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Die Erfindung bezieht sich auf Fernseh-Ablenksysteme,
z. B. auf Systeme, die so ausgebildet sind, daß die Halbbild-Rate
von wiedergegebenen Bildern zur Verminderung der Sichtbarkeit von
Flimmern erhöht wird.
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Die Schwelle für die Wahrnehmung von Halbbild-Flimmern
in einem Fernsehanzeigesystem ist eine Funktion der
Flimmerfrequenz und der Helligkeit der Anzeige. Im Laufe der Jahre ist die
Helligkeit der Anzeigen auf einen Punkt erhöht worden, bei dem
Flimmern selbst in Systemen mit verhältnismäßig hoher Halbbild-
Rate (z. B. dem NTSC-System mit 60 Hz) bemerkbar ist und deutlich
in Systemen mit niedrigerer Halbbild-Rate (z. B. dem PAL-System
mit 50 Hz) zu beanstanden ist. Eine Lösung dieses Problems
besteht darin, die Halbbild-Rate der angezeigten Bilder zu
verdoppeln. Bei einem bekannten System wird ein Video-Eingangssignal
in einem Halbbild-Speicher gespeichert. Jedes gespeicherte
Halbbild wird wiedergewonnen oder aus dem Speicher zweimal "gelesen"
und auf einer Anzeige wiedergegeben, die mit der doppelten
Zeilen-Rate und der doppelten Halbbild-Rate des ankommenden
Videosignals abgetastet wird, wodurch die Flimmerfrequenz der
wiedergegebenen Bilder verdoppelt und damit die Sichtbarkeit des
Flimmerns vermindert wird.
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Die europäische Patentanmeldung EP-A-0 241 284,
angemeldet am 9. 4. 1987, veröffentlicht am 14. 10. 1987, beschreibt
eine Fernseh-Anzeigeanordnung, die eine Flimmerverminderung
vorsieht. In der den "Hollander et al" Anordnung wird ein
verschachteltes Basisband-Fernseheingangssignal vorgesehen, das eine
gegebene Halbbild-Rate hat. Ein Speicher hat einen Schreibzyklus zum
Speichern eines Halbbildes des Eingangssignals und erste und
zweite Lesezyklen zur Wiedergewinnung des zuvor gespeicherten
Halbbildes jeweils zweimal während eines Schreibzyklus, um ein
Video-Ausgangssignal zu erzeugen, dessen Halbbild-Rate doppelt so
groß wie die ursprüngliche Halbbild-Rate ist. Das Ausgangssignal
liefert eine Bildinformation für die Wiedergabe auf einer
Anzeigevorrichtung. Eine Zeitgebereinheit, die auf das
Video-Eingangssignal anspricht, führt dem Speicher ein Lese-Steuersignal zu,
das eine Impulswellenform hat, die sich auf einer Zwei-Halbbild-
Basis wiederholt, und führt der Anzeige ein
Vertikal-Synchronsignal zu, das eine Impulswellenform hat, die sich auf einer
Vier-Halbbild-Basis wiederholt. Die Impulse der
Vertikal-Synchronimpuls-Wellenform werden auf einer Halbbild-Basis mit einer
nominellen Frequenz moduliert, die doppelt so groß wie die
gegebene Halbbild-Rate ist. Das
Vertikal-Synchronimpuls-Wellenformschema wird so gewählt, daß ein wiedergegebenes Bild auf der
Anzeige erzeugt wird, in dem gerade Halbbilder auf geraden
Halbbildern liegen, ungerade Halbbilder auf ungeraden Halbbildern
liegen, und in dem gerade und ungerade Halbbild-Paare verschachtelt
werden. Jeder Impuls des Vertikal-Synchronsignals leitet ein
entsprechendes Vertikal-Rücklauf-Abtastintervall ein. Die Impulse
der Vertikal-Synchronimpuls-Wellenform bewirken eine
entsprechende Phasenmodulation des Vertikal-Ablenkstroms. Zusätzlich
bewirken sie, daß sich die Dauer der entsprechenden
Vertikal-Abtastzyklen auf einer Halbbild-Basis ändern und auf einer Vierfeld-
Basis wiederholen.
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Eine übliche Vertikal-Ablenkschaltung kann einen
Sägezahngenerator enthalten, der mit einem Synchronsignal
synchronisiert wird und ein Ansteuersignal mit einer Sägezahn-Wellenform
erzeugt. Während des Rücklaufs wird ein Kondensator durch einen
Schalter entladen; während des Hinlaufs wird er durch eine
Stromquelle geladen. Das Ansteuersignal wird einem Schaltkreis
zugeführt, der einen Ablenkstrom mit einer entsprechenden Sägezahn-
Wellenform erzeugt. Das Ansteuersignal enthält einen schrägen
Teil, der dem Vertikal-Hinlauf entspricht, so daß die Anfangszeit
des schrägen Teils einem Ablenkstrom entspricht, der eine
Abtastung am oberen Ende des Rasters der Anzeige bewirkt.
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Wegen der Phasenmodulation der Impulswellenform des
Vertikal-Synchronsignals, die beispielsweise in der den Hollander
et al Anordnung erforderlich ist, kann sich die Spitzenamplitude
des Ansteuersignals am Ende des Vertikal-Hinlaufs ebenfalls auf
einer Halbbild-Basis entsprechend dem Impuls-Wellenformschema
ändern.
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Unterschiedliche Spitzenamplituden des Ansteuersignals
können bewirken, daß die Anfangszeit des schrägen Teils
unterschiedlich in bezug auf den entsprechenden Impuls des Vertikal-
Synchronsignals ist, der einen solchen schrägen Teil bewirkt.
