DE3889276T2

DE3889276T2 - Digitaler Vormodulationsfilter.

Info

Publication number: DE3889276T2
Application number: DE3889276T
Authority: DE
Inventors: Raymond A Birgenheier; Robert R Collison; Michael T Wende
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1987-10-02
Filing date: 1988-10-03
Publication date: 1994-11-17
Anticipated expiration: 2008-10-04
Also published as: EP0310457B1; EP0310457A2; CA1293778C; EP0310457A3; DE3889276D1; JPH01105647A; US4757519A; JP2928522B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Übertragereinrichtungen zum Übertragen winkelmodulierter Signale und genauer einen digitalen Prämodulationsfilter zum Konditionieren eines seriellen Bitstromes vor der Frequenz- (oder Phasen-) Modulation eines Hochfrequenz-Trägersignals
Für den Funkverkehr sind Frequenzmodulationssignale mit gleichbleibender Einhüllender aufgrund von existierenden Systemeinschränkungen in der Energiewirtschaftlichkeit und der hochleistungsfähigen Verstärkung, die bei nichtlinearen Leistungsverstärkern verfügbar ist, bevorzugt. Ein Nachteil der Frequenzmodulation (FM) ist jedoch, daß das Spektrum ziemlich breit ist. Eine Lösung ist es, eine spektral wirksame Modulation zu verwenden, um den Bandbreiten-Wirkungsgrad, der in bit/Sekunde/Hz gemessen wird, zu maximieren. Ein Verfahren zum Erreichen der spektral wirksamen Modulation ist es, die Daten an dem Eingang des Frequenzmodulators mittels eines Prämodulationsfilters zu formen. Ein solcher Prämodulationsfilter ist in dem Artikel "Tamed Frequency Modulation, A Novel Method to Achieve Spectrum Economy in Digital Transmission" von F. deJager und C.B. Dekker beschrieben, veröffentlicht in "IEEE Transactions on Communications", gemeinsamer Band 26, Nr. 5, Mai 1978. Die in diesem Artikel beschriebene Modulation betrifft das, was üblicherweise als gezähmte Frequenzmodulation (TFM) bezeichnet wird.
Das US-Patent Nr. 4,477,916 mit dem Titel "Transmitter for Angle - Modulated Signals", am 16. Oktober 1994 an Kah-Seng Chung ausgegeben, offenbart eine FM-Übertragungseinrichtung mit einem Prämodulationsfilter, um ein Eingabedatensignal in einer vorbestimmten Weise zu formen. Der Prämodulationsfilter umfaßt einen Gaußschen Tiefpaßfilter und einen Korrekturfilter. Der letztere Filter umfaßt eine Kaskade von 2n Verzögerungsabschnitten, von denen jeder eine Zeitverzögerung von T Sekunden hat. Der Ausgang des Prämodulationsfilters ist mit dem Signaleingang einer Frequenzmodulationsschaltung verbunden, um die modulierte Ausgabe wie gewünscht zu liefern.
Das US-Patent Nr. 4,531,221 mit dem Titel "Premodulation Filter For Generating A generalized Tamed Frequency Modulated Signal", ausgegeben an Kah-Seng Chung und Leo E. Zegers am 23. Juli 1985 offenbart eine Übertragungseinrichtung mit einem Prämodulationsfilter, der so angeordnet ist, daß er ein Signal mit im wesentlichen drei Pegeln an Probenahmezeitpunkten t = (2 m - 1) T/2 liefert, wobei T die Symboldauer der Datensignale ist und m eine ganze Zahl ist. Der Prämodulationsfilter umfaßt die Serienanordnung eines nichtrekursiven Digitalfilters zweiter Ordnung mit drei Gewichtsfaktoren, von denen zwei einander gleich sind, und einen Tiefpaßfilter, der mittels eines "gehobenen Kosinus"-Filter realisiert ist, welcher die erste Nyquist-Bedingung erfüllt. Die wechselweise ungleichen Gewichtsfaktoren haben die Werte A und B, wobei der Wert des Gewichtsfaktors A bzw. des nichtrekursiven Filters zweiter Ordnung, kleiner als ein Viertel bzw. größer als ein Halbes ist, wobei 2 A + B gleich Eins ist und der Dämpfungskoeffizient des "gehobenen Kosinus"-Filters ungleich Null ist.
Die oben erwähnten Übertragungseinrichtungen des Standes der Technik verwenden Prämodulationsfilterschaltungen, die Analogfilter oder eine Kombination von Digital- und Analogfiltern aufweisen, um eine Trägermodulation zu liefern, die einem einzigen Modulationstyp zugeordnet ist, beispielsweise TFM.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine digitale Prämodulationsfilterschaltung zum Erzeugen verschiedener Formen der kontinuierlichen Phasenmodulation (CPM) zur Verfügung zu stellen. Beispiele von solchen CPM sind das minimale Tastenschieben (MSK), das Gaußsche minimale Tastenschieben (GMSK), die gezähmte Frequenzmodulation (TFM) und die vierpegelige FM (4-FM) und zusätzliche Modulationsverfahren, die ein Benutzer definieren kann. Der Prämodulationsfilter der vorliegenden Erfindung ist von einem Benutzer elektronisch konfigurierbar, um einen gewünschten Modulationstyp auszuführen, um somit ein vielseitigeres Instrument zur Verfügung zu stellen, als frühere Verfahren es waren, die typischerweise auf einen einzigen Modulationstyp gerichtet sind.
Gemäß der vorliegenden Erfindung benutzt der Prämodulationsfilter eine Responsefiltertechnik mit finiten Impulsen (FIR), um einen Eingangsdatenstrom aus seriellen Bits digital zu filtern. Jedes Modulationsformat, so wie TFM, hat eine eindeutige Impuls-Responsefunktion g(t), die die Response auf ein einzelnes Eingangsdatenbit ist, das durch eine einzige Impulsfunktion dargestellt wird. Der Prämodulationsfilter formt eine lineare Kombination von g(t)-Responses vor, die sich aus dem Eingangsdatenstrom ergeben, der durch eine Anzahl bimodaler Impulsfunktionen dargestellt ist. Der Ausgang des FIR-Digitalfilters in der Form paralleler digitaler Wörter wird in einen Digital-Analog-Wandler (DAC) eingekoppelt. Die Ausgabe des DAC wird dann durch einen Analogfilter geleitet, um eine glatte Analogspannungseingabe in einen Modulator zur Verfügung zu stellen, um zum Beispiel die Frequenz oder Phase eines Oszillators zu ändern, so wie eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO), um eine digital modulierte Trägerausgabe zu liefern.
Die hier oben beschriebenen Prämodulationsfilter des Standes der Technik sind typischerweise auf ein einziges digitales Modulationsformat gerichtet und sind nicht auf einfache Weise vom Benutzer konfigurierbar. Bei dem Prämodulationsfilter der vorliegenden Erfindung ist eine Anzahl von Frequenz- oder Phasen-Pulsformfunktion g(t)-Anordnungen im ROM (oder RAM) gespeichert, da es dem Benutzer ermöglicht, auf einfache Weise irgendein gewünschtes Modulationsformat zu wählen. Ein Benutzer kann Betriebsparameter einstellen, um weiter die Leistungsfähigkeit zu optimieren oder um ein maßgeschneidertes Modulationsformat für die Verwendung mit dem speziellen digitalen Kommunikationssystem des Benutzers zu gestalten. Weiterhin benutzen die digitalen Prämodulations-FIR-Filter des Standes der Technik typischerweise die Multiplikation in dem Faltungsprozeß, wohingegen die vorliegende Erfindung einen Addierer benutzt, was somit einen Geschwindigkeitsvorteil gegenüber dem Stand der Technik liefert.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockschaubild, das eine Hochfrequenz-Übertragungseinrichtung, welche die FM-Modulation verwendet, und eine Hochfrequenz-Übertragungseinrichtung, die Phasenmodulation verwendet, veranschaulicht.
Fig. 2 ist ein Blockschaubild, das eine Hochfrequenz-Übertragungseinrichtung veranschaulicht, die I-Q-Modulation verwendet.
Fig. 3 ist ein Blockschaubild, das eine Konzept-Darstellung eines FIR-Digital-Prämodulationsfilters gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Fig. 4 ist eine graphische Darstellung eines Beispiels einer Responsefunktion g(t) eines zweipegeligen digitalen Modulationsimpulses und eines Algorithmus, der in der Vorrichtung benutzt wird, welche in Fig. 6 gezeigt ist.
Fig. 5 ist eine graphische Darstellung eines Beispieles einer Responsefunktion g(t) für einen vierpegeligen digitalen Modulationsimpuls und eines Algorithmus, der bei der Vorrichtung, welche in Fig. 7 gezeigt ist, verwendet wird.
Fig. 6 ist ein Blockschaubild, das die Implementierung des FIR-Prämodulationsfilteralgorithmus, der in Fig. 4 gezeigt ist, für die zweipegelige digitale Modulation veranschaulicht.
Fig. 7 ist ein Blockschaubild, das die Implementierung des FIR-Prämodulationsfilteralgorithmus veranschaulicht, der in Fig. 5 gezeigt ist, für die zweipegelige oder vierpegelige digitale Modulation.

