DE3840948C2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- DE3840948C2 DE3840948C2 DE19883840948 DE3840948A DE3840948C2 DE 3840948 C2 DE3840948 C2 DE 3840948C2 DE 19883840948 DE19883840948 DE 19883840948 DE 3840948 A DE3840948 A DE 3840948A DE 3840948 C2 DE3840948 C2 DE 3840948C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- input
- inverters
- inverter
- connections
- circuit according
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
- H03K19/01721—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits by means of a pull-up or down element
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00346—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents
- H03K19/00361—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents in field effect transistor circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/20—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits characterised by logic function, e.g. AND, OR, NOR, NOT circuits
- H03K19/21—EXCLUSIVE-OR circuits, i.e. giving output if input signal exists at only one input; COINCIDENCE circuits, i.e. giving output only if all input signals are identical
- H03K19/215—EXCLUSIVE-OR circuits, i.e. giving output if input signal exists at only one input; COINCIDENCE circuits, i.e. giving output only if all input signals are identical using field-effect transistors
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Erzeugung
eines an einem Ausgangsanschluß eines Ausgangs-Inverters
anstehenden logischen Pegels, der eindeutig den an N
Eingangsanschlüssen anstehenden Eingangspegeln zugeordnet
ist, die an den Eingangsanschlüssen von N gleichartigen
Eingangs-Invertern anstehen.
Derartige Schaltungen, die allgemein auch als Logikschaltungen
bezeichnet werden, werden beispielsweise in Addierern,
Multiplizierern etc. eingesetzt.
Eine Schaltung, von der bei der Formulierung des Oberbegriffs
des Anspruchs 1 ausgegangen wird, ist aus Bild 2.11
des Lehrbuchs "Elemente der Schaltungsalgebra" von Ulrich
Weyh, Oldenburg Verlag, bekannt. Bei dieser Schaltung sind
die Ausgangsanschlüsse der Eingangs-Inverter mit den
Eingangsanschlüssen eines UND-Glieds verbunden. Damit hat
die bekannte Schaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs
1 den Nachteil, daß unterschiedliche Bausteine verwendet
werden.
Weitere Schaltungen zur Erzeugung eines an einem Ausgangsanschluß
anstehenden logischen Pegels sind beispielsweise
aus "Weste/Eshraghian, Principles of CMOS-VLSI-Design,
1985, S. 314", bekannt.
Zur Realisierung derartiger Schaltungen sind die unterschiedlichsten
Konzepte vorgeschlagen worden, von denen
jedes bestimmte Nachteile beispielsweise hinsichtlich
Geschwindigkeit, Herstellkosten und/oder Leistungsaufnahme
aufweist:
Bei der gegenwärtig immer stärkeren Verbreitungen findenden
CMOS-Technik werden logische Schaltungen, vor allem in
Form von statisch verlustlosen komplementären Anordnungen
realisiert. Ferner sind Schaltungen vorgeschlagen worden,
die mit Transmission-Gates, in Pseudo-nMOS-Logik oder in
dynamischer Technik arbeiten.
Jedes dieser Konzepte hat spezifische Nachteile:
So benötigen Logik-Schaltungen, die durch ihren komplementären
Aufbau keine statische Verlustleistung haben, eine
vergleichsweise große Chip-Fläche.
Dynamische Lösungen haben zwar den Vorteil der hohen
Integrationsfähigkeit, jedoch ist ihre Störsicherheit wesentlich
geringer als die anderer Lösungen.
Schaltungen mit Transmission-Gates weisen beispielsweise
keine zusätzliche Treiberfähigkeit auf, während Schaltungen
in Pseudo-nMOS-Logik eine hohe Verlustleistung haben.
Bipolare Schaltungen, deren Verwendung anstelle von MOS-
Schaltungen ebenfalls vorgeschlagen worden ist, haben die
Nachteile einer geringen Integrationsdichte und eines
hohen Leistungsverbrauchs.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung
zur Erzeugung eines an einem Ausgangsanschluß anstehenden
logischen Pegels gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1
derart weiterzubilden, daß sie bei hoher Integrationsdichte
störsicher und schnell arbeitet, ohne daß Bausteine
unterschiedlicher Charakteristik verwendet werden müßten.