Dies ist so, weil die Entladezeit des Kondensators des
Sägezahngenerators sich mit der Spitzenamplitude des Ansteuersignals, das
in unterschiedlichen Halbbildern unterschiedlich sein kann,
ändern kann. Die Folge ist, daß die Phase des Hinlauf-Teils des
Ablenkstroms nachteiligerweise von der Phase abweichen kann, die
durch das phasenmodulierte Vertikal-Synchronsignal festgelegt
wird. Demzufolge könnte das Erfordernis, daß ein gerades Halbbild
auf einem geraden Halbbild, ein ungerades Halbbild auf einem
ungeraden Halbbild liegen sollte und die geraden und ungeraden
Halbbild-Paare verschachtelt sein sollten, nachteiligerweise
nicht vollständig erfüllt sein.
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Es kann daher in jedem Ablenkzyklus erwünscht sein,
beispielsweise zu verhindern, daß die Anfangszeit des schrägen
Teils des Ansteuersignals nennenswert durch Änderungen einer
Amplitude, z. B. der Spitzenamplitude des Ansteuersignals,
beeinträchtigt ward.
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In EP-A-0 162 116 haben gerade und ungerade Halbbilder
verschiedene Zeilenzahlen. Wegen der Phasenmodulation des
Vertikal-Synchronsignals zur Erzeugung dieser sich ändernden Vertikal-
Abtastungen kann die Amplitude des vertikalen Ansteuersignals
sich auf einer Halbbild-Basis ändern. Als Folge kann sich die
Zeit, bei der der vertikale Anstieg beginnt, ändern, so daß die
Serie von vier Halbbildern nicht richtig angepaßt ist.
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In Patents Abstracts of Japan, Band 6, Nr. 170, ist
eine Vertikal-Ablenkschaltung offenbart, die mit zwei Raten zur
Anzeige von Buchstaben und Zahlen arbeiten kann. Der Spitzenwert
des Vertikal-Ablenkstroms wird konstant gehalten, um so die Größe
des angezeigten Bildes konstant zu halten. Dies hat jedoch nichts
mit dem Problem der vorliegenden Erfindung zu tun, das darin
besteht, eine Beeinträchtigung des zeitlichen Verlaufs des
Sägezahn-Ansteuersignals durch unvermeidbar auftretende Änderungen in
der Amplitude zu verhindern.
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Die vorliegende Erfindung sieht eine Ablenkvorrichtung
für ein Fernsehgerät vor, die auf ein synchronisierenden
Eingangssignal mit einer Frequenz anspricht, die ein Faktor einer
Ablenkfrequenz ist, umfassend: Mittel, die auf das
synchronisierende Eingangssignal ansprechen, um ein Steuersignal mit einer
Frequenz, die ein Vielfaches der Frequenz des Eingangssignals ist
und mit einer Phase, die moduliert ist, zu erzeugen; einen
Sägezahngenerator, der auf das Steuersignal anspricht, um ein zweites
Signal mit Sägezahnwellen von der Art zu erzeugen, daß in einer
gegebenen Periode von ihm das zweite Signal einen ersten schrägen
Teil, der mit einem Hinlauf-Intervall korrespondiert, und einen
zweiten schrägen Teil, der mit einem Rücklauf-Intervall
korrespondiert, enthält, so daß ein Intervall, das eine Endzeit des
ersten schrägen Teils einer gegebenen Periode des zweiten Signals
und eine Angangszeit des ersten schrägen Teils einer folgenden
Periode trennt, und das den zweiten schrägen Teil enthält, eine
Dauer hat, die in jeder Periode gleich ist und die von der
Modulation der Phase des Steuersignals unbeeinflußt ist; eine
Ablenkwicklung; und Mittel, die mit der Ablenkwicklung verbunden sind
und auf das zweite Signal ansprechen, um in der Ablenkwicklung
einen Hinlauf-Abtaststrom zu erzeugen, wenn der erste schräge
Teil auftritt, und einen Rücklauf-Abtaststrom, wenn der zweite
schräge Teil auftritt.
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Gemäß einem Aspekt der Erfindung erzeugt eine
Ablenkvorrichtung für ein Fernsehgerät, die auf ein synchronisierendes
Eingangssignal mit einer Frequenz anspricht, die auf eine
Ablenkfrequenz bezogen ist, ein Steuersignal mit einer Frequenz, die
auf die Frequenz des Eingangssignals bezogen ist, und mit einer
Phase, die moduliert ist. Ein auf das Steuersignal ansprechender
Sägezahngenerator erzeugt ein zweites Signal mit
Sägezahnwellenform, das durch das Steuersignal synchronisiert wird. Das zweite
Signal hat in einer gegebenen Ablenkperiode einen ersten schrägen
Teil, der sich in einer ersten Richtung ändert und einen zweiten
schrägen Teil, der sich in der entgegengesetzten Richtung ändert,
so daß in jeder Ablenkperiode, wenn das zweite Signal zu einer
Anfangszeit des ersten Teils des zweiten Signals, seinen schrägen
Verlauf in der ersten Richtung beginnt, das zweite Signal einen
vorgegebenen Pegel hat, der durch die Modulation der Phase des
Steuersignals nicht beeinträchtigt wird. Ein Ablenkstrom, der
entsprechend dem zweiten Signal eine Sägezahnwellenform hat, wird
einer Ablenkwicklung zugeführt. Der Ablenkstrom hat einen
Hinlauf-Teil während eines Hinlauf-Intervalls, der dem ersten Teil
des zweiten Signals entspricht. Der Hinlauf-Teil des Ablenkstroms
wird gemäß dem Steuersignal phasenmoduliert. Der Hinlauf-Teil
wird in jeder Ablenkperiode in Phase mit dem Steuersignal
gehalten, wenn die Phase des Steuersignals sich ändert.
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Normalerweise ist das Synchronsignal ein Impulssignal
wobei das Auftreten eines Impulses bestimmt, daß gerade eine neue
Sägezahnwellenform beginnt.