Genaue Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Das Verfahren und die Vorrichtung, die hierin beschrieben sind, verwenden eine finite Impulsresponse-(FIR)-Technik, um ein Eingangsdatensignal digital zu filtern. Der FIR-Digital- Prämodulationsfilter ist durch den Benutzer programmierbar, um verschiedene Modulationssignale entsprechend zu unterschiedlichen Typen der Frequenzmodulation (FM) und der Phasenmodulation (PM) zu erzeugen. Jeder Modulationstyp oder jedes Format hat eine eindeutige Impuls-Responsefunktion g(t), die die Response auf einen einzigen Eingangsdatenimpuls ist. Der FIR-Digital-Prämodulationsfilter führt eine Faltung durch, wobei eine lineare Kombination von g(t)-Responses verwendet wird, die sich aus dem Eingangsdatenstrom ergeben. Die Eingabe in den FIR-Digital-Prämodulationsfilter geschieht in der Form eines bimodalen Impulsstromes, der die Eingangsdaten darstellt.
Es wird nun auf die Fig. 1A und 1B Bezug genommen, in denen ein Blockschaubild gezeigt ist, das einen Teil 10 eines Signalgenerators veranschaulicht, welcher ein frequenzmoduliertes Hochfrequenz-Trägersignal liefert. Er umfaßt einen Digital-Prämodulationsfilter 11 mit einer Eingangsleitung 17 zum Empfangen eines Datensignals und einen Hochfrequenz-Trägererzeuger 15, der an einen Frequenzmodulator 13 gekoppelt ist. Mittels des Digital-Prämodulationsfilters 11, der in weiteren Einzelheiten beschrieben werden wird, wird ein analoges Modulationssignal erzeugt. Dieses Modulationssignal wird an den Modulator 13 gekoppelt, um das Hochfrequenz-Trägersignalfrequenz zu modulieren, das von dem Hochfrequenz-Trägererzeuger 15 geliefert wird. Das FM-Hochfrequenz-Ausgangssignal, das somit durch den Modulator 13 gebildet wird, wird auf der Leitung 19 ausgegeben.
Fig. 1A stellt ein Frequenzmodulationssystem dar, bei dem die FIR-Funktion g(t), die von dem Digital-Prämodulationsfilter 11 verwendet wurde, die momentane Frequenzabweichung des Hochfrequenz-Trägerausgangssignales auf der Leitung 19, die aus einer einzelnen Impulsfunktion herrührt und als eine "frequenzimpuls-geformte Funktion" bezeichnet werden kann. Auf ähnliche Weise stellt Fig. 1B ein Phasenmodulationssystem dar, bei dem die FIR-Funktion g(t), die von dem Digital-Prämodulationsfilter 11 benutzt worden ist, die momentane Phasenabweichung des Hochfrequenz-Trägerausgangssignal auf der Leitung 19 darstellt, die aus einer einzelnen Impulsfunktion herrührt und als eine "phasenimpuls-geformte Funktion" bezeichnet werden kann.
Es wird nun auf Fig. 2 Bezug genommen, in der ein Vielphasen- Modulationssystem 20 einschließlich eines In-Phasen-(I)-Kanals und eines Quadratur-(Q)-Kanals (I-Q-Modulator) gezeigt ist. Wie es für die Fig. 1A und 1B beschrieben worden ist, kann der FIR-Digital-Prämodulationsfilter 23 programmiert werden, um einen gewünschten Modulationstyp zu erzeugen, in dem g(t) entweder die momentane Frequenz- oder die Phasenabweichung des Hochfrequenz-Ausgangssignals darstellen wird, die aus einer Einzelimpulsfunktion herrührt, abhängig davon, ob eine FM- oder PM-Operation benutzt wird. Ein Eingangsdatenstrom auf der Leitung 21 wird an den FIR-Digital-Prämodulationsfilter 23 gekoppelt, der eine Faltung ausführt, wobei eine lineare Kombination von g(t)-Responses benutzt wird, und gibt ein Signal in der Form paralleler digitaler Wörter aus.
In dem Fall der FM-Operation wird die Ausgabe des FIR-Digital- Prämodulationsfilters 23 über den Schalter 25 zu einem modulo- 2 PI-Transformatornetzwerk und an den Akkumulator 27 gekoppelt, um die momentane Frequenzabweichung in eine momentane Phasenabweichung zu transformieren. Der Ausgang des Akkumulators 27 wird über den Schalter 31 an einen Kosinus-gewichteten DAC 33 und einen Analog-Rekonstruktionsfilter 35 gekoppelt, um das Analogsignal für den I-Kanalmodulator 45 zu liefern. Auf ähnliche Weise wird das Ausgangssignal des Akkumulators 27 an einen Sinus-gewichteten DAC 37 und einen Analog-Rekonstruktionsfilter 39 gekoppelt, um das Analogsignal für den Q-Kanal- Modulator 47 zu liefern.
In dem Fall der PM-Operation wird der Ausgang des FIR-Digital- Prämodulationsfilters 23 an ein modulo-2 PI-Transformatornetzwerk 29 gekoppelt, um das Modulationssignal zu liefern, das die momentane Phasenabweichung darstellt. Wie hierin oben beschrieben, wird das Ausgangssignal des Transformatornetzwerks 29 über den Schalter 31 an die I-Kanal- und Q-Kanal-Modulatoren 45 bzw. 47 gekoppelt. Das Hochfrequenz-Trägersignal, das von der Hochfrequenz-Quelle 41 erzeugt wird, wird sowohl an den I- als auch an den Q-Kanal-Modulator 45 - 47 gekoppelt, damit es auf eine herkömmliche Weise moduliert wird, um ein Hochfrequenz-Ausgabesignal auf der Leitung 55 des Addierers 53 zu liefern.
Es wird nun auf Fig. 3 Bezug genommen, in der eine schematische Zeichnung gezeigt ist, die eine Konzept-Darstellung der klassischen Faltoperation des FIR-Digital-Prämodulationsfilter der Fig. 1 und 2 veranschaulicht. Ein serieller Eingangsdatenstrom auf logischem Pegel auf der Leitung 61 wird von dem Konverter 63 und dem Konverter 64 in binäre Zahlen gewandelt. Der Wert jeder binären Zahl stellt die Größe und das Vorzeichen eines entsprechenden bimodalen Datenimpulses dar.
Der Konverter 63 führt die Konversion für zweipegelige Modulationsformate, so wie MSK, GMSK und TFM, durch. Bei der zweipegeligen Modulation, wie in Tabelle 1 gezeigt, kann ein Dateneingangsbit mit logischer 1 durch eine Binärzahl mit dem Wert 1 (Basis 10) dargestellt werden, was einem bimodalen Datenimpuls des Wertes +1 entspricht. Ein Datenbit mit logischer 0 kann durch eine Binärzahl des Wertes -1 (Basis 10) dargestellt werden, was einem bimodalen Datenimpuls des Wertes -1 entspricht.