Eine erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist mit ihren
Weiterbildungen in den Patentansprüchen angegeben.
Die Erfindung geht von dem Grundgedanken aus, daß die
Ströme aller gesteuerten Stromquellen in einem gemeinsamen
Knoten analog unter Berücksichtigung des "Vorzeichens"
aufsummiert werden.
Zur Realisierung dieses Grundgedankens weist die Schaltung
N gleichartige Eingangs-Inverter auf, von denen jeder aus
zwei komplementären gesteuerten Stromquellen mit gleicher
Steilheit besteht. An den Eingangsanschlüssen der Inverter
ist jeweils einer der Eingangspegel angelegt. Die Ausgangsanschlüsse
sämtlicher Inverter, d. h. sämtlicher Stromquellen,
sind in einem Verbindungsknoten verbunden, der mit
dem Eingangsanschluß des Ausgangs-Inverters verbunden ist,
an dessen Ausgangsanschluß das den logischen Pegel angebende
Signal ansteht.
Zur Zuordnung eines eindeutigen Ausgangspegels entsprechend
der realisierten logischen Funktion sind die logischen
Eingangspegel derart mit Gewichtsfaktoren g(i) (i=1
. . . m) gewichtet, daß für beliebige Kombinationen von logischen
Eingangspegeln E(i) gilt:
wobei /E(i) die Negation des Pegels E(i) bedeutet.
Die erfindungsgemäße Schaltung arbeitet damit sehr
schnell, da das logische Ausgangssignal bereits nach zwei
Inverter-Laufzeiten zur Verfügung steht. Bei bekannten
Logik-Schaltungen mit gleicher Funktion, wie sie beispielsweise
in der US-PS 45 92 007 beschrieben sind, steht
das Ausgangssignal im ungünstigsten Fall jedoch erst nach
der Laufzeit von drei Invertern und drei Datenselektoren
zur Verfügung.
Darüber hinaus erfordert die erfindungsgemäße Schaltung
eine im Vergleich mit bekannten Schaltungen geringere
Chip-Fläche, so daß ein kompakteres Layout möglich wird.
Ferner ist die Eingangsbelastung geringer; auch sind alle
Eingangsanschlüsse gleichberechtigt und damit gleich
schnell.
Der geringe statische Leistungsverbrauch, den die erfindungsgemäße
Schaltung verursacht, ist dabei insbesondere
bei sehr "schnellen Schaltungen" gegenüber dem dann auftretenden
dynamischen Leistungsverbrauch zu vernachlässigen.
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
angegeben.
Im Anspruch 2 ist eine besonders einfache Realisierung der
erfindungsgemäßen Schaltungen angegeben, bei der die komplementären
Stromquellen aus einem pMOS- bzw. einem nMOS-
Feldeffekttransistor bestehen, an deren Gate-Anschluß
jeweils ein Eingangspegel anliegt, und deren Source- und
Drain-Anschlüsse in Serie zwischen einer Versorgungsspannung
und dem Bezugspotential geschaltet sind, und deren
Verbindungspunkt mit dem Verbindungsknoten sämtlicher
Inverter verbunden ist.
Diese Ausbildung hat nicht nur den Vorteil des einfachen
Aufbaus aus wenigen Elementen, sondern auch den Vorteil,
daß sich durch eine entsprechende Wahl der W/L-Verhältnisse
(W: Kanalbreite, L: Kanallänge der einzelnen MOS-Transistoren)
leicht sowohl die Gleichheit der "Steilheiten"
der komplementären Stromquellen eines Inverters als auch
die gegebenenfalls erforderliche Gewichtung der verschiedenen
Eingangspegel erreichen lassen.
Insbesondere ist es gemäß Anspruch 3 bevorzugt, wenn das
W/L-Verhältnis des pMOS-Transistors ca. um den Faktor 2
größer ist als das W/L-Verhältnis des nMOS-Transistors, da
dann die Steilheiten der beiden Transistoren gleich sind.
Mit der erfindunggemäßen Schaltung lassen sich die verschiedensten
Logikschaltungen realisieren. Insbesondere
eignet sich die erfindungsgemäße Schaltung zur Bildung des
Übertrags bei Addierern in schnellen Rechenwerken.
