgeführt wird, um die errechnete Korrekturphase d(N) auf die höher abgetastete Phase ϕ(K) umzurechnen.