Tabelle 1

Zweipegelige Konversion

Logischer Pegel des Eingangsdatenbits des Eingangsdatenbits (Basis 10)
0 -1 1 1
Der Konverter 64 führt die Konversion für vierpegelige Modulationsformate, so wie 4-FM, durch. Bei der vierpegeligen Modulation werden Paare serieller Datenbits durch Binärzahlen des Wertes -l, -1/3, 1/3 oder 1 (Basis 10) dargestellt, was bimodalen Datenimpulsen der Werte -1, -1/3, 1/3, bzw. +1 entspricht. Ein Beispiel eines solchen Konversionsschemas ist in Tabelle 2 gegeben.

Tabelle 2

Vierpegelige Konversion

Paare serieller Eingangsdatenbits mit logischem Pegel Wert der Binärzahl (Basis 10)
00 1
01 1/3
11 -1/3
10 -1
Der Schalter 65 wählt entweder die zwei- oder die vierpegelige Operation. Er wird zu Veranschaulichungszwecken in der Vierpegel-Position gezeigt, und vierpegelige Binärzahlen liegen in dem Schieberegister 67 vor.
Die Kurve 74 ist eine graphische Darstellung einer ausgewählten aus mehreren g(t)-Impuls-Responsefunktionen, die verschiedenen Modulationsformaten entsprechen, welche als digitale binäre Anordnungen in einem ROM oder RAM 71 gespeichert sind.
Ein gewünschtes Modulationsformat kann durch einen Benutzer über externe Steuerleitungen 75 gewählt werden, die an den Adreßblock 72 gekoppelt sind. Die g(t)-Anordnungswerte werden für jede T/q-Zeitdauer gespeichert, wobei T die Periode des Datentaktes ist und q ein ganzzahliges Vielfaches ist: q = 1, 2, 3, 4
Der xq-Datentaktgeber 77 ist zum Datentaktgeber 73 mit der Frequenz des Datentaktes 73 * q phasenverriegelt.
Die binären Zahlen, die den Eingangsdatenstrom darstellen (in ein bimodales Impulsformat konvertiert) werden mit den gespeicherten binären Zahlen gefaltet, die die ausgewählte Impuls- Responsefunktion g(t) darstellen. Die Faltung umfaßt die Multiplikation dieser binären Zahlenfolge im Multiplizierer 69 und die Aufsummierung im Akkumulator 81. Ein Faltungszyklus tritt alle xq Taktzyklen auf. Während jedes Faltungszyklus findet für jede Zelle des Schieberegisters 67 und die entsprechende gespeicherte g(t)-Binärzahl eine Multiplikations- und eine Summieroperation statt. Die g(t)-Anordnungswerte, die für jeden Faltungszyklus gewählt werden, werden über ein Adressierungsschema durch einen Betrag getrennt, der einem Zeitintervall von T entspricht. Eine Multiplizier- und Aufsummieroperation tritt bei jedem Zyklus des internen Taktgebers (INT CLK) 82 auf. Der INT CLK arbeitet asynchron zu dem xq-Datentaktgeber 77 mit einer Geschwindigkeit, die viel höher liegt als die Geschwindigkeit des xq-Datentaktgebers 77.
Das Latch 83 wird bei jedem Zyklus des xq-Datentaktgebers 73 getaktet, um die Inhalte des Akkumulators 81 entweder an den DAC oder an den parallelen digitalen Ausgangs 84 zu übertragen. Der DAC liefert ein analoges Ausgangssignal an den Ausgang 89 über einen Analog-Rekonstruktionsfilter 87. Nachdem das Latch 83 getaktet ist, werden die ausgewählten Adressen der gewünschten g(t)-Binärzahlanordnung im ROM oder RAM 71 alle um einen Betrag inkrementiert, der einem Unterintervall T/q in der Zeit entspricht, um den nächsten Multiplikations- und Aufsummmierzyklus zu starten. Diese wiederholte Operation vollführt die Faltung.
Es wird nun auch auf die Fig. 4 und 5 Bezug genommen, wobei die ausgewählte g(t)-Impuls-Responsefunktion als Anordnung von binären Zahlen im ROM oder RAM 21 gespeichert ist, die Probenpunkte der kontinuierlichen g(t)-Impuls-Responsefunktion 91 darstellen. Die y-Achse 93 stellt sowohl die Größe als auch das Vorzeichen der kontinuierlichen g(t)-Funktion 91 und die Größe und das Vorzeichen von Probenpunkten der g(t)-Funktion 91 dar, die als binäre Zahlen im ROM oder RAM 71 gespeichert sind (in den Fig. 4 und 5 als diskrete Datenpunkte 105 angegeben).
Die x-Achse 95 stellt die Zeit (t) dar und ist in Einheiten der Datentaktintervalle (T) geteilt. Ein Datenimpuls tritt in jedem Datentaktintervall T 107 auf. Jedes Datentaktintervall ist weiter in q Datentaktunterintervalle 109 gleicher Größe pro Datentaktintervall T unterteilt. Der Parameter g kann die Werte 1, 2, 3, 4 . . . Datentakt-Unterintervalle/Datentakt-Intervalle annehmen. Wie zuvor beschrieben, bestimmt der Parameter q auch die Geschwindigkeit des "xq"-Datentaktgebers 77.
Ein binäre Zahl wird im ROM oder RAM 71 gespeichert, um den Probenpunktwert der g(t)-Funktion für jedes Datentakt-Unterintervall darzustellen, das in den Datentakt-Intervallen des Parameters L eingeschlossen ist. Der Parameter L kann Datentakt- Intervall-Werte 1, 2, 3, . . . annehmen. Die g(t)-Funktion kann symmetrisch geteilt werden, so daß L*q/2 binäre Zahlen verwendet werden, um sowohl die obere als auch die untere Seite der g(t)-Funktion relativ zu der maximalen Größe der kontinuierlichen g(t)-Funktion darzustellen. Daher werden insgesamt L*q binäre Zahlen, die Probenpunktwerte der g(t)-Funktion darstellen, im ROM oder RAM 71 für jedes zweipegelige g(t)-Modulationsformat gespeichert, und 2*L*q binäre Zahlen werden für jedes vierpegelige Format gespeichert.
Wenn sie weiter als +/- L/2 Datentakt-Intervalle vom Maximum entfernt sind, werden für g(t)-Werte Null angenommen. Der Faltungsalgorithmus arbeitet auf diesen Nullwerten nicht, was zu einer erhöhten Ausführungsgeschwindigkeit führt.
Für die Beispiele, die in den Tabellen 3, 4, 5 und 6 und in den Fig. 4 und 5 nehmen die folgenden Parameter die angegebenen Werte an:
q = 4 Datentakt-Unterintervalle/Datentakt-Intervalle; und
L = 7 Datentakt-Intervalle.
Daher werden insgesamt L*q = 28 binäre Anordnungszahlen, die die Probenpunkte 105 von g(t) 91 darstellen, im ROM oder RAM 71 gespeichert, wie es in Fig. 4 veranschaulicht ist (zweipegeliges Modulationsformat), und insgesamt 2*L*q = 56 binäre Anordnungszahlen, die die Probenpunkte 105 von g(t) darstellen, werden im ROM oder RAM 71 gespeichert, wie es in Fig. 5 veranschaulicht ist (vierpegeliges Modulationsformat). Oberhalb und unterhalb von +/- L/2 = +/- 3,5 Datentakt-Intervallen vom Maximalwert von g(t) 91 entfernt werden die Werte von g(t) und die binären Zahlen, die die Probenpunkte von g(t) darstellen, gleich Null gesetzt. In den Fig. 4 und 5 tritt der Maximalwert von g(t) 91 bei 7,5 T auf.
Für das zweipegelige Modulationsformat, das in Fig. 4 veranschaulicht ist, werden die binären Zahlen in einer Anordnung im ROM oder RAM 71 gespeichert, die Probenpunkte 105 der g(t)- Funktion 91 darstellen. Die Organisation dieser Anordnung ist in Tabelle 3 angegeben: (wobei: t = Zeit)