Beispiele für derartige Schaltungen sind in den Ansprüchen
4 und 5 gekennzeichnet. Ausdrücklich wird jedoch an dieser
Stelle darauf hingewiesen, daß die Bildung des Übertrags
zwar eine bevorzugte Anwendung der erfindungsgemäßen
Schaltung ist, daß aber selbstverständlich die verschiedensten
Logikfunktionen verwirklicht werden können.
Der weitere Inverter, dessen Aufgabe unter anderem die
Regeneration des Pegels ist, kann gemäß Anspruch 6 gleich
wie die Eingangs-Inverter aufgebaut sein. Ferner ist es
auch möglich, den weiteren Inverter als anders dimensionierten
CMOS-Inverter, als Pegeldetektor oder Leseverstärker
oder als BICMOS-Inverter (Anspruch 7) aufzubauen.
Der Nachteil der bei der erfindungsgemäßen Schaltung vorhandenen
Verlustleistung kann durch Hinzufügen eines einzigen
Transistors pro Inverter als Schalter ausgeglichen
werden: Gemäß Anspruch 8 ist zwischen den Source-Anschlüssen
der nMOS-Transistoren aller Eingangsinverter und
Bezugspotential ein zusätzlicher nMOS-Transistor als Schalter
und/oder zwischen den Source-Anschlüssen der pMOS-
Transistoren aller Eingangsinverter und Bezugspotential
ein zusätzlicher pMOS-Transistor als Schalter eingesetzt.
Hierdurch erhält man eine dynamische Logikschaltung "ohne
statischen Leistungsverbrauch".
Durch die im Anspruch 9 gekennzeichnete Maßnahme, gemäß
der sämtliche Inverter auf einem Substrat integriert sind,
ist sichergestellt, daß die herstellungsbeeinflußten
Parameter sämtlicher Bauteile der Inverter, wie beispielsweise
Stromverstärkung (Steilheit) gleich sind.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben,
in der zeigt
Fig. 1a ein Prinzipschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltung,
Fig. 1b den Aufbau jedes Eingangsinverters,
Fig. 2a ein Ausführungsbeispiel für die in Fig. 1 dargestellte
Schaltung,
Fig. 2b eine Modifikation des in Fig. 2a dargestellten
Ausführungsbeispiels,
Fig. 2c ein Ersatzschaltbild des in Fig. 2a dargestellten
Ausführungsbeispiels für bestimmte Eingangspegel,
Fig. 2d ein Diagramm zur Erläuterung der Funktionsweise,
Fig. 3 eine dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 funktionell
entsprechende Schaltung gemäß dem Stand der
Technik und
Fig. 4 ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße
Schaltung.
In den folgenden Figuren sind gleiche Teile immer mit denselben
Bezugszeichen versehen, so daß gegebenenfalls auf
eine neuerliche Beschreibung bereits beschriebener Teile
verzichtet wird.
Fig. 1a zeigt ein Prinzipschaltbild der erfindungsgemäßen
Schaltung zur Erzeugung eines an einem Ausgangsanschluß
(OUT) anstehenden logischen Pegels, der eindeutig N Eingangspegeln
E(i), die jeweils den logischen Zustand 0 oder
1 angeben, zugeordnet ist. Die erfindungsgemäße Schaltung
weist N gleichartig aufgebaute (Eingangs-)Inverter
INV(1) . . . INV(N) auf. An dem Eingangsanschluß jedes Inverters
INV(i) liegt jeweils ein Pegel E(i) an. Die Ausgangsanschlüsse
der Inverter INV(1) sind in einem Knoten (P)
verbunden, der mit dem Eingangsanschluß eines gemeinsamen
Ausgangsinvertgers INV(N+1) verbunden ist, dessen Ausgangsanschluß
mit dem Ausgangsanschluß (OUT) der Schaltung
verbunden ist.
Fig. 1b zeigt den Aufbau eines jeden der Eingangsinverter.