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Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
ist die Sägezahnwellenform so ausgebildet, daß sie für alle
Periodenlängen der Sägezahnwellenform, die durch das Synchronsignal
bestimmt werden, in einer Zeit, die nicht länger ist als die
Periode der Einheits-Verzögerung, von dem Wert, den sie zu der Zeit
erreicht, bei der das Synchronsignal bestimmt, daß gerade eine
neue Periode beginnt, auf den Einheitswert zurückkehrt, und wenn
die Sägezahnwellenform auf den Einheitswert vor dem Ende der
Einheits-Verzögerung zurückkehrt, verbleibt sie für den Rest der
Verzögerungsperiode auf dem Einheitswert.
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Vorzugsweise beginnen die Sägezahnwellenform-Perioden,
die durch das Synchronsignal bestimmt werden, am Beginn der
Haupt-Sägezahnschräge. Die Haupt-Sägezahnschräge setzt sich
normalerweise fort, bis das Synchronsignal bestimmt, daß gerade eine
neue Periode beginnt, nach der der Rücklaufteil der
Sägezahnwellenform diese auf den Einheitswert während der
Einheits-Verzögerungsperiode zurückführt. In diesem Fall ist der Einheitswert der
Wert des Sägezahnwellenform am Beginn der Haupt-Sägezahnschräge.
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In den Zeichnungen stellen dar:
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Fig. 1, die die Fig. 1a und 1b einschließt,
einen Vertikal-Abtastgenerator, der
einen einen Aspekt der Erfindung
verkörpernden Sägezahngenerator enthält;
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Fig. 2a bis 2c Wellenformen, die zur Erläuterung der
Funktion der Schaltung von Fig. 1
nützlich sind;
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Fig. 3 ein Blockschaltbild eines
Fernsehempfängers, der den Generator von
Fig. 1 enthält;
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Fig. 4A-4D Wellenform-Diagramme, die die Funktion
des Empfängers von Fig. 3
veranschaulichen;
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Fig. 5 eine andere Anordnung, die einen
anderen Aspekt der Erfindung zu dem
Sägezahngenerator von Fig. 1 verkörpert;
und
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Fig. 6a-6c Wellenformen, die zur Erläuterung der
Funktion der Anordnung von Fig. 5
nützlich sind.
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Gemäß Fig. 1b wird ein Synchronimpuls 2V' mit der
doppelten Frequenz einer Vertikal-Oszillatorschaltung 501 eines
Vertikal-Abtastgenerators 64, der einen Aspekt der Erfindung
verkörpert, zugeführt. Der Synchronimpuls 2V' wird einem Eingangs-
Anschluß 702 eines invertierenden Verstärkers U1 zugeführt, der
mit einer Spannung vorgespannt wird, die zwischen einem
Widerstand 704 und einem Widerstand 706 gebildet wird. Der Impuls 2V'
der phasenmoduliert ist, wird in einer Weise erzeugt, die später
beschrieben wird. Der Impuls 2V' hat eine nominelle Frequenz 2fV'
wobei fV die Frequenz des Vertikal-Synchronimpulses in einem
Basisband-Fernsehsignal, z. B. der NTSC- oder PAL-Norm ist. Die
Impulse 2V' werden durch entsprechende Intervalle
unterschiedlicher Dauer abgetrennt, wobei die nominelle Dauer gleich ½ V
ist. V stellt das Vertikal-Abtastintervall von 20 Millisekunden
in beispielsweise der PAL-Norm dar.
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Ein Hoch-Niedrig-übergang eines Impulses U1a an einem
Ausgangsanschluß des Verstärkers U1 tritt auf, wenn eine
Vorderflanke 900 des Impulses 2V' auftritt. Der Impuls U1a wird über
einen Widerstand 708 geleitet, um einen Impuls U1b zu bilden, der
den entsprechenden nicht-invertierenden Eingangsanschlüssen eines
Verstärkers U2 und eines Verstärkers U3 sowie einem
invertierenden Eingangsanschluß eines Verstärkers U4 zugeführt wird.
Folglich bildet der Verstärker U4 an einem Ausgangsanschluß einen
Impuls VU&sub4;. Der Impuls VU&sub4; hat eine Wellenform mit derselben
Polarität und Breite wie der Synchronimpuls 2V', der beispielsweise
während des Intervalls t&sub0;-t&sub2; in Fig. 2a dargestellt ist.
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Die Verstärker U2 und U3 sind im Rückkopplungsbetrieb
verbunden, um den Vertikal-Oszillator zu bilden. Als Folge des
positiven Rückkopplungsweges, der durch einen Widerstand 720 in
Fig. 1b gebildet ist, der zwischen einem Ausgangsanschluß und dem
nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers U3 liegt,
wird der Impuls U1b auf einem niedrigen Pegel gehalten, der den
Impuls VU&sub4; während beispielsweise des Intervalls t&sub0;-t&sub2; in Fig.
2a auf hohem Pegel hält. Gleichzeitig bewirkt der Verstärker Q2
in Fig. 1b, daß ein Kondensator 712 schnell entladen wird. Wenn
die Spannung an einem invertierenden Eingangsanschluß der
Verstärkers U3, die der Spannung am Kondensator 712 entspricht,
niedriger als der entsprechende Pegel des Impulses U1b wird, hört
der Verstärker U3 auf zu leiten, und die Ausgangsspannung U3a
geht hoch. Der Impuls U1b bleibt jedoch niedrig, bis eine hintere
Flanke 901 des Impulses 2V' auftritt. Umgekehrt bleibt der Impuls
VU&sub4; während des ganzen Intervalls hoch, der zwischen der
Vorderflanke 900 und der hinteren Flanke 901 des Impulses 2V' liegt.