Tabelle 3

Gespeicherte Zahlen = 0 für Datentakt-Intervalle 0T< t< 4T
Gespeicherte Zahlen = g(t) für Datentakt-Intervalle 4T< t< 15T
Gespeicherte Zahlen = 0 für Datentakt-Intervalle 11T< t< 15T
Für das vierpegelige Modulationsformat, das in Fig. 5 veranschaulicht ist, sind zwei Binärzahlenanordnungen im ROM oder RAM gespeichert. Die erste Anordnung der binären Zahlen stellt den Satz Probenpunkte 105 der g(t)-Funktion 91 ebenso wie für die zweipegeligen Modulationsformate dar. Diese Organisation dieser Anordnung ist in Tabelle 3 angegeben. Die zweite Anordnung von binären Zahlen g'(t) 92 stellt den Satz der Probenpunkte 105 dar, skaliert durch 1/3. Die Organisation der g'(t) 92-Anordnung ist in Tabelle 4 angegeben:

Tabelle 4

Gespeicherte Zahlen = 0 für Datentakt-Intervalle 0T< t< 4T
= g'(t) für Datentakt-Intervalle 4T< t< 11T
Gespeicherte Zahlen = g(t)*1/3 für Datentakt-Intervalle 4T< t< 11T
Gespeicherte Zahlen = 0 für Datentakt-Intervalle 11T< t< 15T
Mehrere Anordnungen, die wählbare zwei- oder vierpegelige Modulationsformate darstellen, können im RAM oder ROM 71' gespeichert werden. Jede Anordnung hat individuelle Werte von L und q, die für die jeweils gespeicherten Anordnungswerte angenommen werden. Auch ist es möglich, g'(t)-Werte zu wählen, die durch einen anderen Betrag als 1/3 skaliert sind. Beispielsweise können alle g'(t)-Anordnungselemente so definiert werden, daß sie Null sind, wobei in diesem Fall die vierpegelige Modulation in eine dreipegelige Modulation degeneriert.
Bei der vorliegenden Erfindung werden Multiplikationen gespeicherter binärer Zahlen im ROM oder RAM 71, die Probenpunktwerte von g(t) darstellen, bei dem Faltungsalgorithmus nicht verwendet. Statt dessen werden Additionen oder Subtraktionen der gespeicherten binären Zahlen im ROM oder RAM 71 benutzt, die entweder Probenpunktwerte 105 von g(t) oder skalierte Probenpunkte von g(t) verwenden, die als g'(t)-Werte 92 dargestellt werden.
Für zweipegelige Modulationsformate geben Addition und Subtraktion von Probenpunktwerten 105 von g(t) das identische Ergebnis wie die Multiplikation mit +1 oder -1, da die umgewandelten bimodalen Eingangsdatenimpulse Werte +1 oder -1 haben. Ähnliche geben für vierpegelige Modulationsformate die Addition oder Subtraktion der Probenpunktwerte von g(t), die durch 1/3 skaliert sind (g'(t)-Anordnung 92) dasselbe Ergebnis wie die Multiplikation der g(t)-Probenpunktwerte mal den umgewandelten bimodalen Datenimpulsen mit Werten von +1/3 bzw. -1/3.
Tabelle 5 veranschaulicht ein Beispiel des Faltungsalgorithmus für das zweipegelige Modulationsformat, der mit den Probepunkten 105 der g(t)-Impulsfunktion arbeitet, die in Fig. 4 zeichnerisch dargestellt sind. Das entsprechende Hardware- Blockschaubild ist in Fig. 6 veranschaulicht. Tabelle 6 veranschaulicht den Faltungsalgorithmus für vierpegelige Modulationsformate, der mit den g(t)- und g'(t)-Impulsprobenpunkten 105 bzw. 92 arbeitet, die in Fig. 5 zeichnerisch dargestellt sind. Das entsprechende Hardware-Blockschaubild ist in Fig. 7 veranschaulicht. Die Tabellen 5 und 6 enthalten sowohl die Faltungsprozeß-Gleichungen für das herkömmliche Faltungsverfahren, das Multiplikation und Aufaddierung verwendet, als auch das äquivalente Faltungsverfahren, das bei der vorliegenden Erfindung benutzt wird, wobei Additionen und Subtraktionen verwendet werden. Accum (t) stellt das numerische Ergebnis' jedes Faltungszyklus dar, was nach jedem Faltungszyklus (t = t1, t2, t3 . . . ) in dem Akkumulator 165 vorliegt.
In den Tabellen 5 und 6 und den Fig. 4 und 5 werden Faltungszyklen (Datentakt-Unterintervall-Zeitdauern) durch t = t1, t2, t3 usw. angegeben. D (m+n) gibt den Wert einer einzelnen bimodalen Datenimpulsfunktion in dem seriellen bimodalen Impulsdatenstrom an. Mögliche Werte für D (m+n) sind +1 oder - 1 für die zweipegeligen Modulationsformate und +1, +1/3, -1/3, -1 für vierpegelige Modulationsformate. Der Parameter (m+n) ist ein Index, der die sequentielle Position bezüglich der Zeit jedes individuellen bimodalen Datenimpulses in dem seriellen Eingangsdatenstrom darstellt. Größere Werte des Index (m+n) geben jüngere Datenimpulse an. Der Parameter m ist ein Referenzindex, und der Parameter n ist die sequentielle Position eines einzelnen bimodalen Datenimpulses relativ zu dem Referenzindex m.