Jeder Inverter besteht aus komplementären Schaltkreisen,
die beispielsweise pMOS- und nMOS-Transistoren sein können,
und die als durch den jeweiligen Eingangspegel E(i) gesteuerte
Stromquellen arbeiten.
Die Dimensionierung ist so vorzunehmen, daß für die Sättigungsströme
In sat = Ip sat = Io * g(i)
gilt.
Die Größen g(i) stellen Gewichtsfaktoren dar, und müssen
ganzzahlig und positiv sein. E(i) bezeichnet den logischen
Zustand (0 oder 1) des an dem jeweiligen Eingangsanschluß
i anstehenden Pegels, /E(i) bedeutet die Negation des
Pegels E(i).
Die in den Knoten P theoretisch hineinfließenden bzw. aus
ihm herausfließenden Summenströme Ip ges und In ges sind
dann gegeben durch:
Ip ges = Io * Σ /E(i) * g(i)
In ges = Io * Σ E(i) * g(i)
Das Potential im Knoten P läßt sich genau dann einem eindeutigen
logischen Zustand zuordnen, wenn bei keiner der
möglichen Eingangskombinationen die rechnerisch ermittelten
Ströme In ges und Ip ges gleich sind. Die Gewichtsfaktoren
müssen daher für ein gegebenes N so gewählt werden,
daß für beliebige Eingangszustände gilt:
Durch die Kirchhoffsche Knotenregel wird aber die Gleichheit
von zufließendem und abfließendem Strom in P erzwungen;
dies hat bei realen, nicht-idealen Stromquellen zur
Folge, daß sich der Arbeitspunkt und damit das Potential
in Richtung des zuvor rechnerisch größeren Stromes verschiebt.
Der Inverter am Ausgang hat die Aufgabe, neben
der Inversion den Pegel zu regenerieren.
Fig. 2a zeigt ein konkretes Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schaltung, das den Übertrag bei einem 1-
Bit-Volladdierer bildet. Hierzu sind 3 Eingangsinverter
INV(1) bis INV(3) vorgesehen, an deren Eingangsanschlüssen
die Pegel A, B und C anstehen. Jeder der Eingangsinverter
besteht aus einem pMOS-Transistor (Isolierschicht-Feldeffekt-
Transistor M1 . . . M3) und einem nMOS-Transistor (Isolierschicht-
Feldeffekt-Transistor M4 . . . M6), an deren Steueranschluß
jeweils der entsprechende Eingangspegel anliegt,
und deren Source- und Drain-Anschlüssen in Serie
zwischen einer Versorgungsspannung Vcc und dem Bezugspotential
geschaltet sind. Die Verbindungspunkte der Transistoren
Mi sind mit dem Verbindungsknoten P sämtlicher
Inverter INV(i) (i=1..3) verbunden.
Bei dem in Fig. 2a gezeigten Ausführungsbeispiel ist der
Ausgangsinverter INV(4) gleich wie die Eingangsinverter
INV(1..3) aufgebaut und weist ebenfalls zwei in Serie
zwischen die Versorgungsspannung Vcc und das Bezugspotential
geschaltete komplementäre pMOS- bzw. nMOS-Transistoren
M7 und M8 auf, deren Verbindungspunkt mit dem Ausgangsanschluß
Cout verbunden ist.
Die pMOS- und nMOS-Transistoren sind so ausgebildet, daß
ihre Steilheitskonstanten, d. h. ihre Stromverstärkung
gleich ist. Hierzu ist das W/L-Verhältnis (W: Kanalbreite,
L: Kanallänge) der pMOS-Transistoren ca. um den Faktor 2
größer als das W/L-Verhältnis der NMOS-Transistoren.
Fig. 2b zeigt eine Modifikation des in Fig. 2a gezeigten
Ausführungsbeispiels, die ebenfalls den Übertrag bei 1-
Bit-Volladdierer bildet. Im Gegensatz zu der in Fig. 2a
dargestellten Schaltung ist jedoch der Ausgangsinverter
INV(4) nicht gleichartig wie die Eingangsinverter INV(1)
bis INV(3) aufgebaut, sondern ist ein sog. BICMOS-Inverter,
der zusätzlich zu den "Eingangstransistoren" M7 und M8
zwei Feldeffekttransistoren M9 und M10 sowie zwei weitere
Transistoren Q1 und Q2 aufweist. Hinsichtlich des genauen
Aufbaus des an sich bekannten BICMOS-Inverters wird auf
Fig. 2b verwiesen.