Wenn die Impulse 2V' fehlen, werden Impulse VU&sub4; von Impulsen U3a
abgeleitet, die vom Ausgang des Verstärkers U3 gewonnen und dem
verstärker U4 über Widerstand 720 zugeführt werden.
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Der Impuls VU&sub4; dient zur Steuerung einer einen Aspekt
der Erfindung verkörpernden Sägezahngeneratorschaltung 500, die
eine Sägezahnspannung V&sub0; in Fig. 2b erzeugt. Die
Sägezahngeneratorschaltung 500 enthält einen durch Widerstände R0, R1, R2 und
R3 vorgespannten Stromquellen-Transistor Q2, um Strom einem
stromintegrierenden Kondensator Co zuzuführen, der parallel zum
leitenden Weg eines Transistorschalters Q1 liegt. Der Generator
500 erzeugt eine Ausgangs-Sägezahnspannung V&sub0;, die in Fig. 2 in
durchgehender Linie dargestellt ist. Der Kondensator Co in Fig. 1
beginnt sich zu entladen, wenn die Vorderflanke 900 des Impulses
2V' auftritt, und er wird auf den Sättigungs-Spannungspegel des
Transistors Q1 vor der hinteren Flanke jedes Impulses VU&sub4;
entladen, z. B. vor der Zeit t&sub2; in Fig. 2b. Der Impuls VU&sub4; in Fig. 1
bewirkt, daß der Transistor Q1 die Spannung V&sub0; auf den
Sättigungs-Spannungspegel des Transistors Q1 klemmt, wodurch
verhindert wird, daß die Spannung V&sub0; vor der hinteren Flanke des
Impulses VU4 ansteigt.
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Die Phasenmodulation der Impulse VU4 in Fig. 2a, die
durch Intervalle mit entsprechend unterschiedlicher Länge
getrennt sind, bewirkt das Auftreten von entsprechend
unterschiedlichen Spitzenwerten der Sägezahnspannung V&sub0;, z. B. zu den Zeiten
t&sub0;, t&sub3;, t&sub6; bzw. t&sub9; in Fig. 2b.
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Ein ansteigender erster Teil der Spannung V&sub0; tritt
beispielsweise während des Intervalls t&sub2; bis t&sub3; in Fig. 2b auf.
Der erste Teil beginnt seinen Anstieg von einem vorbestimmten
konstanten Pegel, nämlich der Sättigungsspannung des Transistors
Q1 in Fig. 1b in einer Weise, die nicht durch die
Phasenmodulation des Synchronimpulses 2V' beeinträchtigt wird. Somit beginnt
der Anstieg des ersten Teils in einem Augenblick, z. B. zur Zeit
t&sub2; in Fig. 2b. Ein schräg abwärts verlaufender zweiter Teil der
Spannung V&sub0; tritt beispielsweise während des Intervalls t&sub0;-t&sub1;
auf. Ein ebener dritter Teil tritt während des Intervalls t&sub1;-t&sub2;
auf.
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Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist die Summe der
Intervalle, die dem zweiten und dritten Teil entspricht, eine
vorgegebene Konstante, die nicht durch den Spitzenwert der Spannung
V&sub0; in Fig. 1 beeinträchtigt wird. Das Intervall zwischen dem
Beginn des schräg abwärts verlaufenden Teils und der Anfangszeit
des ansteigenden Teils der Spannung V&sub0;, z. B. das Intervall t&sub0;-
t&sub2; in Fig. 2b, kann veranschaulichenderweise konstant gehalten
werden, so daß es von der Phasenmodulation des Impulses 2V' in
Fig. 1 unbeeinträchtigt bleibt.
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Es sei bemerkt, daß die Breite des Synchronimpulses
2V', die von der Zeitsteuer-Einheit 70 in Fig. 3 erzeugt wird,
beispielsweise durch einen monostabilen Multivibrator U1'
eingestellt werden kann, der angeschlossen ist, wie die gestrichelte
Linie in Fig. 1 zeigt.
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Die Sägezahnspannung V&sub0; erhält eine Gleich-Vorspannung
über die Widerstände 802, 804 und 806 und wird durch einen
Verstärker U5 gepuffert. Der Ausgang des Verstärkers U5 wird einer
Linearitäts-Korrekturschaltung 808 zugeführt, die ein geglättetes
Linearitäts-Korrektursignal erzeugt, das dem Signal am Ausgang
des Verstärkers U5 mittels der Widerstände 810 und 812
hinzugefügt wird, um eine Sägezahnspannung VD zu bilden, die dieselben
Eigenschaften hat wie die zuvor beschriebene Sägezahnspannung V&sub0;
und die zusätzlich in der Linearität korrigiert ist.
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Wie in Fig. 1a dargestellt ist, enthält die Erfindung
vorteilhafterweise eine geschaltete Vertikal-Ablenkschaltung 100,
die durch eine Vertikal-Steuerschaltung 20 eines
Vertikal-Abtastgenerators 64 gesteuert wird. Die Funktion der Ablenkschaltung
100 und der Steuerschaltung 20 ist in Einzelheiten im US-Patent
4,544,864 im Namen von P. E. Haferl mit dem Titel "SWITCHED VER-
TICAL DEFLECTION CIRCUIT WITH BIDIRECTIONAL POWER SUPPLY"
beschrieben. Die Steuerschaltung 20 liefert entsprechend Spannung
VD breitenmodulierte horizontale oder zeilenfrequente
Schaltsignale an ein Schaltelement 21, das - wie veranschaulichend
dargestellt ist - aus einem integrierten Transistor 18 und einer
anti-parallelen Diode 19 besteht. Der Transistor 18 kann aus
einem Leistungs-Feldeffekttransistor bestehen, der von Vorteil
ist, wenn die horizontale Rate höher als die Horizontal-Frequenz
in beispielsweise der PAL-Norm ist. Eine solche hohe Frequenz
kann bei Computer-Monitoren oder Videoanzeige-Terminals verwendet
werden. Das Schaltelement 21 ist über eine Wicklung 23 eines
Zeilenendtransformators 24, die in Reihe mit einer Speicherspule
25 geschaltet ist, mit einem Anschluß 126 eines
Speicherkondensators 26 verbunden. Der Anschluß 126 des Kondensators 26 ist mit
einer Vertikal-Ablenkwicklung 27 verbunden. Der andere Anschluß
der Vertikal-Ablenkwicklung 27 ist mit einer Spannungsversorgung
+V1 verbunden. Die +V1-Spannungsversorgung wird über eine
Wicklung 30 des Zeilenendtransformators 24, eine Gleichrichter-Diode
31 und einen Filterkondensator 32 erzeugt. Die +V1-Versorgung
kann auch zur Speisung anderer Empfängerschaltungen verwendet
werden.