Tabelle 5

Beispiel für einen Faltungsalgorithmus für ein zweipegeliges Modulationsformat

Aus Fig. 4 ergeben sich die Werte für einen Teil des bimodalen Datenimpulsstromes:
D(m) )= -1
D(m+1) = +1
D(m+2) = -1
D(m+3) = -1
D(m+4) = +1
D(m+5) = -1
D(m+6) = +1
D(m+7) = +1
D(m+8) = +1
D(m+9) = -1
D(m+10) = +1
D(m+11) = +1
D(m+12) = -1
D(m+13) = -1
D(m+14) = +1
Unterintervalldauer Akkumulatorwert
t1 Accum(t1) = D(m+4) * g(1)
+ D(m+5) * g(5)
+ D(m+6) * g(9)
+ D(m+7) * g(13)
+ D(m+8) * g(17)
+ D(m+9) * g(21)
+ D(m+10) * g(25)
= g(1)-g(5)+g(9)+g(13)+g(17)-g(21)+g(25)
t2 Accum(t2) = D(m+4) * g(2)
+ D(m+5) * g(6)
+ D(m+6) * g(10)
+ D(m+7) * g(14)
+ D(m+8) * g(18)
+ D(m+9) * g(22)
+ D(m+10) * g(26)
= g(2)-g(6)+g(10)+g(14)+g(18)-g(22)+g(26)
t3 Accum(t3) = D(m+4) * g(3)
+ D(m+5) * g(7)
+ D(m+6) * g(11)
+ D(m+7) * g(15)
+ D(m+8) * g(19)
+ D(m+9) * g(23)
+ D(m+10) * g(27)
= g(3)-g(7)+g(11)+g(15)+g(19)-g(23)+g(27)
t4 Accum(t4) = D(m+4) * g(4)
+ D(m+5) * g(8)
+ D(m+6) * g(12)
+ D(m+7) * g(16)
+ D(m+8) * g(20)
+ D(m+9) * g(24)
+ D(m+10) * g(28)
= g(4)-g(8)+g(12)+g(16)+g(20)-g(24)+g(28)
Nach dem obigen Schritt wird der Datenimpulsstromindex (m+n) um 1 inkrementiert und der Prozeß wiederholt:
t5 Accum(t5) = D(m+5) * g(1)
+ D(m+6) * g(5)
+ D(m+7) * g(9)
+ D(m+8) * g(13)
+ D(m+9) * g(17)
+ D(m+10) * g(21)
+ D(m+11) * g(25)
= -g(1)+g(5)+g(9)+g(13)-g(17)+g(21)+g(25)
Der Prozeß wird dann für t6, t7 und t8 wiederholte. Der Datenimpulsstromindex (m+n) wird wieder um 1 inkrementiert, und der Prozeß wird wieder für t9, t10, t11 und t12 wiederholt. Dieser Prozeß wird kontinuierlich wiederholt.

