DE3885270T2

DE3885270T2 - Vielfachzugriffsübertragungssystem im zeitmultiplex mit adaptiver entzerrung.

Info

Publication number: DE3885270T2
Application number: DE88902022T
Authority: DE
Inventors: David Borth
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1987-02-02
Filing date: 1988-01-25
Publication date: 1994-02-17
Anticipated expiration: 2008-01-26
Also published as: KR960008608B1; JPH07105751B2; HK18797A; EP0343189A1; KR890700980A; EP0343189B1; WO1988005981A1; JP2001257632A; JP3469206B2; DE3885270D1; EP0343189A4; JPH1028084A; JPH01503268A; JP3467165B2

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Zweiwege-Hochfrequenz(RF)-Nachrichtenverbindungen und ist insbesondere auch auf ein Verfahren zum Herabsetzen von Mehrwege-Interferenz-Verzerrung in einem Zeitmultiplex-Mehrfachzugriffs(TDMA)-Nachrichtenverbindungssystem gerichtet.
In jüngster Zeit besteht ein erhöhter Bedarf für Datenverbindungen und digitalkodierte Sprechverbindungen in Überland-Mobilfunkkanälen. Da das Rundfunk-Frequenzspektrum von vornherein begrenzt ist, müssen neue Systemkonzepte und Organisationsmerkmale entwickelt werden, um den erhöhten Bedarf für mobile tragbare Funkverbindungsdienste zu befriedigen.
Dementsprechend besteht ein erneuertes Interesse an der Erforschung und Entwicklung einer Vielzahl von Schmalband-Amplitudenmodulations-(AM)- und Frequenzmodulations-(FM)-Nachrichtenverbindungssystemen. Eine Verringerung des Kanalabstandes auf 12,5 kHz wurde erreicht durch die Verwendung von Einseitenband-(SSB)-AM-Verbindungssvstemen, siehe z.B. Eastmond u.a., US-PS 4 541 118. Darüberhinaus ist eine Verringerung der belegten Bandbreite auf weniger als 6,25 kHz möglich mit Sprachkodierungs-Verfahren mit linear vorhersagbarer Kodierung (linear predictive coding LPC) für mobile VHF-FM-Landfunkgeräte, siehe z.B. Carney und Linder "A Digital Mobile Radio for 5-6 kHz Channels", IEEE International Conference on Communications, Philadelphia, PA, 13.-17. Juni 1982.
Es werden auch geographische Sammelkanal-Wiederverwendungs- Verfahren und Mehrfachzugriff-Schemata benutzt, um die Wirksamkeit der Spektralausnutzung zu verbessern. Beispielsweise sind Gruppierungsverfahren, die die automatische gemeinsame Benutzung eines Blocks von Nachrichtenverbindungs-Kanälen durch eine grobe Anzahl von Usern beinhalten, in der Fernsprechindustrie bekannt und in 800 MHz-FM-Funksvstemen extensiv in Einsatz gekommen, siehe z.B. US-PS 4 012 597 (Lynk, jr. u.a.). Darüberhinaus wurden Zellen-Funkfernsprechsysteme entwickelt, um Funkkanäle in einem bestimmten geographischen Gebiet mehrfach zu verwenden durch Aufteilen des gesamten überdeckungsbereichs in aneinander angrenzende kleinere überdeckungsbereiche (Zellen) unter Benutzung von Kleinleistungssendern und -Empfängern innerhalb der Zelle, siehe z.B. US-PS 3 906 166 (Cooper u.a.). Gruppenbildungs- und Zellensysteme sind zwei Beispiele für Frequenzmultiplexsvsteme (frequency-division multiple access = FDMA).
Zeitmultiplex (time-division multiple access = TDMA) ist ein zusätzliches Verfahren, eine wirksamere Ausnützung des Spektrums zu erzielen. TDMA wurde in Verbindungsstellen-Mikrowellen-Fernsprechverbindungen und bei Satelliten-Funkverkehrsystemen einige Zeit benutzt. Anders als bei den mobilen Hochkapazitäts-Funkfernsprech-FDMA-Systemen, bei denen einer große Anzahl von Usern unterschiedliche Frequenz-HF-Kanäle zugeordnet sind, ist in dem TDMA-System jedem User ein unterschiedliches Zeitfenster am gleichen Frequenzkanal zugeordnet.
Eine digitales FDMA-Svstem bietet eine zwei- bis dreimal bessere Ausnützung des Spektrums als Analog-FM und kann auch zusätzliche Sprachsicherheit und Datenverbindungsdienste bieten, die mit den gegenwärtigen Analogsystemen koexistieren können. Trotzdem zeigen FDMA-Systeme verschiedene praktische Begrenzungen, wie erhöhte Ausrüstungskosten, engere Spezifikations-Toleranzen, erhöhtes Auftreten von Intermodulations-Interferenz und komplizierte Kanalsteuerung. Siehe z.B. K.Kinoshita u.a. "Digital Mobile Radio Telephone System Using TD/FDMA Scheme", IEEE Transaction on Vehicular Technology, Bd. VT-31, S. 153-7, November 1982.
Andererseits erfreuen sich TDMA-Systeme gewisser Vorteile gegenüber FDMA-Verfahren. Als Erstes werden Sendungen mit variabler Datenrate bei TDMA-Systemen einnfach durch Verwendung von mehrfachen benachbarten Zeitfenstern zugelassen. Zweitens lassen TDMA-Grundstationsender die Verwendung eines gemeinsamen Leistungsverstärkers zu, ohne die bei FDMA-Systemen vorhandene Intermodulations-Verzerrung zu erhöhen. Weiter können die Größe und die Kosten von mobilen und tragbaren TDMA-Sendeempfängern durch die Verwendung von Signalbearbeitungsgeräten mit geringerer Geschwindigkeit reduziert werden, da Empfangs- und Sendeimpulse im gleichen HF-Kanal zu unterschiedlichen Zeitpunkten auftreten.
Um spektrale Wirksamkeiten zu erzielen, die mit den bei FDMA-Systemen erreichbaren vergleichbar sind, müssen TDMA-Systeme die erforderlichen Zeitfenster-Trennungen über viele Kanäle, d.h. zumindest fünf Kanäle durchschnittlich halten. Für Sprache vernünftiger Qualität, d.h. Datenraten größer als 9,6 kbps (Kilobits pro Sekunde) muß die Rohinformations- Datenrate von TDMA-Svstemen mindestens 50 kbps betragen. Läßt man einen Datenraten-Expansionssfaktor von 2 zu, um Kanalfehlerkorrektur-Kodierverfahren aufzunehmen, ist eine Datenrate von mindestens 100 kbps für einen einzigen TDMA- Kanal erforderlich.
Dabei begrenzt Mehrwege-Interferenz jedoch ernsthaft die maximal zulässige Datenrate für einen mobilen Landfunk-HF- Kanal. Mehrwege-Interferenz wird normalerweise in Hinblick auf zwei Wirkungen beschrieben - Rayleigh-Schwund (fading) und Zwischensymbol-Interferenz. Rayleigh-Schwund betrifft die relativen HF-Phasen des über verschiedene Sendewege empfangenen Signals. Da das gesamte Empfangssignal eine Vektorsumme der einzelnen erhaltenen Mehrwegesignale ist, zeigt die Signalstärke große Variationen in Abhängigkeit von der Frequenz, den Echoamplituden und den relativen Fahrzeuggeschwindigkeiten. Zwischensymbol-Interferenz wird nur auf die Zeitverzögerungs-Differenzen zwischen den vom TDMA-Empfänger gesehenen Fortpflanzungswegen bezogen. Intersymbol-Interferenz setzt eine Grenze für die maximale Datenrate, mit der digitale Information gesendet werden kann, da der TDMA-Empfänger gleichzeitig mit verschiedenen einander überdeckenden Informationselementen versorgt werden kann, die zu einer Verschmierung der Verständlichkeit führen kann.
Bei beweglichen Landfunkverbindungen ändert sich die Kanalverzögerungs-Verteilung (d.h. der geometrische Durchschnittswert der Zeitverteilung der empfangenen Energie eines gesendeten Impulses) von 200 ns für stadtnahe Orte bis zu 5 us für städtische Bezirke. Eine Abschätzung der bei Zwischensymbol-Interferenz zulässigen Senderate ergibt dann:
Maximale Senderate = 0,2/Verzögerungsverteilung (siehe W.C.Y.Lee, Mobile Communications Engineering, New York: McGraw-Hill, 1982, S. 45). Damit liegt die maximal zulässige Datenrate für einen Kanal für den beweglichen Landfunk, ohne bedeutsame Zwischensymbol-Interferenzverschlechterung anzutreffen, im Bereich von 80 kbps bis 1 Megabit pro Sekunde (Mbps). Dieses Ergebnis begrenzt die Anzahl von 20 kbps-Zeitfenstern auf nur maximal vier. Damit können bei einem beweglichen Landfunksystem die bedeutsamen Vorteile der TDMA gegenüber FDMA in der Praxis niemals erreicht werden.
Es besteht deswegen ein Bedarf, Verfahren und Mittel zu schaffen, die das ubertragen von Daten über Kanäle des beweglichen Landfunks mit Sendrate zulassen, die über denen liegen, die normalerweise durch die Mehrwege-Charakteristiken des HF-Kanals zulässig sind.