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Ein Horizontal-Ausgangstransistor 33 wird mit der
Horizontal-Ablenk-Rate durch Signale geschaltet, die seiner Basis
vom Horizontal-Oszillator und der Ansteuerschaltung 34 zugeführt
werden. Der Kollektor des Transistors 33 ist mit einer
Spannungsversorgung +V2 über eine Wicklung 35 des Zeilenendtransformators
24 verbunden. Der Transistor 33 ist ebenfalls mit einer
Horizontal-Ablenkwicklung 36, einem S-formenden Kondensator 38 und einem
Resonanz-Rücklaufkondensator 37 verbunden. Eine Diode 40 ist in
Reihe mit einer Diode 31 zwischen der Wicklung 30 und dein
Kollektor des Transistors 33 geschaltet. Die Schaltfunktion des
Transistors 33 erzeugt einen Horizontal-Ablenkstrom i2H mit der
doppelten Horizontal-Frequenz fH des Synchronsignals eines
Basisband-Videosignals VBB, was später erwähnt wird.
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Die Funktion der Vertikal-Ablenkschaltung 100 besteht
darin, den Speicher-Kondensator 26, der einen
Vertikal-Ablenkstrom i&sub2;&sub7; liefert, der in der Wicklung 27 fließt, mit der
Horizontal-Rate zu laden und zu entladen. Die Schaltung mit der
Horizontal-Rate wird durch das Schaltelement 21 durchgeführt.
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Bei Beginn des Vertikal-Hinlaufs wird während jeder
Horizontal-Periode der Transistor 18 des Schaltelements 21 für
ein sehr kurzes Intervall leitend, das unmittelbar vor dem
Horizontal-Rücklauf auftritt. Demzufolge fließt ein Strom i&sub2;&sub3; in der
Wicklung 23 in einer Richtung entgegengesetzt zu dem Pfeil, der
bewirkt, daß der Kondensator 26 auf eine Spannung geladen wird,
die positiver ist als die Spannung +V1. Die resultierende
Spannung am Anschluß 126, die positiver als die Spannung +V1 ist,
bewirkt, daß der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; in der Wicklung 27 in einer
Richtung fließt, die entgegengesetzt zu dem Pfeil verläuft.
Während der Vertikal-Abtastung erhöht die Steuerschaltung 20
progressiv das Leitungsintervall des Transistors 18, das bei jedem
Horizontal-Hinlauf auftritt. Wenn der Transistor 18 leitet, wird
der Kondensator 26 um ein Maß entladen, das proportional zur
Leitungszeit des Transistors 18 ist. Die allmähliche Zunahme der
Leitungszeit des Transistors 18 bewirkt, daß die Spannung am
Kondensator 26 während des Vertikal-Hinlaufs allmählich abnimmt. Die
Spannung am Kondensator 26 nimmt ab, weil durch den Strom i&sub2;&sub3;
während der Leitfähigkeitszeit des Transistors 18, die während
des Horizontal-Hinlaufs auftritt, entnommen wird als während des
entsprechenden Horizontal-Rücklaufs hinzugefügt wird. Am Ende des
Vertikal-Hinlaufs ist die Spannung am Anschluß 126 weniger
positiv als die Spannung +V1, und der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; fließt in
Richtung des Pfeils. Daraus folgt, daß vom Beginn zum Ende des
Vertikal-Hinlaufs der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; sich in einer ansteigenden
Weise ändert und seine Polarität etwa in der Mitte des Vertikal-
Hinlaufs umkehrt.
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Während der Vertikal-Rücklaufs ist der Transistor 18
nicht leitend; demzufolge erfahren die Ablenkwicklung 27 und der
Kondensator 26 eine halbe Schwingungsperiode. Eine resultierende
Vertikal-Rücklaufspannung lädt den Kondensator 26 auf eine
Spannung auf, die größer ist als die Spannung +V1, was bewirkt, daß
der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; seine Polarität umkehrt.
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Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird die Spannung VD
einem nicht-invertierenden Eingangsanschluß einer
Vergleichsschaltung 66 in Fig. 1a zugeführt. Die Wellenform der Spannung VD
kann wie die Wellenform V&sub0; in Fig. 2b abgebildet werden, wobei
Linearität, Form, Gleichstrom-Maßstab und
Gleichstrom-Pegelverschiebung vernachlässigt sind. Horizontal-Rücklaufimpulse von der
Wicklung 28, die über einen Widerstand 74 zugeführt werden, laden
einen Kondensator 75, um eine Horizontal-Schräge zu erhalten, die
mit dem Vertikal-Sägezahn der Spannung VD verglichen wird. Die
Vergleichsschaltung 66 dient als Impulsbreitenmodulator. Der
Ausgang der Vergleichsschaltung 66 liefert die Basis-Ansteuerung
zum Transistor 18.