Tabelle 6

Beispiel für einen Faltungsalgorithmus für vierpegelige Modulationsformate

Aus Fig. 5 ergeben sich Werte für einen Teil des bimodalen Dateneingangsstroms:
D(m) = -1
D(m+1) = +1
D(m+2) = +1/3
D(m+3) = +1
D(m+4) = -1/3
D(m+5) = -1
D(m+6) = +1/3
D(m+7) = +1
D(m+8) = -1/3
D(m+9) = -1
D(m+10) = -1
D(m+11) = +1/3
D(m+12) = -1/3
D(m+13) = +1/3
D(m+14) = +1
Unterintervalldauer Akkumulatorwert
t1 Accum(t1) = D(m+4) * g(1)
+ D(m+5) * g(5)
+ D(m+6) * g(9)
+ D(m+7) * g(13)
+ D(m+8) * g(17)
+ D(m+9) * g(21)
+ D(m+10) * g(25)
= -g'(1)-g(5)+g'(9)+g(13)-g'(17)-g(21)-g(25)
t2 Accum(t2) = D(m+4) * g(2)
+ D(m+5) * g(6)
+ D(m+6) * g(10)
+ D(m+7) * g(14)
+ D(m+8) * g(18)
+ D(m+9) * g(22)
+ D(m+10) * g(26)
= g¹(2)-g(6)+g'(10)+g(14)-g'(18)-g(22)-g(26)
t3 Accum(t3) = D(m+4) * g(3)
+ D(m+5) * g(7)
+ D(m+6) * g(11)
+ D(m+7) * g(15)
+ D(m+8) * g(19)
+ D(m+9) * g(23)
+ D(m+10) * g(27)
= g'(3)-g(7)+g'(11)+g(15)-g'(19)-g(23)-g(27)
t4 Accum(t4) = D(m+4) * g(4)
+ D(m+5) * g(8)
+ D(m+6) * g(12)
+ D(m+7) * g(16)
+ D(m+8) * g(20)
+ D(m+9) * g(24)
+ D(m+10) * g(28)
= g'(4)-g(8)+g'(12)+g(16)-g'(20)-g(24)-g(28)
Nach dem obigen Schritt wird der Datenimpulsstromindex (m+n) um 1 inkrementiert und der Prozeß wiederholt:
t5 Accum(t5) = D(m+5) * g(1)
+ D(m+6) * g(5)
+ D(m+7) * g(9)
+ D(m+8) * g(13)
+ D(m+9) * g(17)
+ D(m+10) * g(21)
+ D(m+11) * g(25)
= -g(1)-g'(5)+g(9)-g'(13)-g(17)-g(21)+g'(25)
Der Prozeß wird dann für t6, t7 und t8 wiederholt. Der Datenstromindex (m+n) wird wieder um 1 inkrementiert, und der Prozeß wird erneut für t9, t10, t11 und t12 wiederholt. Dieser Prozeß wird kontinuierlich wiederholt.
Die Fig. 4 und 5 veranschaulichen graphisch den Faltungsalgorithmus für vier Faltungszyklen (Datentakt-Unterintervalle t = t1, t2, t3, t4). Der Wert jeder Datenimpulsfunktion D (m+n) wird durch ein Impulssymbol 111 auf der D(m+n)-Achse gegen die Zeitachse (97, 99, 101, 103) angegeben. Impulssymbole, die nach oben zeigen, geben positive Werte an, und Impulssymbole, die nach unten zeigen, geben negative Werte an. Die Länge jedes Impulssymboles gibt seine Größe an. Der D(m+ n)-Impulsdatenstrom wird sequentiell für jeden der vier Faltungszyklen um einen Betrag nach rechts bewegt, der einem Datentakt-Unterintervall 109 entspricht. Eine gestrichelte Linie verbindet jeden D(m+n)-Impuls 111 mit einem entsprechenden g(t)- oder g'(t)-Anordnungs-Probenpunktwert 105, 92, der zu dem Wert in dem Accum (t) 175 addiert oder von ihm subtrahiert wird (wie es in den Fig. 6 und 7 gezeigt ist), einmal während jedes Faltungszyklus. Addition wird verwendet, wenn der Wert von D(m+n) positiv ist, und Subtraktion wird verwendet, wenn der Wert von D(m+n) negativ ist.
Bei dem herkömmlichen Faltungsalgorithmus werden die numerischen Werte, die Probenpunkte von g(t) darstellen, mit entsprechenden Werten von D(m+n) multipliziert und anschließend zu der Gesamtsumme Accum(t) addiert. Jedoch bestimmt in dem Algorithmus, der bei dieser Erfindung benutzt wird, das Vorzeichen (+1 oder -1) jedes D(m+n), ob die numerischen Werte, die diskrete Werte der g(t)-Impulsresponse 105 oder der skalierten g'(t)-Impulsresponse 92 darstellen, zu Accum(t) addiert oder davon subtrahiert werden. Für vierpegelige Formate bestimmt der Absolutwert (1 oder 1/3) von D(m+n), ob numerische Werte, die für die vorangehende Addition oder Subtraktion benutzt worden waren, aus der Anordnung adressiert sind, die diskrete Werte von g(t) 105 darstellt, oder aus der Anordnung, die diskrete Werte von g'(t) 92 darstellt.
Fig. 6 veranschaulicht ein detailliertes Blockschaubild des Prämodulationsfilters 11 der Fig. 1, durch das der zweipegelige Modulationsalgorithmus implementiert wird, der in Tabelle 5 und Fig. 4 veranschaulicht ist. Ähnlich veranschaulicht Figur 7 ein detailliertes Blockschaubild des Prämodulationsfilters 11 der Fig. 1, wodurch der vierpegelige Modulationsalgorithmus implementiert wird, der in Tabelle 6 und Fig. 5 veranschaulicht wird.
Die Elemente der Anordnung für jedes Modulationsformat werden im ROM (oder RAM) 155 gespeichert. Die g(t)-Anordnungselemente werden über den Datenbus 184 in den RAM 155 geladen. Der RAM 155 hat ausreichend Kapazität, um mehrere g(t)-Anordnungen für unterschiedliche Modulationstypen zu speichern. Verschiedene Typen der digitalen Modulationsformate für kontinuierliche Phasenmodulation können auf einem Computer (nicht gezeigt) programmiert werden, und entsprechende g(t)-Anordnungen können erzeugt werden, wenn die Werte der Parameter L und Q gegeben werden. Ein Benutzer kann auch seine eigenen g(t)-Anordnungen durch irgendeine Einrichtung, die er wünscht, erzeugen. Das spezielle Modulationsformat, das benutzt werden soll, wird durch einen Benutzer dadurch ausgewählt, daß die zugeordnete Anordnungsadresse auf den Leitungen 182 für den Teil des ROM (oder RAM) 155 gesetzt wird, die die g(t)-Anordnungselemente entsprechend dem gewünschten Modulationsformat enthalten. Beim vierpegeligen Modulationsformat muß auch eine g'(t)-Anordnung in den ROM (oder RAM) 155 geladen werden, ebenso wie eine g(t)-Anordnung. Die Charakteristiken des Prämodulationsfilters (d. h., der Typ des Modulationsformates) können sehr schnell geändert werden, indem zwischen verschiedenen g(t)-Anordnungen umgeschaltet wird, die in dem ROM (oder RAM) 155 gespeichert sind. Wenn ein ROM benutzt wird, muß er vor dem Zusammenbau extern geladen werden. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird anstelle eines ROM ein RAM benutzt, um nicht nur das Schalten zwischen zuvor geladenen g(t)-Anordnungen zu erlauben, sondern auch das dynamische Laden von g(t)-Anordnungen und das Maßschneidern von g(t)-Anordnungen zu erlauben. Das Schalten zwischen g(t)-Anordnungen kann durch dynamische Steuerung der Anordnungsadressleitungen 182 über den Controller 185 oder durch einen externen Controller (nicht gezeigt) durchgeführt werden.
Es wird Bezug auf die Fig. 4 und 6 und auf Tabelle 5 genommen, wobei die Vorrichtung zum Durchführen der zweipegeligen Modulation wie folgt arbeitet: ein serieller nicht zu Null zurückkehrender (NRZ) Datenstrom wird auf der Leitung 154 eingegeben. Ein Datenwandler 158 wandelt den NRZ-Datenstrom in binäre Ziffern, die einen bimodalen Impulsstrom darstellen. Logische 1'n entsprechen bimodalen Datenimpulsen des Werten +1, und logische 0'n entsprechen bimodalen Datenimpulsen des Werten -1. Das Register 162 ist ein 15 Zellen (bits) langes, eine Zelle (bit) breites Schieberegister mit seriellem Eingang und parallelem Ausgang, das von dem Datentaktgeber auf der Leitung 156 getaktet wird. Für jeden Datentaktimpuls wird der NRZ-Eingangsdatenstrom, der im Schieberegister 162 vorliegt, um eine Zelle (entsprechend der Datentaktdauer T) nach rechts verschoben, und der Index (m+n) wird um 1 inkrementiert. Die 15 parallelen Ausgangsleitungen 160 des Schieberegisters 162 werden in einen Multiplexer 161 eingegeben. Vier Adreßleitungen 157 aus der mathematischen Statusmaschine 153 steuern, welche der 15 Ausgangsleitungen 160 gewählt werden, daß sie auf der +/- -Auswahlleitung 164 münden. Der logische Werte der +/- -Auswahlleitung 164 und somit der logische Wert (bezeichnet durch D(m+n) in Tabelle 5) des NRZ-Datenbits, das in der ausgewählten Zelle des Schieberegisters 162 vorliegt, bestimmt, ob der Addierer 163 den Wert des ausgewählten g(t)- Anordnungselementes addiert oder subtrahiert, das auf den Leitungen 170 liegt, vom gegenwärtigen Wert des Akkumulators 165, der auf den Leitungen 166 liegt. Einmal pro Datentakt-Unterintervall-Zeitdauer wird der Akkumulator 165 aktualisiert. Beide Sätze der Leitungen 170 und 166 sind 16 bit breite binäre Datenbusse.