Im folgenden soll die Funktionsweise der in Fig. 2a und 2b
dargestellten Schaltungen unter Bezugnahme auf Fig. 2c
näher erläutert werden.
Dabei wird zur Realisierung der Übertrags-Bildung bei 1-
Bit-Volladdierern von folgender Überlegung ausgegangen:
Alle Eingangskombinationen der logischen Zustände lassen
sich in zwei Gruppen aufteilen:
- a) An sämtlichen drei Eingangsanschlüssen liegen Signale
mit dem gleichen logischen Pegel an. Dabei entspricht im
folgenden der logische Pegel 1 (H-Pegel) einer Spannung
von 5 V und der logische Pegel 0 (L-Pegel) 0 V.
In diesem Falle wirken die drei Eingangsinvertger gleichsinnig, da parallel geschaltet; Cout hat den gleichen logischen Pegel, wie er an den Eingangsanschlüssen anliegt. - b) An den drei Eingngsanschlüssen liegen unterschiedliche Pegel an; im folgenden soll exemplarisch angenommen werden, daß die Pegel A und B gleich 1, C gleich 0 sind.
Fig. 2c zeigt ein Ersatzschaltbild, der in den Fig. 2a
dargestellten Eingangsinverter für den Fall, daß der Eingangspegel
A und B den logischen Zustand 1 und der Eingangpegel
C den logischen Zustand 0 hat, und die dann
abgeschalteten Transistoren "entfernt worden sind".
Der Sättigungsstrom des pMOS-Transistors M3 teilt sich je
zur Hälfte auf die nMOS-Transistoren M4 und M5 auf, die
dadurch vom Sättigungsbereich in den linearen Bereich
übergehen, so daß sich im Punkt P ein Potential von ca.
0,8 V-1 V einstellt. Dies ist in Fig. 2d erläutert, die
IDS/VDS-Kennlinien für pMOS- und nMOS-Transistoren zeigt.
Da dieser Wert deutlich unterhalb der Umschaltschwelle von
2,5 V des Ausgangsinverters INV(4) liegt, steht am
Ausgangsanschluß Cout der invertierte und volle CMOS-Pegel
von 5 V an.
Für alle anderen Kombinationen gilt aus Symmetriegründen
entsprechendes.
Das in Fig. 2 dargestellte Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schaltung realisiert damit die folgende
logische Funktion
Cout = AB+AC+BC
Cout ist logisch 1 genau dann, wenn mindestens zwei der
Eingangsvariablen logisch 1 sind; in den anderen Fällen
ist der Ausgangspegel Cout 0. Diese Funktion ist identisch
mit der Vorschrift für die Übertragsbildung bei 1-Bit-
Volladdierern.
Bei den in Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispielen sind die
W/L-Verhältnisse sind so dimensioniert, daß gilt:
IP sat = In sat
Hierbei ist W die Kanalbreite und L die Kanallänge des
jeweiligen Transistors.
Beispiele für Dimensionierungen sind:
pMOS: W/L = 30/3; nMOS: W/L = 15/3
oder
L = 3 µm, W = 6 µm (nMOS), W = 3 µm (nMOS)
oder
L = 3 µm, W = 6 µm (nMOS), W = 3 µm (nMOS)
Für die Funktionssicherheit der Schaltung von wesentlicher
Bedeutung ist zum einen die Existenz eines gleichartig
aufgebauten Ausgangs-Inverters bzw. eines gleichartig
aufgebauten komplementären Transistor-Paares am Eingang
des BICMOS-Inverters. Zum anderen ist die gemeinsame
Integration aller Bauelemente auf dem gleichen Chip in
enger Nachbarschaft und ähnlicher Geometrie von großer
Bedeutung. Dies gewährleistet, daß die Schaltung genügend
stabil gegenüber technologisch bedingten Parameterschwankungen
ist.