Zusammenfassung der Erfindung

Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird eine Entzerrer- Schaltung geschaffen zur Herabsetzung der Mehrwege-Interferenzverzerrung bei einer Zeitmultiplex(TDMA)-Nachrichtenempfangsstation, die ausgelegt ist, ein gesendetes TDMA-Signal mit einer ersten User-Botschaft zu empfangen, die mit mindestens einer anderen Uer-Botschaft zeitmultiplexiert ist, wobei die erste User-Botschaft mindestens einen vorbestimmten Synchronisierungswort-Abschnitt besitzt, der mit mindestens einem Datenwort-Abschnitt verschachtelt ist, und die Entzerrer-Schaltung umfaßt: Mittel zum Demultiplexieren der ersten User-Botschaft von der mindestens einen anderen User- Botschaft des durch die Empfangsstation empfangenen TDMA-Signals, wodurch ein TDMA-Steuersignal erzeugt wird; Mittel zum Speichern der ersten User-Botschaft des durch die Empfangsstation empfangenen TDMA-Signals in Reaktion auf das TDMA-Steuersignal; und Mittel zum Entzerren der Zeitverzögerungs-Verteilungs-Charakteristiken des mindestens einen Datenwortabschnitts des durch die empfangende Station empfangenen TDMA-Signals, das durch die Mitel zum Speichern in Reaktion auf das TDMA-Steuersignal gespeichert ist, wenn mindestens ein erster der mindestens einen vorbestimmten Synchronisierungswort-Abschnitte der ersten User-Botschaft empfangen ist.
Die Schaltung kann benutzt werden, um ein verbessertes TDMA- Nachrichtenverbindungssvstem mit reduzierter Mehrwege-Interferenzverzerrung zu schaffen.
Verschiedene Mehrwege-Charakteristiken verschiedener User können bei einem TDMA-Svstem angepaßt werden.
Die Erfindung ergibt so das Mittel zum Ausgleich für die Mehrwege-Charakteristiken eines Kanals, ohne die Signalbearbeitungs-Kapazitäten eines mobilen Empfängers zu überschreiten.
Bei der bevorzugten Ausführung setzt ein TDMA-Sender das bekannte Synchronisierungswort in jedes User-Zeitfenster ein, um eine Messung der Zeitverzögerungs-Verteilungs-Charakteristiken des HF-Kanals zu ermöglichen, ohne Kanalveränderungen in dem Intervall in Betracht ziehen zu müssen. Dieses Kanalmeßverfahren erlaubt adaptive Entzerrung bei sich mit gemäßigten Geschwindigkeiten bewegenden Fahrzeugen. Das vorliegende Schema paßt sich auch mehreren Usern an, die unterschiedliche Mehrwegekanal-Charakteristiken erfahren, wie es sich bei einem mobilen TDMA-System ergeben kann. Weiter können zusätzliche Synchronisierungsworte oder Synchronisierungs-"Aktualisierungs"-Worte in das Userdatenwort selbst eingesetzt werden, um einen noch höheren Datendurchsatz bei bestehenden TDMA-Systemen zu erreichen. Noch weiter kann die erhaltene Datennachricht so gespeichert werden, daß der adaptive Entzerrervorgang in Nichtrealzeit (d.h. während der Zeitfenster anderer User) ausgeführt kann, wodurch die Benutzung von langsamerer und kostengünstigerer Signalbearbeitung bei jedem bestimmten Empfänger zugelassen ist.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Die Merkmale der vorliegenden Erfindung, die für neuartig angesehen werden, werden insbesondere in den angefügten Ansprüchen dargelegt. Die Erfindung kann mit weiteren Zielen und Vorteilen derselben am besten mit Bezug auf die nachfolgende Beschreibung verstanden werden, wenn sie im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen genommen wird, wobei in den verschiedenen Figuren derselben mit gleichen Bezugszeichen gleichartige Elemente identifiziert werden und in welchen:
Fig. 1 ein allgemeines Blockschaltbild einer TDMA- Sendestation zur Verwendung mit der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 2 ein allgemeines Blockschaltbild einer mobilen oder tragbaren TDMA-Empfangsstation ist, die das erfindungsgemäße adaptive Entzerrer-Verfahren vorstellt;
Fig. 3a ein Zeitschaubild ist, das die Rahmen- und Fenster-Zeitbeziehungen des ausgesendeten TDM-Signals darstellt;
Fig. 3b ein Zeitschaubild ist, daß das Synchronisierungswort/Datenwort-Format nach dem TDMA-Svstem der bevorzugten Ausführung darstellt;
Fig. 3c ein Zeitdiagramm ist, das ein gleichartiges Sync/Daten-Format mit zusätzlichen Synchronisierungs-Aktualisierungsworten im Userdatenfeld darstellt; und
Fig. 4a und 4b ein detailliertes Blockschaltbild der TDMA-Empfangsstation nach Fig. 2 zeigen.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführung

In seiner einfachsten Form umfaßt das erfindungsgemäße Zeitmultiplex-System (TDMA-System) der vorliegenden Erfindung eine Sendestation, die Botschaften von mindestens zwei Usern zeitmultiplexieren kann, und eine oder mehrere Empfangsstation(en), die fähig ist/sind, mindestens eine der zeitmultiplexierten Botschaften zu empfangen. Hier wird eine mobile Einheit definiert als ein Funk-Sendeempfänger, wie er typischerweise in Fahrzeugen mitgeführt wird; eine tragbare Einheit, wie sie typischerweise durch eine Person mitgeführt wird; und eine Grundstations-Einheit, die typischerweise eine permanente oder halbpermanente Installation an einem festen Ort ist. Mobile und tragbare Einheiten werden nachfolgend kollektiv als Ferneinheiten bezeichnet. Obwohl die vorliegende Erfindung zur Verwendung bei einem digitalen mobilen Zellen-funkfernsprechsystem bestimmt war, bei dem alle Stationen im Duplexbetrieb senden und empfangen, ist auch vorgesehen, dar Nurempfangs- oder Nursende-Einrichtungen einfach hinzugefügt werden können. Derartige Nurempfangsgeräte, die zum Betrieb bei dem vorliegenden TDMA-Nachrichtenverbindungssystem geeignet sind, umfassen, sind jedoch nicht begrenzt auf Datenanzeige-Anrufmelder, Ton-Anrufmelder oder Ton-und-Sprach-Anrufmelder. Für das Verständnis des Betriebs der vorliegenden Erfindung sind in den Figuren Nursende- und Nurempfangsgeräte dargestelt.
In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer TDMA-Sendestation 100 gezeigt. Digitalisierte Sprache oder Daten 112, 122, 132 werden von einer Anzahl von N Usern in Formatierblöcke 110, 120, 130 eingegeben, zusammen mit entsprechenden Entzerrer- Synchronisierungsworten 115, 125 bzw. 135. Die Formatierer 1 bis N dienen dazu, eine vorbestimmte Anzahl von Datenbits der Eingabe-Userdaten mit einem oder mehreren zugehörigen Entzerrer-Synchronisierungswort(en) jedes Users zu verschachteln. Bei der bevorzugten Ausführung ist die Funktion der Formatierer 110, 120 und 130 in Software in einem Mikroprozessor ausgeführt. Ein repräsentativer Syncwort/Datenwort- Verschachtelungs-Mechanismus, der als Formatierer 110, 120, 130 benutzt werden kann, kann gefunden werden in dem Aufsatz von J.E. Vander Mey und G.D. Fornev, jr., "Application of LSI Microprocessors in Data Network Hardware," Proc. ICC '76, Band 3, Seiten 48.16-19, 14.-16. Juni 1976. Der Inhalt des Synchronisierungsworts wird weiter in Fig. 3b beschrieben. Sobald die Daten jedes Users zeitlich mit dem zugehörigen Synchronisierungswort verschachtelt sind, gibt jeder Formatierer die Kombination als eine User-Botschaft über Leitungen 117, 127 bzw. 137 an die TDMA-Steuerung 140 aus.
Die TDMA-Steuerung 140 führt die Funktion der Zeitmultiplexierung jeder User-Botschaft mit den anderen User-Botschaften aus, um ein TDMA-Signal zu bilden. Zusätzlich fügt die TDMA-Steuerung 140 ein TDMA-Synci1-N-Signal 142 zu jedem der N Zeitfenster hinzu. Das Ausgangssignal der TDMA-Steuerung bei 145 ist ein TDMA-Signal, das aus N User-Botschaften besteht, wie später in Fig. 3a beschrieben wird. Wiederum wird bei der bevorzugten Ausführung die Zeitmultiplexier-Funktion in Software ausgeführt. Alternativ können auch verschiedene Hardware-Darstellungen, z.B. auch ein zeitgesteuerter Schalter eingesetzt werden. Beispielsweise ist eine alternative Zeitmultiplexier-Ausführung beschrieben in dem Datenblatt der Zeitfenster-Zuordner-IC-Schaltung Motorola MC14416.
Das TDMA-Signal wird dann an den Sender 150 zur HF-Aussendung über Leitung 155 zur Antenne 160 angelegt. Der Sender 150 kann jeder geeignete Sender sein, der mit dem gewählten Systemformat kompatibel ist. Ein mobiler Sender, der mit der vorliegenden Erfindung benutzt werden kann ist beschrieben in dem Motorola Bedienungshandbuch 68P81070E40 mit dem Titel "Dyna T A C Cellular Mobile Telephone". Bei der bevorzugten Ausführung gibt der Sender 150 GMSK-modulierte Daten bei 900 MHz innerhalb eines Kanals von 300 kHz Bandbreite aus.
Fig. 2 stellt eine TDMA-Empfangsstation 200 dar. Das TDMA- Signal wird an der Antenne 210 empfangen und über Leitung 215 an den Empfänger 220 angelegt. Der Empfänger 220 empfängt und demoduliert den HF-Träger in einer mit der Systemausführung kompatiblen Weise. Beispielsweise kann ein repräsentativer tragbarer Funkempfänger gefunden werden in den Motorola Bedienungshandbuch 68P81071E55 mit dem Titel "Dyna T A C 8500XL Cellular Portable Telephone". Weiter ist ein detailliertes Blockschaltbild eines Phasenschieber-Empfängers in Fig. 4 beschrieben.
Das empfangene TDMA-Signal bei 225 wird dann an den Datenpuffer 230 wie auch an die TDMA-Steuerung 240 angelegt. Der Datenpuffer 230 dient dazu, mindestens einen Teil einer bestimmten User-Botschaft in Reaktion auf das Steuersignal 242 zur weiteren Bearbeitung zu einem späteren Zeitpunkt zu speichern, was die Verwendung einer Signalbearbeitung mit geringerer Geschwindigkeit ermöglicht. Wie vollständiger in Fig. 3 beschrieben wird, wird normalerweise nur ein (oder werden verschiedene von mehreren) Zeitfenster(n) von einer bestimmten Empfangsstation empfangen. Wenn deshalb der adaptive Entzerrervorgang mit Nichtrealzeit ausgeführt wird, d.h. während der Zeit, die auf das Zeitfenster eines bestimmten Users folgt, können Signalbearbeitungsgeräte mit einer niedrigeren Datenrate bei einer bestimmten Empfangsstatiaon eingesetzt werden. Der Datenpuffer 230 kann mit irgendeinem entsprechenden Datenspeichergerät ausgeführt werden, wie einem Schieberegister oder einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM). Wenn dieser "Nichtrealzeit-Bearbeitungs-"Aspekt der vorliegenden Erfindung nicht erwünscht ist, kann der Datenpuffer 230 weggelassen werden, so daß das empfangene TDM- Signal 225 dann direkt zu dem Entzerrer 250 durchgeleitet wird.
Die TDMA-Steuerung 240 dient dazu, das empfangene TDMA- Signal 225 zu demultiplexieren, um ein vorbestimmtes User- Zeitfenster (oder verschiedene von mehreren Zeitfenstern) aus den empfangenen Zeitfenstern auszuwählen, und dient also zum Auswählen einer bestimmten User-Botschaft aus anderen User-Botschaften. Nach Empfang eines gültigen TDMA-Sync1-N- Wortes in dem empfangenen Signal, das dem an Leitung 246 verfügbaren TDMA-SyncA-Signal des bestimmten Users entspricht, gibt die TDMA-Steuerung 240 ein Erfassungstaktsignal an Leitung 242 wie auch ein Datentaktsignal an Leitung 244 aus. Der Erfassungstakt 242 dient dazu, mindestens das Syncwort und Userdatenwort-Abschnitte des empfangenen TDMA-Signals während des angemessenen Zeitfensters in den Datenpuffer 230 einzutakten. Der Datentakt 244 dient dazu, Daten aus dem Puffer 230 durch den Entzerrer 250 auszutakten und aus der Empfangsstation als UserA-Daten bei 255. Es wird auf Fig. 4 verwiesen für weitere Details dieser Taktsignale.
Der Entzerrer 250 führt eine Zeitverzögerungs-Verteilungsentzerrung der gespeicherten User-Botschaft bei 235 aus (oder alternativ des empfangenen TDMA-Signals 225) und gibt bestimmte Userdatenworte bei 255 aus ohne die Organisations- Syncworte. Vor der Entzerrung der User-Datenbotschaft wird der Entzerrer-Syncwort-Abschnitt (z.B. 332 aus Fig. 3a) benutzt, um den Entzerrer zu adaptieren, die Mehrwege-Charakteristiken des Kanals auszugleichen. Der Entzerrer benutzt TDMA-Steuersignale 242 und 244, um genau zu bestimmen, wann die Entzerrer-Adaptionsfunktion und der Entzerrervorgang selbst auszuführen sind. Der Entzerrer ist nur während des Zeitraums adaptiv, in dem die TDMA-Steuerung 240 die Anwesenheit des gewünschten Entzerrer-Synchronisierungsworts erfaßt, oder während des entsprechenden Zeitraums, wenn der Datenpuffer durch den Entzerrer gelesen wird.
So gleicht der Entzerrer 250 die Störungen in dem empfangenen Signal infolge der Zwischensymbol-Interferenz und/oder des Rayleigh-Schwundes aus durch Vollführen einer kontinuierlichen, detaillierten Messung der Vielwege-Charakteristiken unter Benutzung der von dem Entzerrer-Syncwort erhaltenen Information, und entzerrt das empfangene Signal entsprechend diesen Charakteristiken. Der Entzerrer kann vom Lineartyp sein, z.B. ein Laufzeit- oder Transversalfilter oder vom Nichtlineartyp, z.B. ein Entscheidungs-Rückkoppel-Entzerrer. Ein repräsentativer Transversalfilter-Entzerrer wird in dem Artikel "A Communication Technique for Multipath Channels" von R. Price und P.E. Green, jr. beschrieben, erschienen in Proc. I.R.E., Bd. 46, Seiten 555-70, März 1958. Ein repräsenativer Entscheidungs-Rückkoppel-Entzerrer wird beschrieben durch D.D. Falconer in dem Aufsatz mit dem Titel "Application of Passband Decision Feedback Equalization in Two-Dimensional Data Communication Systems", IEEE Transactions on Communications, Bd. COM-24, Seiten 1159-66, Oktober 1976. Noch weiter ist ein detailliertes Blockschaltbild der Entzerrer- Schaltung der vorliegenden Erfindung in Fig. 4b beschrieben.
Nach der Fig. 3a wird das TDMA-Signalformat an einem einzelnen HF-Kanal so dargestellt, wie es an der Sende-(Grund-)Stationsantenne 160 gesehen würde. Ein durch die Grundstation empfangenes TDMA-Signal erscheint in gleicher Weise, mit der Ausnahme, dar eine Schutzzeit (336 in Fig. 3B) wahrscheinlich nicht Verwendung fände, und ein Fenster-Synchronisierungswort (331 in Fig. 3B) nicht vorhanden wäre. Bei N Usern bilden N Zeitfenster eine einzige Rahmenzeit. Das wird in Fig. 3 als einzelne User-Zeitfenster 311, 312, ... 313 für User&sub1; , User&sub2; , ... bzw. UserN gezeigt. Der gesamte TDMA- Rahmen wiederholt nach dem N-ten User, wie durch Zeitfenster 321, 322 und 323 gezeigt. Für einen HF-Kanal mit einer Datenrate von 300 kbps und bei einem System mit zehn Usern beträgt eine repräsentative Rahmenzeit 8 bis 20 Millisekunden (ms) und eine typische Fensterzeit wäre dann 0,8 - 2,0 ms.
Fig. 3B stellt das bei der bevorzugten Ausführung verwendete Synchronisierungs/Daten-Format dar. Die in Fig. 3B dargestellten sechs Informationsfelder stellen ein einziges User- Zeitfenster wie ein Zeitfenster 312 in Fig. 3A dar. Jedes der sechs Felder ist nachstehend beschrieben:
1. Fenster-Synchronisierungsfeld 331 -- identifiziert die User-Fensternummer für den entfernten Empfänger. Dieses Feld stellt sicher, daß jeder entfernte User in den vorher zugeordneten Zeitfenstern empfängt (und sendet). Beispielsweise kann User&sub2; eine (binäre) Fenster-Synczahl von 0010 besitzen. Ein Feld von 4 - 16 Bit kann in einem System mit 10 User-Fenstern pro Rahmen benutzt werden.
2. Entzerrer-Synchronisierungsfeld 332 -- wird benutzt, den adaptiven Entzerrer in der Empfangsstation zu richten. Dieses Feld enthält ein Synchronisierungswort mit hohen Selbstkorrelations- und niedrigen Querkorrelations-Eigenschaften. Ein Abbild dieses Entzerrer-Syncwortes ist in der jeweiligen Empfangsstation gespeichert, so dar eine Korrelation zu dem empfangenen Entzerrer-Syncwort eine Korrelationsspitze erzeugt. Das läßt die Messung der Mehrwege-Charakteristiken des Kanals zu. Das Entzerrer-Syncfeld enthält bei der bevorzugten Ausführung typischerweise ein 32Bit-Syncwort.
3. Bit-Synchronisationsfeld 333 -- wird benutzt, Bitoder Takt-Synchronisierung im Empfänger einzurichten. Typischerweise wird ein Punktmuster z.B. 101010 ... benutzt. Eine phasenstarre Schleife in der Takt- Rückgewinnschaltung der Empfangsstation hängt sich an dieses Bitmuster zur Erzeugung eines Bittaktsignals. Typischerweise hat das Bit-Synchronisierungsfeld eine Länge von 10 Bit.
4. Rahmen-Synchronisierungsfeld 334 -- richtet den Beginn der User-Daten in dem jeweiligen Zeitfenster ein. Wiederum wird ein Synchronisierungswort mit guten Selbstkorrelations/Querkorrelations-Eigenschaften benutzt, um mit einem bekannten im Empfänger gespeicherten Rahmen-Syncwort zu korrelieren. Manchmal das Einzigwort (unique word UW) in TDMA-Terminologie genannt, kann das Rahmen-Syncfeld bei der vorliegenden Erfindung mit dem Entzerrer-Syncfeld kombiniert werden. Allgemein wird ein 6Bit-Rahmen-Svncwort benutzt.
5. User-Datenfeld 335 -- enthält die User-Daten oder die digitalisierte Sprache, Steuerinformation, Fehlerkorrektur-Information usw. Typischerweise enthält dieses Feld 100 - 300 Datenbits bei einem 300 kbps-System mit 10 User-Zeitfenstern pro Rahmen.
6. Schutz-Zeitfeld 336 -- verhindert Sendekollisionen zwischen zwei Fern-Usern mit benachbarten Zeitfenstern. Dieses Feld ist leer, d.h. enthält keine Daten an annähernd 48 Bitstellen bei einem innerhalb eines Radius von 15 Meilen benutzten 300 kbps- System.
Die Schutzzeit lädt sich verändernde Fortpflanzungsverzögerungen zwischen der Sendestelle und dem entfernten Empfänger zu. Da die Basistelle alle Fensterzeitgabe und -Steuerung für das System einrichtet (d.h. als Haupttakt für alle User dient) müssen die entfernten User zuerst Zeitfenster-Grenzen bestimmen durch Aufnehmen der Basisstellen-Sendungen vor dem Senden. In anderen Worten, der Beginn eines empfangenen Zeitfensters wird durch die mobile Einheit benutzt, zu bestimmen, wann dem ihr zugeordneten Zeitfenster zu senden begonnen wird. Da jedoch unterschiedliche mobile User sich nicht an der gleichen Stelle befinden, können sie Sendungen zu verschiedenen Zeitpunkten bezüglich der Basisstellen-Zeitfenster-Referenz einleiten. Diese Differenz der Sendeeinleitung ist direkt proportional der Einwege-Fortpflanzungs-Verzögerungs-Zeitdifferenz zwischen den mobilen Stellen und der Basisstelle. Weiter werden an der Basisstelle die beiden mobilen User wieder zu unterschiedlichen Zeiten, bezogen auf die Basisstellen-Sendezeitfenster-Referenz, empfangen. Die Differenz des Zeitfensterempfangs an der Basisstelle ist nun proportional zu der Zweiwege-Fortpflanzungs-Verzögerungs-Zeitdifferenz zwischen den beiden mobilen Stellen. Unter gewissen Umständen können die empfangenen mobilen Sendungen infolge der unterschiedlichen Fortpflanzungs-Verzögerungen zeitlich an der Basisstelle kollidieren. So verhindert das Einsetzen einer Schutzzeit zwischen den User-Fenstern derartige Kollisionen nach Empfang an der Basisstelle. Man bemerke, daß Schutzzeiten nur für Basisstellen-Sendungen erforderlich sind. Zur weiteren Diskussion der Schutzzeit-Erfordernisse siehe den vorher erwähnten Aufsatz von Kinoshita u.a.
Damit ist die Schutzzeit 336 so ausgelegt, daß sie Kollisionen zwischen benachbarten User-Zeitfenstern verhindert, die von verschiedenen Orten gesendet werden. Zur Verdeutlichung kann ein typisches Funksystem einen maximalen Grund/Fern-Abstand von 15 Meilen festlegen, wodurch eine Schutzzeit von:
2 x 15 mi/C = 0,16 ms
erforderlich ist, wobei C die Lichtgeschwindigkeit in Meilen/s (1,86 x 10&sup5; Meilen/s) ist. Das kann man in 48 Bitplätze bei einer Datenrate von 300 kbps übersetzen. Es ist jedoch zu bemerken, daß die Schutzzeit 336 zwar in Fig. 3b so dargestellt ist, daß sie am Ende jedes Zeitfensters auftritt, identisches Verhalten jedoch auch erreicht werden kann, wenn die Schutzzeit an den Anfang jedes Zeitfensters verschoben wird.
Das Entzerrer-Synchronisierungsfeld 332 erlaubt den Betrieb des TDMA-Systems in einer Umgebung mit unerwünschten Verzögerungs-Verteilungseffekten. Die Mehrwege-Charakteristiken des Kanals können so angenommen werden, dar sie während eines sehr kurzen Zeitraums von z.B. 0,5 ms relativ konstant sind. Mit Benutzung dieser Annahme kann der HF-Kanal periodisch durch das Entzerrer-Synchronisationswort "zurechtgedrückt" werden, und dann wird es benutzt, um den adaptiven Entzerrer dazu zu bringen, die Mehrwege-Effekte auszugleichen. Da die Geschwindigkeit der entfernten Einheit den Bereich bestimmt, über dem der HF-Kanal als relativ konstant angenommen werden kann, kann die folgende Beziehung zwischen Datenrate, User- Datenfeldlänge, Fahrzeuggeschwindigkeit und Betriebsfrequenz aufgestellt werden:
Datenfeldlänge (Bit) = Kanaldatenrate (bps) x [A (Grad)/360] x [C (mph)/F (Hz)] x [1/V (mph)],
wobei A der maximale durch den mobilen User zu tolerierende Phasenversatz, C die Lichtgeschwindigkeit (6,696 x 10&sup8; Meilen/h), F die Sendefrequenz und V die Geschwindigkeit des sendenden Fahrzeugs (in Meilen/h) ist.
Beispielsweise darf das User-Datenfeld bei einem Kanal mit einer Datenrate von 300 kbps, einer Betriebsfrequenz von 900 MHz, einer Fahrzeuggeschwindigkeit von 60 mph und einer maximalen Phasentoleranz von 10º nicht mehr als 103 Bit Länge haben. Bei vielen TDMA-Systemen kann diese maximale User-Datenfeldlänge zu kurz sein, d.h. das Verhältnis zwischen der Länge des User-Datenfelds 335 und der anderen fünf Felder 331, 332, 333, 334 und 336 ist zu klein. Ein kürzeres Datenfeld besagt, daß ein höherer Anteil von Synchronisierungs- Verwaltungsdaten erforderlich ist, um eine bestimmte Datenmenge zu übertragen. Beipsielsweise ist bei einer Kanaldatenrate von 300 kbps und N = 10 Usern, einer User-Datenfeldlänge von 103 Bit und einer Verwaltungsmenge von 100 Bit die maximale User-Datenrate auf 15,2 kbps beschränkt. Dieser hohe Verwaltungsbedarf ist unerwünscht bei einem TDMA-System mit hoher Kapazität, da sie die Anzahl von Usern des Systems begrenzt. Damit müssen andere Verfahren untersucht werden, um den Kanal ohne beträchtliches Absenken der Datenrate zu entzerren.
Ein bekanntes Verfahren zum Aufrechterhalten von Entzerrung für Sendekanäle mit relativ konstanten Charakteristiken ist beschrieben durch S. Qureshi, "Adaptive Equalization", IEEE Communications Magazine, Bd. 20, Nr. 2, Seiten 9-16, März 1982. Dieser Aufsatz beschreibt das Entscheidungsgerichtete Entzerrer-Verfahren, bei dem die empfangenen Daten benutzt werden, um den Entzerrer während des Empfangs des Datenfeldes einzurichten. Das Verfahren ist etwas wirksam bei der Aufrechterhaltung von Entzerrung bei Kanälen mit relativ stabilen Mehrpfad-Charakteristiken. Das Verfahren versagt jedoch, wenn der HF-Kanal einen Schattenschwund und/oder hohe Rauschzustände zeigt, weil das durch den Empfänger wiedergewonnene Signal 235 rein zufällig ist und so die Entscheidungsgerichtete Verfahrensweise nutzlos wird. Sowohl rasches Schwinden (fading) und schwerwiegende Rauschbedingungen sind bei mobilen Landfunkkanälen beide zu erwarten.
Die vorliegende Erfindung schafft eine wirksame Lösung für das Problem der Kanal-Entzerrung unter Änderung von Mehrwege-Zuständen. Dieser Aspekt der vorliegenden Erfindung wird in Fig. 3C dargestellt, die ein gleichartiges Sync/Daten- Format zeigt, wie in Fig. 3B dargestellt. Fig. 3C ist identisch mit Fig. 3B mit der Ausnahme, dar ein abgewandeltes Entzerrer-Synchronisationsschema benutzt wird.
Statt die gesamte Verwaltungssequenz zu wiederholen, welche das Entzerrer-Syncwort 332 enthält, wurde nun ein Entzerrer- Synchronisations-Aktualisierungsfeld 342 zwischen den User-Datenfeldern 341 und 343 hinzugefügt. Wie der Name andeutet, ergibt die Entzerrer-Sync-Aktualisierung eine "Wiedereinübung" des adapativen Entzerrers in der Weise, daß irgendwelche Anderungen in den Mehrweg-Charakteristiken des Kanals während der Übertragung des User-Datenwortes in der richtigen Weise beachtet werden. Eine Verwendung des Entzerrer-Sync-Aktualisierungsfeldes erlaubt die Übertragung von längeren User-Datenfeldern, ohne daß eine Neuaussendung des Fenster-Syncfeldes 331, des Bit-Syncfeldes 333, des Rahmen-Syncfeldes 334 oder des Schutzzeit-Feldes 336 nötig wird. Es sollte bemerkt werden, daß mehr als ein Synchronisierungs-Aktualisierungswort 343 mit den User-Daten verschachtelt werden kann, um den Entzerrer während eines Datenfeldes mit einer bestimmten Länge neu einzurichten oder alternativ ein längeres User-Datenfeld zu schaffen. Der Betrieb des Sync-Aktualisierungsfeldes 342 ist grundsätzlich der gleiche wie der des Entzerrer-Syncfeldes 340. Da jedoch der adaptive Entzerrer erst kurz vorher durch das Entzerrer- Syncwort 340 angeleitet wurde, kann das Entzerrer-Sync-Aktualisierungsfeld 342 eine geringere Länge besitzen, d.h. in der Größenordnung von 8 - 16 Bit.
Unter Benutzung des gleichen Beispiels einer 300 kbps Kanaldatenrate, 900 MHz Betriebsfrequenz, Fahrzeuggeschwindigkeit von 60 mph und maximaler Phasentoleranz von 10º erlaubt ein 16Bit-Synchronisations-Aktualisierungsfeld eine Vielzahl von User-Datenfeldern mit jeweils einer Länge von 103 Bit beim gleichen Verwaltungsaufwand. Wenn M = 5 Sync-Aktualisierungsworte von 16 Bit benutzt werden, kann eine User-Datenbotschaft mit einer Gesamtlänge von (M + 1) 103 = 618 Bit für jedes User-Zeitfenster übertragen werden. Wenn weiter die Verwaltungsfelder 331 - 334 und 336 (wie vorstehend dargestellt) insgesamt 100 Bit einnehmen, enthält jedes User-Zeitfenster 680 + 100 + 90 = 808 Bit. Bei einem System, das 10 User-Zeitfenster und eine Kanaldatenrate von 300 kbps benutzt, beträgt die User-Datenrate nun 22,9 kbps. Damit ergibt bei einer konstanten Kanalrate von 300 kbps und 10 User-Zeitfenstern die Verwendung von zusätzlichen Entzerrer- Syncworten innerhalb eines Zeitfensters ein Anwachsen der User-Datenraten (oder des Durchsatzes) von 15,2 kbps auf 22,9 kbps.
Im Gegensatz zu den vorstehenden Beispielen, bei denen adaptive Entzerrung benutzt wurde, wird nun ein Beispiel eines TDMA-Systems ohne adaptive Entzerrung betrachtet. Nach der vorher angegebenen Gleichung ist bei einer Verzögerungsverteilung von 5 ms die maximale Datenrate über den Kanal auf 40 kbps beschränkt. Bei einem System mit 10 Usern unter Benutzung der Fensterstruktur nach Fig. 3B ohne Entzerrer-Sync ist die maximale User-Datenrate auf weniger als 4 kbps beschränkt.
Es kann nun gesehen werden, daß durch die Verwendung von adaptiver Entzerrung sowohl die maximal zulässige Kanaldatenrate als auch die Datendurchsatzrate bedeutsam verbessert wurden bei HF-Kanälen, die sich ändernde Mehrwege-Charakteristiken erfahren. Weiter kann auch erkannt werden, dar eine weitere Zunahme von Durchsatz-Datenraten durch die Verwendung eines Sync-Aktualisierungsfeldes erzielt werden kann.
Fig. 4A und 4B zeigen die TDMA-Empfangsstation der Fig. 2 mit mehr Einzelheiten. Die Empfangsstation 400 führt die folgenden Funktionen aus: Empfangen des TDMA-Signals, Korrelieren des empfangenen TDMA-Signals mit den vordefinierten, im Speicher gespeicherten TDMA-Synchronisierungsworten und dadurch Demultiplexieren einer bestimmten User-Botschaft von den anderen und Entzerren der Mehrwege-Charakteristiken des Datenwort-Abschnitts des erhaltenen TDMA-Signals in Reaktion auf von dieser Korrelation abgeleiteten Steuerinformation. Wenn weiter die User-Botschaft eines bestimmten Zeitfensters in den Speicher eingespeichert wird, kann der adaptive Entzerrvorgang während nachfolgender Zeitfenster ausgeführt werden. Diese "Nichtrealzeit-Entzerrungs"-Technik ergibt einen bedeutsamen Vorteil für ein TDMA-System, da sie den Bedarf von Hochgeschwindigkeits-Signalbearbeitungs-Kapazitäten bei jedem TDMA-Empfänger vermeidet.
Insbesondere wurde in dem vorher betrachteten Beispiel gezeigt,, bei dem 10 Zeitfenster in einem TDMA-System mit 300 kbps Kanaldatenrate und einem einzigen Entzerrer-Syncwort benutzt wurden, dar die maximale User-Datenrate bei 900 mHz Betriebsfrequenz, einer Fahrzeuggeschwindigkeit von 60 mph und einer maximalen Phasentoleranz von 10º 15,2 kbps betrug. Ohne Benutzung eines Datenpuffers müßte das empfangene Signal mit der Kanalrate von 300 kbps bearbeitet werden, jedoch kann durch Benutzen eines Datenpuffers ein einziges Zeitfenster mit der beträchtlich niedrigeren Rate von 15,2 kbps bearbeitet werden.
Bei der Fig. 4A wird das übertragene TDMA-Signal mit einer Antenne 402 empfangen und über Leitung 404 an ein Bandpaßfilter 406 angelegt. Das Bandpaßfilter schafft einige Frontenden-Selektivität, um auf dem Fachgebiet bekannte Bildfrequenz-Probleme zu verhindern. Das bei 408 austretende HF- Signal wird im Mischer 410 mit dem von 412 kommenden Signal vom Überlagerungs-Oszillator 414 gemischt. In der Praxis sollte der Überlagerungs-Oszillator 414 über ein automatisches Frequenzsteuer(AFC)-Signal mit dem empfangenen HF- Signal frequenzverriegelt sein.
Das sich ergebende Zwischenfrequenz(ZF)-Signal bei 416 wird an den ZF-Block 418 angelegt, um die erwünschten Abschnitte des empfangenen Signals zu verstärken und die unerwünschten Nachbar-Frequenzsignale zurückzuweisen. Man bemerke, dar der ZF-Block 418 eine automatische Verstärkungs-Steuerung (AGC) benutzt, so daß die nachfolgenden Signalpegel mit den später eingesetzten Geräten kompatibel sind, d.h. so, daß die an Leitungen 426 und 446 vorhandenen Signalpegel in den Dynamikbereich der A/D-Wandler 428 und 448 fallen.
Das Ausgangssignal des ZF-Blocks 418 wird dann an den Mischer 420 und 440 angelegt, um das ZF-Signal bei 419 in einer Phasenverschiebungsweise in Grundband zu verwandeln. Die Phasenverschiebungs-Mischung ist notwendig, um sowohl die phasenrichtigen (I-) als auch die um 90º phasenverschobenen (Q-) Komponenten des komplexen aufgenommenen Signals zu erhalten. Um Phasenverschiebungs-Mischung zu erzielen wird das ZF-Signal mit einem Cosinus-Signal cos (ωt + θ) bei der ZF-Frequenz fZF gemischt, um das phasenrichtige (I) Quadratursignal bei 422 abzuleiten und mit einem Sinus-Signal sin (ωt + θ) bei der ZF-Frequenz fZF gemischt, um das Quadratur-Phasen(Q)-Signal bei 442 zu erzeugen.