Die mathematische Statusmaschine 153 wird durch einen asynchronen Int Clk auf der Leitung 152 getaktet, der mit einer weitaus größeren Rate als der xq-Taktgeber 159 arbeitet und einen Teil der Adressen des ROM (oder RAM) 155 auf den Leitungen 157 für jedes g(t)-Anordnungselement der ausgewählten g(t)-Modulationsformatanordnung erzeugt. Dieser Teil der Adresse des ROM (oder RAM) 155 wählt die spezielle Datentaktzelle (T), aus der die g(t)-Anordnungselemente gewählt werden sollen. Zum Beispiel entspricht in der Tabelle 5 und der Fig. 4 das NRZ-Datenbit D (m+4) den g(t)-Elementen g(1), g(2), g(3) und g(4), während aufeinanderfolgender Faltungs-Unterintervall-Zeitdauern t1, t2, t3 bzw. t4, und sie werden alle über eine einzelne Adresse auf den Leitungen 157 gewählt. Während irgendeines Faltungszyklus werden die Adreßleitungen 157 inkrementiert, so daß g(t)-Elemente aus dem ROM (oder RAM) 155 und entsprechende NRZ-Datenbits von dem Schieberegister 162 gewählt werden. Wie zuvor erwähnt, wird g(t) in Datentakt-Intervalle bezüglich des Parameters L aufgeteilt (maximal 15, wegen der 4 Adreßleitungen), was der maximalen Adresse entspricht, die auf den Leitungen 157 vorliegen wird.
Die Probenpunkt-Adressenstatusmaschine 151 wird durch den xq- Taktgeber 159 getaktet und erzeugt einen anderen Teil der Adressen des ROM (oder RAM) 155 auf den Leitungen 150 für alle g(t)-Anordnungselemente der gewählten g(t)-Modulationsformatanordnung. Dieser Teil der Adressen des ROM (oder RAM) 155 adressiert g(t)-Anordnungselemente mit derselben relativen Position innerhalb jeder Datentaktzelle T. Beispielsweise werden in der Fig. 1 g(1), g(5), g(9), g(13), g(17), g(21) und g(25) alle mit demselben Wert auf den Adressenleitungen 150 gewählt. Während irgendeines Faltungszyklus wird diese Adresse konstant gehalten, wie es in Tabelle 5 veranschaulicht wird, während der Unterintervall-Zeitdauer t = t1, und wird für folgende Faltungszyklen bei Unterintervalldauern t2, t3 und t4 inkrementiert. Die maximale Adresse, die auf den Leitungen 150 vorliegen wird, entspricht q, was die Anzahl der Datentakt- Unterintervall-Dauern/Datentakt-Dauern ist.
Der Faltungsalgorithmus folgt dem Prozeß, der zuvor in Tabelle 5 beschrieben worden ist. Der Anfangswert, der in Accum(t) enthalten ist, wird durch den Anfangsvorgabewert-Block 172 gesetzt. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird dieser auf einen Wert gesetzt, der einem Wert in der Mitte des dynamischen Bereiches des Akkumulators 165 entspricht. Der Akkumulator 165 wird auf diesen Anfangsvorgabewert vor jedem Faltungszyklus durch Steuerung von der mathematischen Zustandsmaschine 153 gesetzt.
Der Ausgang des Akkumulators 165 wird an das Latch 167 verkoppelt, der nach jedem Faltungszyklus durch den xq-Taktgeber 159 verriegelt wird. Die Ausgabe des Latch 167 wird an den DAC 168 verkoppelt, wo sie in ein analoges Signal umgewandelt wird, das durch den Analog-Rekonstruktionsfilter 169 geglättet wird, um Störsignale zu reduzieren. Der Ausgang des Analog-Rekonstruktionsfilters 169 auf der Leitung 171 wird an den speziellen Modulator 13 (in Fig. 1 gezeigt) gekoppelt, der in dem System benutzt wird. Eine Alternative zu der analogen Ausgabe ist der Datenbus 173 für die parallele digitale Ausgabe aus dem Latch 167. Dieser Datenbus wird in Systemen, so wie in Figur 2 gezeigt, verwendet, die eine digitale Eingabe erfordern.
Die bevorzugte Ausführungsform, wie sie implementiert ist, verwendet eine Auflösung von 16 bit beim Faltungsprozeß, wobei 12 bits an das Latch 167 und den DAC 168 gesendet werden. Der Rekonstruktionsfilter 169 reduziert die Störfrequenzausgabe von dem DAC 168 aufgrund von digitalem Quantisierungsrauschen und Probenfehlern. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Rekonstruktionsfilter 169 ein Linearphasen (mit konstanter Gruppenverzögerung) -Analogfilter mit einer wählbaren Abschneidefrequenz über einen weiten Bereich von Datengeschwindigkeiten, wie es von der Geschwindigkeit des xq-Datentaktgebers 159 vorgegeben ist.
Es wird nun Bezug auf die Fig. 5 und 7 und auf Tabelle 6 genommen, wobei die Vorrichtung zum Durchführen der vierpegeligen Modulation so wie gerade für die zweipegelige Modulation beschrieben arbeitet, mit den folgenden Modifikationen: die Schalter 178 und 179 werden es der Vorrichtung in Fig. 7 ermöglichen, entweder im vier- oder im zweipegeligen Betrieb zu arbeiten. Wenn die Schalter 178 und 179 in dem Zweipegel-Modus sind, reduziert sich die Vorrichtung in Fig. 7 auf die Vorrichtung in Fig. 6.
Ein serieller NRZ-Datenstrom wird zum Schalter 178 und zu einem Zwei-zu-Vier-Bit-Kodierer 177 eingegeben, wo Paare serieller Eingabedatenbits in zwei parallele bits auf die Datenleitungen 190 und 192 kodiert werden. Die Datenleitung 192 ist der Dateneingang für das Schieberegister 162. Das Schieberegister 162 und der Multiplexer 161 arbeiten wie im zweipegeligen Modulationsbetrieb, wo die +/- -Steuerleitung 164 bestimmt, ob der Addierer 163 addiert oder subtrahiert. Die Datenleitung 19Ö ist der Dateneingang für das Schieberegister 175 und den Multiplexer 173, die ähnlich wie das Schieberegister 162 und der Multiplexer 161 arbeiten; die Steuerleitung 176 ist eine Adreßleitung für den ROM (oder RAM) 155.
Sowohl die g(t) als auch die g'(t)-Anordnung sind im ROM (oder RAM) 155 gespeichert. Die Adreßleitung 176 steuert, welche Anordnung adressiert wird. Vorausgesetzt, daß die verbleibenden Adreßleitungen 182, 150 und 157 konstant bleiben, wird die Adreßleitung 176 g(t) oder g'(t)-Anordnungselemente entsprechend desselben Datentakt-Unterintervalls, t1, t2, t3, usw. wählen.
Es wird Bezug auf Tabelle 2 und Fig. 7 genommen, wo die erste der beiden seriellen logischen Eingabedaten in die Datenleitung 192 verkörpert ist. Der logische Pegel der Datenleitung 192 stellt das Vorzeichen der binären Zahl dar, welche den entsprechenden bimodalen Datenimpuls darstellt. Das zweite der beiden seriellen logischen Eingabedatenbits wird in der Datenleitung 190 verkörpert. Der logische Pegel der Datenleitung 190 stellt die Größe der binären Zahl dar, die den entsprechenden bimodalen Datenimpuls darstellt. Der Faltungsalgorithmus folgt dem Prozeß, der zuvor in Tabelle 6 beschrieben ist.