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Es ist ersichtlich, daß der Strom durch den Widerstand
22 gleich dem Ablenkstrom i&sub2;&sub7; ist. Daher ist die über dem
Widerstand 22 aufgebaute Spannung proportional zum Strom i&sub2;&sub7;, dem
Vertikal-Ablenkstrom. Die über dem Ablenkstrom-Abtastwiderstand 22
aufgebaute Spannung wird durch den Ablenkstrom i&sub2;&sub7; erzeugt und
liefert eine negative Rückkopplung zur Vertikal-Steuerschaltung
20. Diese Rückkopplung liefert eine Information zur Vertikal-
Steuerschaltung 20, um die Ansteuerung des Transistors 18 in die
Leitfähigkeit für die geeignete Dauer während jedes Horizontal-
Intervalls zu ermöglichen, um den Vertikal-Ablenkstrom i&sub2;&sub7; zu
erzeugen. Der Strom i&sub2;&sub7; ist daher während des Vertikal-Hinlaufs
linear proportional zur Sägezahnspannung VD.
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Wenn die Vorderflanke des Impulses 2V' oder V&sub0;&sub4;
auftritt, wie beispielsweise unmittelbar vor der Zeit t&sub0; in Fig. 2b,
beginnt die abfallende Schräge, der zweite Teil der Spannung VD.
Der Beginn des schräg abwärts verlaufenden Teils der Spannung VD
bewirkt, daß der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; in der Wicklung 27 in Fig. 1
seinen entsprechenden schräg abwärts verlaufenden Rücklaufteil
beginnt. Wenn die hintere Flanke des Impulses VU&sub4; in Fig. 2a
auftritt, beginnt der ansteigende Vorlaufteil des Ablenkstroms i&sub2;&sub7;
in Fig. 1.
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Die Spannung VD steuert den Augenblicks-Pegel des
Ablenkstroms i&sub2;&sub7; während des Vertikal-Hinlaufteils des Ablenkstroms
i&sub2;&sub7;. Wie zuvor beschrieben wurde, ist die Spannung VD in jedem
Vertikal-Abtastzyklus auf demselben Pegel, wenn die hintere
Flanke des Impulses VU&sub4; in Fig. 2a auftritt.
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Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist aufgrund
des Weges, wie die Spannung VD erzeugt wird, der ansteigende
Hinlaufteil in jedem Ablenkzyklus sowohl der Spannung VD als auch
des Ablenkstroms i&sub2;&sub7; in Fig. 1 in Phase mit der entsprechenden
Vorderflanke 900 des Impulses 2V' und folgt Phasenänderungen von
diesem.
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Wie später noch beschrieben wird, liefert die
Phasenmodulation des Impulses 2V' den präzisen zeitlichen Ablauf, der
benötigt wird, um ein wiedergegebenes Bild zu erzeugen, bei dem
die richtige Bild-Paßgenauigkeit vorliegt, so daß gerade
Halbbilder auf geraden Halbbildern liegen, ungerade Halbbilder auf
ungeraden Halbbildern liegen, und gerade und ungerade Halbbild-
Paare verschachtelt sind.
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Es sei bemerkt, daß als Ergebnis der Art, wie die
Wellenform der Spannung VD in Fig. 2b erzeugt wird, das Intervall
vom Ende des Vertikal-Hinlaufs eines gegebenen Ablenkzyklus des
Ablenkstroms i&sub2;&sub7; in Fig. 1 bis zum Beginn des Vertikal-Hinlaufs
des folgenden Ablenkzyklus ebenfalls konstant ist.
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Die Gleichstromkomponente des Vertikal-Sägezahns der
Spannung V&sub0; in Fig. 2b sollte vorzugsweise erhalten und zur
Ablenkwicklung 27 in Fig. 1 übertragen werden. Zwischen der
Sägezahngeneratorschaltung 500 und der Vertikal-Ablenkschaltung 100
wie auch zur Vertikal-Ablenkwicklung 27 sollte vorzugsweise eine
Gleichstromkopplung verwendet werden. Die Gleichstromkopplung
wird bevorzugt, so daß die Phasenmodulation des Impulses 2V'
nicht den Pegel des Ablenkstroms i&sub2;&sub7; ändert, der einem gegebenen
Pegel der Spannung V&sub0; entspricht.
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Die oben genannten Merkmale des Ablenkstroms i&sub2;&sub7;, die
Aspekte der Erfindung verkörpern, können beispielsweise in der
Fernsehempfängerschaltung von Fig. 3 nützlich sein, ähnlich wie
eine Schaltung, die in der erwähnten den Hollander et al
Anmeldung beschrieben ist, wo der Vertikal-Ablenkstrom phasen- und
amplitudenmoduliert entsprechend einem phasenmodulierten
Vertikal-Synchronsignal ist.
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Der Empfänger in Fig. 3, der den Impuls 2V' in Fig. 1
erzeugt, enthält einen Tuner 210 gemäß Fig. 3 mit einem Eingangs-
Anschluß 212 zur Verbindung mit einer Antenne oder einer anderen
Quelle für ein Video-Eingangssignal und einem Ausgang für ein
zuvor erwähntes Basisband-Video-Ausgangssignal VBB, zu einer
Video-Verarbeitungseinheit 214. Aus Anschaulichkeitsgründen ist
angenommen, daß das Basisband-Video-Ausgangssignal ein Signal der
PAL-Norm ist. Es sei jedoch bemerkt, daß die Prinzipien der
Erfindung auch bei anderen genormten verschachtelten Videosignal-
Formaten angewendet werden kann. Der Video-Prozessor 214 enthält
einen PAL-Decoder, der das Eingangssignal in Y-, R-Y- und B-Y-
Komponenten umwandelt. Das Signal könnte gegebenenfalls in die
Form von R-, G-, B-Komponenten verarbeitet werden, aber R-, G-,
B-Komponenten haben jeweils volle Video-Bandbreite, während die
Farbdifferenzsignale (R-Y, B-Y) eine niedrigere Bandbreite haben.
Demzufolge kann ein Halbbild-Speicher für Farbdifferenzsignale
mit weniger Speicherelementen realisiert werden, als es der Fall
wäre, wenn die Verarbeitung unter Verwendung von R-, G-,
B-Komponenten erfolgen würde.
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Das Signal mit den Komponenten Y, R-Y und B-Y wird
durch Tiefpaßfilter 216, 218 und 220 gefiltert und durch
Analog/Digital-(A/D)-Wandler 222, 224 und 226 zur Speicherung in
einem Speicher 240 in digitale Form umgewandelt. Filter 216, 218
und 220 minimieren Alias-Effekte und haben bei dem angenommenen
PAL-Eingangssignal Grenzfrequenzen von 7,5 MHz für Y und von 2,8
MHz für die Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y. Für NTSC-Norm-
Signale würden niedrigere Grenzfrequenzen angemessen sein.
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Die Wandler 222, 224 und 226 digitalisieren die
tiefpaßgefilterten Komponenten zu einer 8-Bit-Auflösung unter
Verwendung eines Abtasttaktes CL, der mit einem Vielfachen des
Horizontal-Synchronsignals in der Phase verriegelt ist, um eine
konstante Zahl von Abtastungen pro Horizontal-Zeile zu erhalten.
Nach der A/D-Wandlung werden die digitalisierten Komponenten dem
Speicher 240 über entsprechende Verzögerungseinheiten 228, 230
und 232 zugeführt. Die Verzögerungseinheiten können variabel sein
und werden eingefügt, um die Verzögerungszeiten der drei
Eingangssignalwege gleich zu machen. Die Farbdifferenzkomponenten
R-Y und B-Y werden dem Speicher 240 über einen Multiplex-Schalter
(MUX) 234 zugeführt, der durch ein Signal H mit horizontaler
Zeilen-Rate gesteuert wird. Der Schalter 234 kombiniert die
beiden 8-Bit-breiten Farbdifferenzen in ein einzelnes 8-Bit-breites
Signal, um die Speicheranforderungen im Speicher 240 zu
minimieren.
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Wenn ein Halbbild des gemultiplexten
8-Bit-Farbdifferenzsignals und das 8-Bit-Luminanzsignal im Speicher 240
gespeichert werden, wird ein zuvor gespeichertes Halbbild unter
Verwendung eines Lesetaktsignals 2 CL mit der doppelten Frequenz des
Schreibtaktes CL ausgelesen. Hierdurch wird die Halbbild-Rate
(100 Hz für PAL, 120 Hz für NTSC) verdoppelt und so die
Wahrnehmbarkeit von Flimmern vermindert, wenn das Signal auf der
Anzeigeeinheit 260 wiedergegeben wird. Ein Multiplex-Schalter 242
demultiplext die Farbdifferenzsignale, die mit dem die doppelte
Halbbild-Rate aufweisenden Luminanzsignal durch Digital/Analog-
Wandler 244, 246 und 248 zurück in analoge Form gewandelt werden.
Tiefpaßfilter 250, 252 und 254 unterdrücken das
Wiederholungsspektrum nach der D/A-Umwandlung, wobei geeignete Grenzfrequenzen
13,5 MHz für Luminanz und 6,75 MHz für Chrominanz sind. Die
analogen Signale mit der doppelten Halbbild-Rate werden dann in R-,
G-, B-Form für die Zuführung zur Anzeige 260 umgewandelt, die
mittels eines Horizontal-Ablenkstroms i2H doppelter
Geschwindigkeit und des von dem Horizontal-Abtastgenerator 62 bzw. dem
Vertikal-Abtastgenerator 64 gelieferten Stroms i&sub2;&sub7; synchronisiert
wird. Der Generator 62 erzeugt den Ablenkstrom i2H mit der
doppelten Frequenz fH des Horizontal-Synchronsignals des Basisband-
Video-Ausgangssignals VBB.
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Bei der PAL-Norm besteht ein Halbbild aus 312,5 Zeilen.
Bei doppelter Geschwindigkeit muß dieses Halbbild zusammen mit
seiner Wiederholung aus 625 Zeilen bestehen. Dies kann realisiert
werden, wenn eines der beiden Halbbilder aus 312 Zeilen und das
andere aus 313 Zeilen besteht. Der Speicher 240 in Fig. 3 wird
mit Zeitgebersignalen von der Zeitgebereinheit 70 versorgt, um
die in Fig. 4A gezeigte Halbbild-Folge vorzusehen, bei der in dem
ersten Lesezyklus (Halbbilder A oder B) 312 Zeilen erzeugt
werden, und bei der während des zweiten Speise-Lese-Zyklus (Halbbild
A' oder B') 313 Zeilen erzeugt werden, wobei die 313te Zeile frei
bleibt.
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Der Vertikal-Synchronimpuls 2V' mit der doppelten
Halbbild-Rate, der für den Vertikal-Abtastgenerator 64
erforderlich ist, hat das in Fig. 4B in durchgezogener Linie
veranschaulichte Impulsschema. Für Vergleichszwecke sind Impulse in
gestrichelter Linie vorgesehen, die eine Situation von Vertikal-
Synchronimpulsen mit gleichem Abstand und doppelter Rate
darstellen, und die eine Periode von 312,5 Zeilen haben. Die mit
durchgehender Linie gezeichneten Impulse stellen das Impulssignal 2V'
von Fig. 2 und 3 dar, das periodisch auf einer 4-Halbbild-Basis
ist. Wie dargestellt, sind 312 Zeilen in Halbbild A, 312,5 Zeilen
in dem wiederholten Halbbild A', 312 Zeilen im Halbbild B und
313,5 Zeilen im wiederholten Halbbild B' vorhanden. Der Impuls
2V' steuert die geschaltete Vertikal-Ablenkschaltung 100, wie
zuvor beschrieben, um Vertikal-Abtast-Wellenformen des Vertikal-
Ablenkstroms i&sub2;&sub7; zu erzeugen. Die Vertikal-Hinlaufteile des
Stroms i&sub2;&sub7; sind schematisch in 4C dargestellt. Die Abtaststrom-
Wellenformsequenz in Fig. 4c führt zu dem verschachtelten Schema,
das in Fig. 4D dargestellt ist, in dem die ersten Halbbilder (A,
A') auf den ersten Halbbildern, die zweiten Halbbilder auf den
zweiten Halbbildern (B, B') liegen, und in dem die ersten und
zweiten Halbbild-Paare (AA', BB') verschachtelt sind. Für
Vergleichszwecke veranschaulichen die gestrichelten Linien in Fig.
4D Abtastlinien, die sich ergeben würden, wenn die
Synchronimpulse 2V' in Fig. 4B gleiche Abstände hätten, anstatt in der
Phase verschoben oder phasenmoduliert zu sein. Um die richtige
Deckung der wiedergegebenen Halbbilder zu gewährleisten, beginnt
die Sägezahnspannung von Fig. 4C, die von der zuvor beschriebenen
Sägezahngeneratorschaltung 500 geliefert wird, immer mit
demselben Wert, und alle Rücklaufzeiten (T0-T0', T1-T1', T2-T2', etc.)
sind gleich.
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Takt-Steuersignale zur Steuerung der digitalen Wandler,
des Speichers, der Schalter und der Abtastgeneratoren werden
durch die Zeitsteuereinheit 70 in Fig. 3 geliefert. Die Einheit
70 erzeugt, wie in der oben genannten den Hollander et
al-Anmeldung beschrieben, Zwei-Halbbild- und
Vier-Halbbild-Impulssequenzen für die Speichersteuerung und für die Abtasterzeugung des
Impulses 2V', um sicherzustellen, daß gerade Halbbilder auf
geraden Halbbildern, ungerade Halbbilder auf ungeraden Halbbildern
liegen, und daß gerade und ungerade Paare von Halbbildern
verschachtelt sind, wenn das Signal mit der doppelten Halbbild-Rate
angezeigt wird.
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Die einen ungleichen Abstand voneinander aufweisenden
Vertikal-Synchronimpulse 2V', die Aspekte der Erfindung
verkörpern, können bei fehlendem Betrieb der Sägezahngeneratorschaltung
500 und der Vertikal-Oszillatorschaltung 501 in Fig. 1
nachteiligerweise eine Änderung in der Phase des Hinlaufteils des
Ablenkstroms i&sub2;&sub7; relativ zu dem entsprechenden Impuls 2V' über der
Vier-Halbbild-Sequenz erzeugen.
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Fig. 5 veranschaulicht eine Sägezahngeneratorschaltung
500', die einen weiteren Aspekt der Erfindung verkörpert, die die
analoge Funktion wie die Schaltung 500 in Fig. 1 ausführt. Fig.
6a bis 6c veranschaulichen die entsprechenden Wellenformen, die
der Schaltung 500' in Fig. 5 zugeordnet sind. Gleiche Zahlen und
Symbole zeigen gleiche Gegenstände und Funktionen in Fig. 1, 5
und 6a bis 6c an.
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In der Schaltung 500' in Fig. 5 ist ein Schalter Q1',
der - wie dargestellt - ein Thyristor oder alternativ ein
Transistor in Reihe mit einer Diode sein kann, parallel zu einer
Resonanzschaltung geschaltet, die in Reihe eine Induktivität Lo'
und einen Kondensator Co' enthält. Die Serienanordnung von
Induktivität Lo' und Kondensator Co' ist während des Vertikal-Hinlaufs
im Stromweg eines Emitterstroms i&sub0; eines Transistors Q2'
geschaltet, der als Stromquelle arbeitet.
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Wenn die Vorderflanke 900 des Impulses 2V' auftritt,
wird der Schalter Q1' leitend, um den Rücklauf einzuleiten, der
Schalter Q1' schaltet, wenn er leitend ist, die Induktivität Lo'
und den Kondensator Co' parallel. Folglich tritt in der
Induktivität Lo' und dem Kondensator Co' eine halbe Periode der
Resonanzschwingung auf, die den Rücklaufteil der Spannung V0' in Fig.
2b erzeugt. In der zweiten Halbperiode der Schwingung ist der
Schalter Q1' ausgeschaltet. Die Verschiebung oder die
Phasenmodulation des Impulses 2V', die erforderlich ist, um die richtige
Rasterpositionierung zu erzeugen, ist nur halb so groß wie die
Verschiebung, die im Fall von Fig. 1 erforderlich ist. Dies rührt
daher, daß die Spannung V&sub0; in Fig. 5 während des Rücklaufs
spiegelbildlich zur Null-Achse verläuft. Aus
Veranschaulichungsgründen ist der Sägezahn, der bei Synchronimpulsen mit gleichen
Abständen entstehen würde, in Fig. 6b in gestrichelten Linien
dargestellt.
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Das Rücklauf-Intervall, z. B. während des Intervalls
ta-tb in Fig. 6b, wird nicht wesentlich durch die Spannung an dem
Kondensator Co' in Fig. 5 am Ende des Vertikal-Hinlaufs
beeinträchtigt; vielmehr wird es durch die Resonanzfrequenz der
Induktivität Lo' und des Kondensators C0' bestimmt.
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Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird wie in
dem Fall der Spannung V&sub0; in Fig. 2b die Phase des Hinlauf-Teils
der Spannung V0' in Fig. 6b relativ zu der des entsprechenden
Impulses 2V' in Fig. 6a durch die Phasenmodulation der Impulse
2V' nicht nennenswert beeinträchtigt.