Fig. 3 zeigt zum Vergleich eine Schaltung zur Bildung des
Übertrags bei 1-Bit-Volladdierern gemäß dem Stand der
Technik, wie er beispielsweise in "Weste/Eshraghian, Principles
of CMOS-VLSI-Design, 1985, S. 314", beschrieben ist.
Fig. 3 ist zu entnehmen, daß bekannte Schaltungen wesentlich
mehr Bauelemente, nämlich 12 MOS-Transistoren M1 . . . M12
und damit vier mehr als die erfindungsgemäße Schaltung
erfordern. Dies bedingt, daß die bekannte Schaltung mehr
Chip-Fläche erfordert und eine größere Leistungsaufnahme
hat.
Fig. 4 zeigt als weiteres Ausführungsbeispiel für eine
erfindungsgemäße Schaltung eine Schaltung, die den Übertrag
bei einem 2-Bit-Addierer bildet. Diese Schaltung
weist insgesamt fünf Eingangs-Inverter auf, von denen zwei
den Gewichtsfaktor g=2 und drei den Gewichtsfaktor g=1
haben. Damit kann wiederum jedem Eingangszustand eindeutig
ein Ausgangspegel zugeordnet werden. Wie bei den in Fig. 2
gezeigten Schaltungen sind alle Eingangs-Inverter in einem
Knoten P verbunden, der wiederum mit dem Eingangsanschluß
eines Ausgangsinverters verbunden ist, an dessen Ausgangsanschluß
der logische Pegel ansteht. Im übrigen entspricht
der Aufbau dem der Schaltungen gemäß Fig. 2, so
daß auf eine detaillierte Beschreibung verzichtet und
statt dessen auf die Zeichnung verwiesen werden kann.
Vorstehend ist die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen
ohne Beschränkung des allgemeinen Erfindungsgedankens
beschrieben worden, innerhalb dessen selbstverständlich
die verschiedensten Modifikationen möglich sind:
Beispielsweise können anstelle der Übertragsbildung andere
logische Funktionen realisiert werden.
Claims (9)
1. Schaltung zur Erzeugung eines an einem Ausgangsanschluß
eines Ausgangs-Inverters anstehenden logischen
Pegels, der eindeutig den an N Eingangsanschlüssen anstehenden
Eingangspegeln zugeordnet ist, die an den Eingangsanschlüssen
von N gleichartigen Eingangs-Invertern
(INV(1) . . . INV(N)) anstehen,
dadurch gekennzeichnet, daß jeder Eingangs-Inverter
(INV(1) . . . INV(N)) aus zwei komplementären gesteuerten
Stromquellen mit gleicher Steilheit besteht, an deren
Eingangsanschlüssen jeweils einer der logischen Eingangspegel
(E(i), i=1, . . ., N) ansteht, und deren Ausgangsanschlüsse mit den
Ausgangsanschlüssen der anderen Stromquellen in einem
Verbindungsknoten (P) verbunden sind, der direkt mit dem
Eingangsanschluß des Ausgangs-Inverters (INV(N+1)) verbunden
ist, an dessen Ausgangsanschluß (Cout) das den logischen
Pegel angebende Signal ansteht, und
daß zur Zuordnung eines eindeutigen Ausgangspegels entsprechend
der realisierten logischen Funktion die logischen
Eingangspegel derart mit Gewichtsfaktoren g(i) (i=1
. . . m) gewichtet sind, daß für beliebige Kombinationen von
logischen Eingangspegeln E(i) gilt:
wobei /E(i) die Negation des Pegels E(i) bedeutet.
2. Schaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die komplementären Stromquellen
aus einem pMOS- bzw. einem nMOS-Feldeffekttransistor
(Mi, i=1, . . .) bestehen, an deren Gate-Anschluß jeweils ein Eingangspegel
anliegt, und deren Source- und Drain-Anschlüsse
in Serie zwischen einer Versorgungsspannung und dem
Bezugspotential geschaltet sind, und deren Verbindungspunkt
mit dem Verbindungsknoten sämtlicher Inverter verbunden
ist.
3. Schaltung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß das W/L-Verhältnis des pMOS-
Transistors ca. um den Faktor 2 größer ist als das W/L-
Verhältnis des nMOS-Transistors.