Tiefpaßfilter 424 und 444 dienen zwei Funktionen. Erstens entfernen die Tiefpaßfilter die Doppel-ZF-Komponente (2x fZF) im Ausgangssignal der Mischer 420 und 440. Zum zweiten wirken die Tiefpaßfilter als Anti-Alias-Filter für die richtige Analog/Digital-Wandlung. Die gefilterten I- und Q-Signale bei 426 und 446 werden dann Analog/Digital-Wandlern 428 bzw. 448 zugeführt. Die Abtastrate für die Analog/Digital-Wandler wird bestimmt durch die Systemzeitgabe-Steuerung 470 der Fig. 4B, und ist dargestellt als das Bittaktsignal. Die Abtastrate ist ein Mehrfaches (typischerweise das 1- bis 8-fache) der Baud-Rate des Kanals.
Die digitalen Ausgangssignale der Analog/Digital-Wandler bei 430 bzw. 450 werden angelegt an den phasengleichen (I) Zeitfensterkorrelator 432 bzw. an den 90º (Q) Korrelator 452, wie auch an ihre jeweiligen Signalpuffer. Der I-Korrelator 432 führt eine Korrelationsfunktion zwischen allen aufgenommenen Bits des Eingangssignals und einem vorher eingeladenen Synchronisierungswort (I-Syncwort) aus, das dem phasenrichtigen Zeitfenster-Syncwort 331 der Fig. 3B für das jeweilige Zeitfenster entspricht. Der TDMA-Syncwort-Speicher 500 enthält das vorbestimmte phasenrichtige (I) Zeitfenster-Syncwort und das um 90º phasenverschobene (Q) Syncwort für den betreffenden User. In der Praxis kann ein Digitalkorrelator wie der von der Firma Inmos Corporation erhältlicher kaskadierbarer Signalprozessor IMS A100 verwendet werden, um die Korrelationsfunktion auszuführen.
Das Ausgangssignal 434 des I-Korrelators 432 ist ein digitaler Bitstrom, der die Korrelation 5(n) Abtastung um Abtastung der ankommenden Daten R(k) mit der gespeicherten Synchronisierungswort-Kopie Ii (k) bei 430 für das Zeitfenster (i) durchführt. Die Korrelationsbeziehung ist gegeben durch:
wobei M die Länge (in Bit) des Zeitfenster-Identifikators ist. Die Korrelationsfunktion 5(n) zeigt eine Spitze, wenn das I-Syncwort für das i-te Zeitfenster in den empfangenen Abtastdaten enthalten ist. In gleicher Weise führt der Q-Korrelator 452 eine Korrelationsfunktion zwischen den vorher eingespeicherten phasenverschobenen Q-Syncwort für das i-te Zeitfenster aus dem Speicher 500 und das abgetastete phasenverschobenen Q-Eingangssignal 450 aus.
Die Korrelations-Ausgangssignale 434 und 454 werden jeweils an Quadrierblöcke 436 bzw. 456 angelegt. Die Quadrierblock- Ausgangssignale bei 438 bzw. 458 stellen die quadrierten Werte der jeweiligen getrennten I- und Q-Korrelationsvorgänge dar. Diese Quadrierblock-Ausgangssignale werden dann an einen Summierblock 460 angelegt. Die I- und Q-Korrelationssignale werden miteinander summiert zur Bildung eines Quadrat- Hüllkurven-Signals, das die Summe der Quadrate des Korrelationssignals darstellt. Die Quadrat-Hüllkurve des Korrelationssignals macht eine explizite Bestimmung der Phasenzweideutigkeit unnötig. So stellt, ohne irgendeine Zweideutigkeit aufzulösen, ein Signal mit grober Amplitude an Leitung 462 einen möglichen Startort für ein bestimmtes Zeitfenster dar.
Das Ausgangssignal 462 des Surnmierblocks 460 wird dann zum Zeitfensterdetektor 464 geleitet, in dem das summierte Korrelationssignal mit einem vorbestimmten Schwellwert verglichen wird. Dieser Schwellwert stellt den minimalen zulässigen Korrelationswert dar, der ein erfaßtes Zeitfenster repräsentieren kann. Wenn das summierte Ausgangssignal größer als der Schwellwert ist, wird ein Zeitfenster-Erfassungssignal bei 468 erzeugt und an eine Systemzeitgabe-Steuerung 470 angelegt. Ein repräsentatives Gerät, das als Detektor 464 funktionieren kann, ist ein Komparator wie ein 8Bit-Größenkomparator-IC Motorola MC74L5684.
Die Zeitgabesteuerung 470 funktioniert als phasenstarre Schleife (PLL) unter Benutzung einer stabilen Zeitgabereferenz zur Bestätigung des Zeitfenster-Erfassungssignals. Da Rauschen falsche Zeitfenster-Erfassungssignale erzeugen kann, öffnet die System-Zeitgabesteuerung ein Fenster nur zu vorgewählten Zeitpunkten, um so irrige Erfassungssignale zurückzuweisen, die nicht einen gegenseitigen Abstand von einer Rahmenzeit haben. Deshalb wird ein bestätigtes Erfassungssignal von der Zeitgabesteuerung bei 472 ausgegeben. Die Zeitgabesteuerung 470 erzeugt auch ein Bittaktsignal, das mit der gesendeten Bitrate des Kanals phasenverriegelt ist; wie auch ein Datentaktsignal zum Austakten von Daten aus dem Signalpuffer mit einer geringeren Rate, die eine Funktion der User-Anzahl N ist. Das bestätigte i-te Zeitfenster-Erfassungssignal bei 472 wird dann zusammen mit dem Bittakt-Ausgangsignal an das UND-Glied 474 angelegt. Ein UNDen dieser beiden Signale dient dazu ein Freigabe-Taktsignal zu erzeugen, das benutzt wird, um Daten während des i-ten Zeitfensters in den Signalpuffer einzutakten. Das kombinierte Zeitfenster-Erfassungs/Bittakt-Signal bei 476 wird dann zu den I- und den Q-Signalpuffern 480 bzw. 490 geleitet.
Drei grundsätzliche Entzerrer-Betriebsweisen der TDMA-Empfangsstation werden betrachtet. Um mehrere Zeitfenster pro Rahmen zu empfangen, ist es notwendig, dar die Hardware mit der vollen Kanaldatenrate, d.h. mit 300 kbps betrieben wird. Dieser erste Entzerrerbetrieb wird typischerweise bei dem Grundstationempfänger benutzt, um gleichzeitig alle User- Zeitfenster in einem TDMA-Rahmen zu empfangen. Bei dieser Betriebsart werden nicht allgemein Datenpuffer verwendet, da die Signalbearbeitung normalerweise in Realzeit ausgeführt wird. Es wird jedoch in Betracht gezogen, dar ein Basisort- TDMA-Empfänger die vorhandene Datenpuffertechnik benutzen kann, wenn sie mit Systemanforderungen kompatibel ist. Beispielsweise kann die Technik benutzt werden mit Mehrfach-Digitalsignal-Prozessoren, von denen jeder zur Bearbeitung eines Zeitfensters pro Rahmen benutzt wird.
Wenn andererseits das System es jedem User nur erlaubt, ein Zeitfenster jedes TDMA-Rahmens zu empfangen, werden die Datenpuffer vorteilhafterweise verwendet, um das ankommende TDMA-Signal zu speichern, so dar die adaptive Entzerrungs-Signalbearbeitung in Nichtrealzeit stattfinden kann. Dieses Systemformat ist typisch für einen Empfänger einer entfernten TDMA-Station, bei der der i-te User nur seine persönliche Botschaft empfängt. Das Speichern der empfangenen User-Botschaft erlaubt es, die Signalbearbeitungs-Aufgaben der Entzerrer-Ausrichtung und/oder der Entzerrung auf alle N User- Zeitfenster im TDMA-Rahmen zu verteilen. Es ist deshalb nicht weiter nötig, dar die Empfangsstation-Hardware mit der vollen Kanaldatenrate betrieben wird.
Zwei zusätzliche Entzerrungs-Betriebsarten sind möglich unter Benutzung der Datenpuffertechnik nach der vorliegenden Erfindung: sowohl Adaptierung als auch Entzerrung in Nichtrealzeit; und Nur-Entzerrung in Nichtrealzeit.
Bei der in Fig. 4 gezeigten Ausführung werden sowohl die Adaptierungs- wie die Entzerrungsschritte während aufeinanderfolgender Zeitfenster ausgeführt. Dementsprechend werden die I- und Q-Digital-Ausgangssignale 430 bzw. 450 von den A/D-Wandlern in entsprechende Datenpuffer unter Bneutzung des kombinierten Erfassungs/Bit-Taktsignals bei 476 eingetaktet. Signalpuffer 480 und 490 funktionieren als Doppelanschluß-Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM), welche gleichzeitiges Auslesen und Einschreiben von Daten an zwei unterschiedlichen RAM-Plätzen erlauben. Ein Beispiel eines solchen RAM ist der IDT7130S CMOS-Dual-Port-RAM, der von Integrated Device Technology, Inc. hergestellt wird. Die Verwendung eines solchen Puffers erlaubt das Schreiben (Eingeben) der empfangenen Zeitfenster-TDMA-Daten mit der aktuellen Kanaldatenrate während gleichzeitigen Auslesens (Ausgebens) der empfangenen Zeitfenster-Daten mit der Datentaktrate, die typischerweise niedriger liegt. Die Signalpuffer speichern zumindest den Datenanteil und Entzerrer-Synchronisierungsanteil der ankommenden User-Botschaft während der Zeit, in der das Erfassungssignal 476 aktiv ist. So können beide Funktionen der Adaptierung (Entzerrer-Einrichtung) und aktuellen Entzerrung in Nichtrealzeit-Entzerrung während nachfolgender User-Zeitfenster ausgeführt werden. Das Ausführen beider Funktionen in Nichtrealzeit erlaubt eine weitere Reduzierung der erforderlichen Bearbeitungsrate.
Bei einem anderen TDMA-System kann es sich als wünschenswert erweisen, nur die Entzerrerfunktion in Nichtrealzeit auszuführen. Nur Entzerrung in Nichtrealzeit erfordert, daß das I- und das Q-Signal 430 bzw. 450 sowohl zu den Eingängen des Transversalfilters 502 als auch zu den Datenpuffern 480 und 490 geleitet wird, wie in Fig. 4B gezeigt. In diesem Fall speichern Signalpuffer 480 und 490 den empfangenen Datenanteil der ankommenden User-Botschaft für die Nichtrealzeit- Entzerrung, während die Entzerrer-Einrichtfunktion auf Empfang des erhaltenen TDMA-Signals in Realzeit durchgeführt wird.
Der hier beschriebene TDMA-Empfänger benutzt einen Grundband-Synchronentscheidungs-Rückkoppelentzerrer (decision feedback equalizer DFE). Diese Art von Kanalentzerrung ist erfolgreich bei Hochfrequenz-Kanälen benutzt worden, die schwere Amplitudenverzerrung und Mehrwege-Schwund (fading) erfahren haben. Bei einem DFE ergeben im Band auftretende Spektralnullen keine Rauschverstärkung durch den Entzerrer im Gegensatz zu der Linearentzerrungs-(Transversalfilter)- Technik. Ein DFE mit T-beabstandeten Abgriffen kann auch so ausgeführt werden, daß er fraktional beabstandete Abgriffe besitzt, bei denen Mehrfachabtastungen pro Bitzeit beim Entzerrungsvorgang benutzt werden. Jedoch erfordert dieses letztere Schema eine Erhöhung der Berechnungsrate, die direkt proportional zur Anzahl von Abtastungen pro Bit ist.
Der DFE besteht grundsätzlich aus zwei Teilen: Einem Vorwärts-Linear-Transversalfilter 502 und einem Rückkoppel- Linear-Transversalfilter 550. Wie nachstehend beschrieben, versucht das Vorwärtsfilter den von der Zwischensymbol-Interferenz (intersymbol interference 151) stammenden mittleren Quadratfehler zu minimalisieren, während das Rückkopplungsfilter versucht, die von vorher erfaßten Symbolen stammende 151 zu entfernen. (Es wird auch den vorher zitierten Aufsatz von Qureshi, Seite 13 für weiteres Verständnis von MSE und 151 verwiesen.) Als eine Alternative kann der Entzerrer einen Nullerzwingungs-Algorithmus benutzen, um die adaptiven Koeffizienten anzupassen. Diese letztere Verfahrensweise bietet eine raschere Adaptierung der Filterkoeffizienten auf Kosten eines höheren MSE (infolge Rauschens) bei niedrigen Signal/Rausch-Verhältnissen. Ein Beispiel eines Komplexgrundband-DFE, der einen Nullerzwingungs-Algorithmus benutzt, ist in dem Aufsatz von C.F. Weaver und D.P. Taylor "The Implementation of Adaptive Decision Feddback Equalization of Multipath Distortion in Microwave Radio", IEEE Global Communication Conference, Seiten 48.2.1-2.5, Dezember 1984, beschrieben.
Die Entscheidungs-Rückmeldungs-Entzerrerstruktur wird mindestens einmal bei jedem Zeitfenster während des Empfangs des Entzerrer-Synchronisierungswortes adaptiert, um die Effekte des zeitveränderlichen Mehrwege-Profils auszugleichen. Die Adaptierung besteht aus einer Minimalisierung der MSE-Differenzen zwischen dem empfangenen Synchronisierungswort und einer Kopie des gesendeten Synchronisierungswortes, die im Empfänger gespeichert ist. Zwei grundsätzliche Verfahrensweisen können ausgeführt werden, um die DFE-Filterabgriffe so einzustellen, dar der MSE minimalisiert wird. Das erste Verfahren, die Matrix- (oder Blockbetriebsart-) Verfahrensweise ist in dem Aufsatz beschrieben mit dem Titel "Theory of Minimum Mean-Square-Error QAM Systems Employing Decision Feedback Equalization", Bell System Technical Journal, Bd. 52, Nr. 10, Seiten 1821-49, Dezember 1973 von D.D. Falconer und G.H. Foschini. Jedoch ist die Matrix-Verfahrensweise beträchtlich komplexer als die bei der bevorzugten Ausführung benutzte Verfahrensweise. Diese zweite Verfahrensweise, das Verfahren der kleinsten mittleren Quadrate (least mean square LMS), wird nachfolgend mit Bezug auf Fig. 4B beschrieben.
Die Funktion des Vorwärts-Transversalfilters 502 kann beschrieben werden durch die Gleichung:
wobei Q(n) das komplexe Ausgangssignal des Filters bei 506 ist, X die Anzahl von Filterkoeffizienten des Filters 502, W(k) der k-te komplexe Filterkoeffizient und R(n) das komplexe Eingangssignal 485 und 495, von den Signalpuffern abnehmbar. Das Vorwärts-Transversalfilter 502 ist aktualisiert unter Benutzung der LMS-Aktualisierungstechnik über die Gleichung:
Wk(n+1) = Wk(n) - ßE*(n)R(n), k &epsi; [1,x],
wobei ß der Adaptions-Koeffizient des Vorwärts-Transversalfilters 502 und E(n) das Fehlersignal 504 ist.
Der Multiplikationsblock 510 dient als eine Phasenrotation, die durch die Gleichung beschrieben ist:
Z(n) = e-jθ(n)Q(n),
wobei Z(n) das komplexe phasengedrehte Signal bei 515 ist, gedreht durch die Phase θ- bei 508. Die Phase 508 wird aktualisiert durch die Gleichung:
wobei θ(n) der Phasenrotations-Faktor und α die Phasenadaptierungs-Konstante ist.
Der Summierungsblock 520 führt die Funktion des Abziehens des Rückkoppelsignals 555 von dem Vorwärts-(phasengedrehten)-Signal bei 515 aus. Die Funktion des Rückkoppel-Transversalfilters 550 kann beschrieben werden durch die Gleichung:
wobei D(n) das Rückkoppelsignal 555, Y die Anzahl von Filterkoeffizienten des Filters 550, A(n) das Ausgangssignal 545 des Quantisierers ist und B(k) die komplexen Rückkoppel-Filterkoeffizienten sind, die aktualisiert werden durch die Gleichung:
Bk(n+l) = Bk(n) - γE*(n)A(n), k &epsi; [1,Y],
wobei γ der Rückkoppel-Transversalfilter-Adaptionskoeffizient ist.
Das Ausgangssignal 525 des Summierungsnetzes 520 ist das entzerrte komplexe Signal C(n), das an den Quantisiererblock 540 und das Summierungsnetz 530 angelegt wird. Block 540 dient dazu, die komplexen Datenwerte in binäre Werte zu quantisieren, die für digitale Bits 0 oder 1 für jeden der I- und Q-Kanäle repräsentativ sind. Das Summierungsnetzwerk 530 wird benutzt, um E(n) abzuleiten, das komplexe bei 504 erhaltbare Fehlersignal, durch die Gleichung:
E(n) = C(n) - F(n),
wobei C(n) das entzerrte komplexe Signal 525 und F(n) die komplexe Darstellung der Inphasen- und der um 90º phasenverschobenen Synchronisierungsworte ist, die vom Entzerrer-Syncwort-Speicher 570 erhaltbar sind.
Die entzerrten und quantisierten komplexen Daten bei 545 werden dann zur 2:1-Multiplexierung an den Multiplexer 540 angelegt und als ein Ausgangsdatenwort bei 565 ausgegeben.
Die 2zul-Multiplexierung ist notwendig für das 90º-Korrelierungs/Entzerrungs-Schema, das in der bevorzugten Ausführung benutzt wird. Der Multiplexer 560 benutzt das von der Zeitgabesteuerung 470 verfügbare Datentaktsignal für diese Aufgabe. In der vorstehend beschriebenen alternativen Ausführung, bei der keine Signalpuffer 480 und 490 benutzt werden, kann ein wahlweiser Datenpuffer zu dem Datenausgang bei 565 hinzugefügt werden, um die Datenraten-Anderungsfunktion auszuführen.
Zurückblickend wurden ein Verfahren und Einrichtungen gezeigt, um mobile Landfunk-HF-Datenverbindungen bei übertragungsraten zuzulassen, die über denen liegen, welche normalerweise durch die Mehrwege-Charakteristiken des Kanals zugelassen werden. Nach der vorliegenden Erfindung formatiert die Sendestation des TDMA-Nachrichtenverbindungs-Systems die User-Daten in solcher Weise, daß die empfangende Station die Zeitverzögerungs-Verteilungs-Charakteristiken des Datenwortabschnitts der Botschaft jedesmal entzerren kann, wenn der Entzerrer-Syncwort-Abschnitt der Datenbotschaft bei jedem User-Zeitfenster empfangen wird. Nach einem anderen Aspekt der Erfindung wurde gezeigt, dar zusätzliche Entzerrer-Synchronisierungs-Aktualisierungsworte in das User-Datenwort selbst eingesetzt werden können, um einen noch höheren Datendurchsatz zu erreichen, so daß die empfangende Station die Datenbotschaft mehr als einmal pro User-Zeitfenster entzerrt. Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Datenpuffer benutzt, um den ersten User-Botschafts- Abschnitt des empfangenen TDMA-Signals so zu speichern, daß der adaptive Entzerrervorgang in Nichtrealzeit ausgeführt werden kann, d.h. der Zeit, die auf den tatsächlichen Empfang des User-Botschafts-Abschnitts des übermittelten TDMA- Signals folgt.
Zwar wurden nur bestimmte Ausführungen der Erfindung hier gezeigt und beschrieben, es ist jedoch offensichtlich, dar weitere Abwandlungen gemacht werden können, ohne von der Erfindung in ihren breiteren Aspekten abzuweichen. Beispielsweise kann in einem alternativen System ein analoges Korrelationsschema benutzt werden. In diesem Fall werden die I- und Q- Korrelatoren 432 bzw. 452 durch Analog-Korrelatoren ersetzt, welche beispielsweise Oberflächen-Akustikwellen- (Surface acoustic waves SAW-) Technologie benutzen, wie durch M.G. Unkauf in "Surface Wave Devices in Spread Spectrum Systems" beschrieben, im Buch Surface Wave Filters, herausgegeben von H. Matthews, New York, Wiley, 1977. Bei dem Analog-Korrelations-Schema werden gegeneinander um 90º phasenverschobene Signale I und Q bei 426 bzw. 446 ohne vorherigen Analog/Digital-Wandlung direkt an die Korrelatoren angelegt. In gleicher Weise werden die Elemente 436, 456, 460 und 464 in analoger Weise ausgeführt.

Claims

1. Entzerrer-Schaltung zur Herabsetzung der Mehrwege-Interferenz-Verzerrung bei einer Zeitmultiplex(TDMA)-Nachrichtenempfangsstation (200; 400), die ausgelegt ist, ein gesendetes TDMA-Signal mit einer ersten User-Botschaft zu empfangen, die mit mindestens einer anderen Uer-Botschaft zeitmultiplexiert ist, wobei die erste User-Botschaft mindestens einen vorbestimmten Synchronisierungswort-Abschnitt besitzt, der mit mindestens einem Datenwort-Abschnitt verschachtelt ist, und die Entzerrer-Schaltung umfaßt:

Demultiplexierungs-Mittel (240) für die erste User-Botschaft von der mindestens einen anderen User-Botschaft des durch die Empfangsstation empfangenen TDMA-Signals, wodurch ein TDMA-Steuersignal (240; 242) erzeugt wird;

Speichermittel (230; 480; 490) für die erste User-Botschaft des durch die Empfangsstation empfangenen TDMA-Signals in Reaktion auf das TDMA-Steuersignal (240); und

Mittel (250; 502, 504) zum Entzerren für die Zeitverzögerungs-Verteilungs-Charakteristiken des mindestens einen Datenwortabschnitts des durch die empfangende Station empfangenen TDMA-Signals, das durch die Speichermittel (230; 480, 490) in Reaktion auf das TDMA-Steuersignal (242) gespeichert ist, wenn mindestens ein erster der mindestens einen vorbestimmten Synchronisierungswort-Abschnitte der ersten User-Botschaft empfangen ist.

2. Entzerrer-Schaltung nach Anspruch 1, bei der das Mittel (250; 502, 504) Mittel zum Entzerren enthält, um die Zeitverzögerungs-Verteilungsparameter des Mittels zum Entzerren in Reaktion auf den Empfang jedes des mindestens einen vorbestimmten Synchronisierungswort-Abschnitts der ersten User-Botschaft zu adaptieren.

3. Entzerrer-Schaltung nach Anspruch 3, bei der das Mittel (250; 502, 504) zum Entzerren die Zeitverzögerungs-Verteilungs-Charakteristiken des mindestens einen Datenwort-Abschnitts der ersten durch das Mittel (223; 480, 490) zum Speichern gespeicherten User-Botschaft entzerrt, mindestens während der auf den Empfang des ersten User-Botschafts-Abschnitts des durch die empfangende Station (200; 400) empfangenen TDMA-Signals folgenden Zeit.

4. Entzerrer-Schaltung nach Anspruch 3, bei der das Mittel (250; 502, 504) zum Entzerren sowohl Adaptions- wie auch Entzerrer-Funktionen ausführt, mindestens während der auf den Empfang der ersten User-Botschaft durch die empfangende Station (200; 400) empfangenen TDMA-Signals folgenden Zeit.

5. Entzerrer-Schaltung nach Anspruch 1, bei der vorbestimmte Synchronisierungswort-Abschnitte des mindestens einen vorbestimmten Synchronisierungswort-Abschnitts nach dem ersten Synchronisierungswort-Abschnitt zusammengesetzt sind aus einer Wortabschnittslänge mit einer geringeren Anzahl von Bits als eine entsprechende Wortabschnittslänge des ersten vorbestimmten Synchronisierungswort-Abschnitts, wobei die nachfolgenden vorbestimmten Synchronisierungswort-Abschnitte als Synchronisierungs-Aktualisierungs-Wortabschnitte funktionieren.

6. Entzerrer-Schaltung nach Anspruch 5, bei der die Synchronisierungs-Aktualisierungs-Wortabschnitte Wortabschnittlängen von weniger als einer Hälfte der Wortabschnittlängen des vorbestimmten Synchronisierungswort-Abschnitts aufweisen.

7. Entzerrer-Schaltung nach Anspruch 1, die weiter umfaßt Mittel (500) zum Speichern mindestens eines vordefinierten Synchronisierungswort-Abschnitts.

8. Entzerrer-Schaltung nach Anspruch 7, bei der das Mittel zum Entzerren weiter umfaßt Mittel (432, 452) zum Korrelieren des mindestens einen vorbestimmten Synchronisierungswort-Abschnitts des durch die empfangende Station empfangenen TDMA-Signals mit dem mindestens einen durch das Mittel zum Speichern des mindestens einen vordefinierten Synchronisierungswort-Abschnitts gespeicherten vordefinierten Synchronisierungswort-Abschnitt.

9. Zeitmultiplexier-Nachrichtenverbindungs-Empfangsstation (200; 400), ausgelegt zum Empfang eines gesendeten TDMA- Signals mit einer ersten User-Botschaft, die mit mindestens einer anderen User-Botschaft zeitmultiplexiert ist, welche Station umfaßt eine Entzerrer-Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, die zum Entzerren der Zeitverzögerungs-Verteilungs-Charakteristiken des mindestens einen Datenwortabschnitts des durch die empfangende Station empfangenen TDMA-Signals eingerichtet ist.