Claims

1. Vorrichtung zum Erzeugen eines Modulationssignales zum Modulieren eines Trägersignales, mit einem programmierbaren digitalen Filter (163, 165, 167), der auf ein digitales Daten-Eingabesignal (154) anspricht und eine endliche Impuls-Response hat, die durch eine Responsefunktion (g(t)) definiert ist, welche die Impuls-Response entsprechend einem Modulationsformat darstellt, dadurch gekennzeichnet, daß der programmierbare digitale Filter (163, 165, 167) mit einer Speichereinrichtung (155) zum Speichern einer Vielzahl von Anordnungen von Filterkoeffizienten, wobei jede Anordnung eine unterschiedliche, wählbare Response-Funktion (g(t)) definiert, die einem unterschiedlichen, wählbaren Modulationsformat zugeordnet ist, und einer Steuereinrichtung (185), die mit dem programmierbaren digitalen Filter (163, 165, 167) und mit der Speichereinrichtung (155) gekoppelt ist, um eine gewünschte der Anordnungen von Filterkoeffizienten auszuwählen und um den programmierbaren digitalen Filter (165, 167, 169) so zu programmieren, daß er eine endliche Impuls-Response hat, die durch die Impuls-Response-Funktion (g(t)) entsprechend der gewünschten Anordnung definiert ist, gekoppelt ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Anordnungen von Filterkoeffizienten einen Satz numerischer Werte aufweist, die durch Berechnen der entsprechenden Response-Funktion (g(t)) an jedem einer Vielzahl von Probenpunkten bestimmt worden ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß Signalwandlermittel (158) so geschaltet sind, daß sie das digitale Daten-Eingabesignal (154) vor dem Empfang des Eingabesignales durch den programmierbaren digitalen Filter (163, 165, 167) auffangen, um das digitale Daten-Eingabesignal (154) in ein digitales Signal (97, 99, 101, 103) umzuwandeln, das eine Anzahl bimodaler Impulse mit positiven und negativen Amplituden darstellt.

4. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der programmierbare digitale Filter (163, 165, 167) eine Summiereinrichtung (163), die auf das digitale Signal (97, 99, 101, 103) anspricht, zum Aufsummieren der Filterkoeffizienten, die eine ausgewählte Response-Funktion (g(t)) definieren, wobei jeder der numerischen Werte einem diskreten Impuls entspricht, der durch das digitale Signal (97, 99, 101, 103) dargestellt wird und addiert wird, wenn der entsprechende Impuls eine positive Amplitude hat, und subtrahiert wird, wenn der entsprechende Impuls eine negative Amplitude hat; eine Akkumulatoreinrichtung (165), die mit der Summiereinrichtung (193) gekoppelt ist, um die Summe der numerischen Werte aufzurechnen, wobei die Akkumulatoreinrichtung (165) auf ein erstes Taktsignal (152) anspricht, um die Summe für jede erste Taktperiode zu aktualisieren; und eine Halteeinrichtung (167), die mit der Akkumulatoreinrichtung (165) gekoppelt ist und auf ein zweites Taktsignal (159) anspricht, um die Summe zwischenzuspeichern und sie jede zweite Taktperiode auszugeben, aufweist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin eine Schieberegistereinrichtung (162) mit einem seriellen Eingang, der mit der Signalwandeleinrichtung (158) zum Empfangen des digitalen Signales (97, 99, 101, 103) gekoppelt ist, einer Vielzahl paralleler Ausgänge (160) und einer Vielzahl von Speicherzellen, und die auf ein drittes Taktsignal (156) zum Verschieben des digitalen Signales (97, 99, 101, 103) anspricht, um eine Zelle bei jeder dritten Taktperiode zu verschieben, wobei jeder der parallelen Ausgänge (160) mit einer unterschiedlichen der Speicherzellen verbunden ist; und eine Multiplexereinrichtung (161), die mit der Vielzahl paralleler Ausgänge (160), mit der Steuereinrichtung (153, 185) und mit der Summiereinrichtung (163) verschaltet ist und die auf das erste Taktsignal anspricht, um das digitale Signal, das in jeder Speicherzelle vorliegt, jeweils eines zur Zeit, an die Summiereinrichtung (163) zu koppeln, vorgesehen ist, wobei das erste Taktsignal (152) eine Frequenz hat, die größer ist als die Frequenzen des zweiten und dritten Taktsignales (159; 156), und wobei die Frequenz des zweiten Taktsignales (159) größer ist als die Frequenz des dritten Taktsignales (156) und ein ganzzeiliges Vielfaches der Frequenz des dritten Taktsignales (156) ist.

6. Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Digital-Analog-Wandler (168) an die Halteeinrichtung (167) zum Umwandeln der Summe in ein analoges Signal, das repräsentativ für das Modulationssignal ist, gekoppelt und ein Analogfilter (169) an den Digital- Analog-Wandler (168) zum Filtern des Analogsignals gekoppelt ist.

7. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichereinrichtung (155) einen RAM mit dynamischer Eingangseinrichtung (184, 182) zum Echtzeitladen von Anordnungen von Filterkoeffizienten, die gewünschte Impulsfunktionen (g(t)) definieren, und zum dynamischen Neuprogrammieren der Summiereinrichtung (163, wobei die Steuereinrichtung (185) eine Einrichtung zum Modifizieren der Anordnungen von Filterkoeffizienten, die in dem RAN gespeichert sind, umfaßt.

8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4, 5, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß Vorspannungsmittel (172) an die Kontrolleinrichtung (185) und an die Summiereinrichtung (163) zum Initialisieren der Inhalte der Akkumulatoreinrichtung (165) am Anfang jeder Periode des Datentaktsignales (156) gekoppelt sind.