4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Schaltung zur Erzeugung
des Übertrags bei 1-Bit-Volladdierern N=3 und die
Gewichtsfaktoren gi gleich sind.
5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Schaltung zur Erzeugung
des Übertrags bei 2-Bit-Addierern N=5 und die
Gewichtsfaktoren von zwei Invertern doppelt so groß wie die
der anderen Inverter sind.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangs-Inverter und der
weitere Inverter gleich aufgebaut sind.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Inverter ein
BICMOS-Inverter ist.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7,
dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Source-Anschlüssen
der nMOS-Transistoren aller Einkgangsinverter und
Bezugspotential ein zusätzlicher nMOS-Transistor als Schalter
und/oder zwischen den Source-Anschlüssen der pMOS-
Transistoren aller Eingangsinverter und Bezugspotential
ein zusätzlicher pMOS-Transistor als Schalter eingesetzt
ist.
9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8,
dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche Inverter auf einem
Substrat integriert sind.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19883840948 DE3840948A1 (de) | 1988-12-05 | 1988-12-05 | Schaltung zur erzeugung eines an einem ausgangsanschluss anstehenden logischen pegels |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19883840948 DE3840948A1 (de) | 1988-12-05 | 1988-12-05 | Schaltung zur erzeugung eines an einem ausgangsanschluss anstehenden logischen pegels |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3840948A1 DE3840948A1 (de) | 1990-06-07 |
DE3840948C2 true DE3840948C2 (de) | 1991-05-02 |
Family
ID=6368491
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19883840948 Granted DE3840948A1 (de) | 1988-12-05 | 1988-12-05 | Schaltung zur erzeugung eines an einem ausgangsanschluss anstehenden logischen pegels |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3840948A1 (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2734675B1 (fr) * | 1995-05-24 | 1997-08-14 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuit logique combinatoire |
DE19521089C1 (de) * | 1995-06-09 | 1996-08-08 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur Realisierung von durch Schwellenwertgleichungen darstellbaren Logikelementen |
-
1988
- 1988-12-05 DE DE19883840948 patent/DE3840948A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3840948A1 (de) | 1990-06-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE19946154C2 (de) | Spannungsgesteuerter Niedervolt-Oszillator mit geringer Schwankungsbreite | |
DE3630160C2 (de) | ||
EP0504470B1 (de) | Pegelumsetzschaltung | |
DE2544974B2 (de) | Schaltkreis zur Realisierung logischer Funktionen | |
DE68912617T2 (de) | Spannungsseitige MOS-Treiberschaltung. | |
DE2111979A1 (de) | Feldeffekt-Halbleitereinrichtung | |
DE2252371A1 (de) | Schwellwert-verknuepfungsglied | |
DE2510604C2 (de) | Integrierte Digitalschaltung | |
DE69117594T2 (de) | Stromschaltende logische Schaltung | |
DE2514462C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines Spannungspegels | |
DE69218746T2 (de) | Einschalt-Rücksetzschaltung | |
EP0633662B1 (de) | Schaltungsanordnung für einen Ringoszillator | |
DE3237778A1 (de) | Dynamisches schieberegister | |
DE2241267B2 (de) | Rückstellbarer binärer Flip-Flop aus Halbleiterbauelementen | |
DE2925331C2 (de) | Integrierte Schaltung mit mehrfach benutzbaren Anschlüssen | |
DE69628803T2 (de) | PECL Puffer | |
DE2417994A1 (de) | Kompensationseinrichtung fuer elektronische schaltungen | |
DE3840948C2 (de) | ||
EP1723723B1 (de) | Logik-grundzelle, logik-grundzellen-anordnung und logik-vorrichtung | |
DE69131532T2 (de) | Schaltung zum Ansteuern einer schwebenden Schaltung mit einem digitalen Signal | |
DE19836577C1 (de) | Leistungsschaltkreis mit verminderter Störstrahlung | |
DE3739872C2 (de) | ||
DE3734631C2 (de) | Differenzverstärker unter Verwendung von MOS-Transistoren einer Einkanal-Polarität | |
DE1803175A1 (de) | Flip-Flop | |
EP0081208A2 (de) | Statische Speicherzelle |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |