DE3723268A1 - Wattmeter mit einem hall-sensor und einem a/d wandler - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Wattmeter mit einem Hall-Sensor und einem A/D-Umsetzer, wobei der Hall-Sensor als ein Stromwandler und ein Multiplikator angewandt wird und das Wattmeter noch mit einer Kompensationsschaltung zur Kompensation von Temperaturwanderung und Störspannungen im eigentlichen Sensor und von Störsignalen, besonders einer Spannungswanderung der Schaltung, ausgestattet ist.

Die Erfindung gehört ins Gebiet der elektrischen Leistungsmessung mit den auf einem galvanometrischen Effekt, genaugenommen auf dem Hall-Effekt, basierenden Schaltungen. Die betreffende Bezeichnung der Internationalen Patentklassifikation ist G 01 R 21/08. Die Erfindung bezieht sich auch auf den eigentlichen Hall-Sensor (H 01 L 43/06). Die vorgeschlagene Lösung der Erfindungsaufgabe ist auch in der Technologie integrierter Schaltungen (H 01 L 27/22) durchführbar.

In den letzten Jahren werden Halbleiter-Hall-Elemente zur elektronischen Messung der elektrischen Leistung angewandt. Der Speisestrom ist der Netzspannung proportional und die Magnetfelddichte ist dem Netzstrom proportional; daher ist die Hall-Spannung der elektrischen Leistung proportional. Die Hall-Spannung ist durch

U _H = K(T) · I _N · B = K(T) · k₁U · k₂I

ausgedrückt, worin bezeichnet werden: die Hall-Spannung U _H , der Speisestrom I _N , die Magnetfelddichte B, der temperaturabhängige Hall-Koeffizient K(T), die Netzspannung U, der Netzstrom I und die Transformationskoeffizienten k₁, k₂.

Der Hall-Sensor an sich ist wegen des temperaturabhängigen Koeffizienten K(T) für die Anwendung in einem Wattmeter ungeeignet, da dafür eine hohe Genauigkeit in einem breiten Temperaturintervall verlangt wird.

Es sind verschiedene Temperaturkompensationsmethoden mit Thermistoren bekannt. Eine Reihenschaltung eines Thermistors und eines Hall-Elements ist in der Patentschrift JP 57 121288 beschrieben. Ein Nachteil dieser Kompensationsmethode besteht darin, daß die Temperaturabhängigkeit des Thermistors von der des Hall-Elements abweicht, weswegen eine vollkommene Kompensation nicht zu erreichen ist.

Ferner wird die Temperaturabhängigkeit der Hall-Spannung durch eine besondere Meß-Schaltung kompensiert, in der die Temperatur durch einen Thermistor abgetastet wird und eine Korrektionsspannung, die zur Hall-Spannung addiert wird, generiert wird (US 43 27 416). Das ist ein anspruchsvolles und teures System; es sind nämlich eine zusätzliche Meß-Schaltung und eine beträchtliche Speichereinheit erforderlich.

Die eigentliche Ausgangsspannung des Hall-Elements ist sehr niedrig, oft unter dem Pegel der Störspannungen, wie es eine Hall-Spannung, die durch eine vom Speisestrom hervorgerufene Magnetfelddichte generiert wird, oder eine vom quadratischen Glied in K(T) herrührende Störspannung sind. Mit den bekannten Spannungs-Frequenz-Wandlern und den A/D-Umsetzern können keine Signale mit einem Pegel unter dem Störpegel gemessen werden.

Präzisionswattmeter mit Hall-Elementen konnten wegen der geometrischen Asymmetrie und des piezoresistiven Effekts jedes Hall-Elements nicht hergestellt werden. Durch diese zwei Störeffekte wird eine den Zeitverlauf des Speisestroms befolgende Wechselstromkomponente generiert. In den bekannten Wattmetern (z. B. JP 58 154263 und DE 30 01 772) wird die Störspannung durch eine besonders geometrische Anordnung der unterschiedlich gerichteten Hall-Elemente innerhalb eines Hall-Sensors herabgesetzt. Die Spannungsklemmen der Hall- Elemente sind entweder reihen- oder parallel-geschaltet. Die Störspannung wird tatsächlich reduziert, doch werden die untereinander verbundenen Sensorelemente voneinander beeinflußt. Andererseits ist eine Schaltung zur getrennten Spannungsabnahme von einzelnen Elementen (DE 30 26 226) bekannt, es werden jedoch abgewanderte Spannungen der Transistor-Differentialschaltungen überlagert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Störeinflüsse, wie z. B. die lineare und quadratische Temperaturabhängigkeit der Hall-Spannung, die durch die Speisestrom-Magnetfelddichte verursachte Spannung, der piezoresistive Effekt und die geometrische Asymmetrie jedes einzelnen Elements, zu kompensieren, wobei die komplette Wattmeterschaltung als eine einzige integrierte Schaltung herstellbar sein sollte und den an derartige Meßgeräte gestellten Anforderungen genügen sollte.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im Kennzeichen des Patentanspruchs festgelegten Merkmalen gelöst. Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschema des erfindungsgemäßen Wattmeters,

Fig. 2 einen Zeitverlauf vorkommender Signale,

Fig. 3a, b, c, d, e eine Schaltung des erfindungsgemäßen Wattmeters,

Fig. 4 eine weitere Ausführung des Impulsformers,

Fig. 5 eine weitere Ausführung der Sensorschaltung,

Fig. 6 ein Blockschema des Delta-Modulators als einer weiteren Ausführung der Impulsbreitenmodulation.

Die Kompensation der Störspannungen stützt sich auf die Aufteilung der Meßperiode in zwei gleiche Zeitintervalle. Durch das Messen der Eingangsspannung, und zwar unmittelbar im ersten Zeitintervall (t₀, t₁) und umgepolt im zweiten Zeitintervall (t₁, t₂) werden das Nutz- und Störsignal addiert bzw. subtrahiert, wodurch am Ende der Periode ein vom Störsignal bereinigtes Signal erreicht wird. Die Hall-Spannung wird durch eine Sensorschaltung 1, 1′ umgepolt, wobei die Speiseklemmen der Hall-Elemente des Sensors gewechselt werden.

Durch das Blockschema in Fig. 1 und die Wattmeterschaltung in Fig. 3a, b, c, d, e ist eine Grundausführung des erfindungsgemäßen Wattmeters wiedergegeben.

Die Hall-Sensorspannung U _S wird in einer Summationsschaltung 2 durch Summieren der Spannungen U _S1, . . . U _SN der Hall-Elemente SZ₁, . . . SZ _N , einer Referenzspannung U _R und einer Kompensationsspannung U _K , durch welche eine Störspannung U _M kompensiert wird, generiert. Die Spannung U _S wird an den Eingang eines Impulsbreitenmodulators 3 geführt, worin sie durch einen Integrator I integriert wird. Wenn die Ausgangsspannung U _I des Integrators I den Schaltpegel U _H ^± einer Vergleichsschaltung ST erreicht, wird die Spannung U _T am Ausgang dieser Schaltung umgepolt. Die Integratorspannung U _I ist darum durch die Schaltpegel U _H ^± begrenzt. Im Umpolungszeitpunkt wird die Referenzspannung umgepolt, wodurch sich die Ausgangsspannung U _I des Integrators um das Nullpotential bewegt. Die Frequenz der Spannung U _T am Ausgang des Modulators 3 wird in einem Frequenzteiler 6 durch N geteilt. Durch die mit dem Signal U₀ synchrone Ausgangsspannung des Teilers 6 wird der Speisestrom der Hall- Elemente SZ₁, . . . SZ _N umgepolt.

Bei einer von Null abweichenden Spannung U _S unterscheiden sich die Anstiegs- und die Abfallssteilheit des Zeitverlaufs der Spannung U _I voneinander; deswegen dauern verschieden vorgezeichnete Impulse im Impulszug U _T unterschiedlich lange. Der Impulszug U _T im Zeitintervall t₁, t₂ ist gegenüber dem Zug U _T im Zeitintervall t₀, t₁ (Fig. 2) invertiert, was eine Folge der Umpolung der Spannung U _S im Zeitpunkt t₁ ist.

Ein Impulszug U _F wird am Ausgang eines exklusiven ODER-Tores 8 a in einem Impulsformer 8 generiert. Das Verhältnis der Dauer von unterschiedlich vorgezeichneten Impulsen innerhalb des Zuges U _F ist konstant. Durch den Zug U _F wird die Zählrichtung (Addieren, Subtrahieren) eines Zählers 8 b, der Impulse CL eines Taktgenerators 10 zählt, festgelegt. Der Inhalt dieses Zählers wird mit einem ansteigenden Modulationsfaktor, d. h. dem Verhältnis der Dauer der unterschiedlich vorgezeichneten Impulse innerhalb des Zuges U _F , gesteigert. Ein digitaler Trigger 8 a formt ein Frequenzsignal vom numerischen Zählerinhalt. Dieses Signal wird durch ein Latchregister 8 d zu einem Ausgang U _OUT geleitet, wenn die Signalfrequenz die Frequenz des Signals von einem digitalen Frequenzteiler 7 mit dem Teilungsverhältnis M übersteigt.

Wegen des Vorkommens der Störgleichspannung U _M dauern unterschiedlich vorgezeichnete Impulse verschieden lange, auch wenn die Eingangsspannung U _S gleich Null ist. Diese Feststellung wird zum Kompensieren solcher Störspannungen verwendet. Der Zähler 4 a, dessen Zählrichtung durch die Spannung U _T bestimmt ist, wird im Zeitpunkt t₁ einen anderen Inhalt als im Zeitpunkt t₂ haben, wenn eine Störspannung U _M vorhanden ist; dadurch ist ein Maß für den Pegel der Störspannung U _M gegeben. Bei jedem Übergang des Signals U₀ vom Zustand 1 in den Zustand 0 wird der Inhalt des Zählers 4 a in das Latchregister 4 b gespeichert, dessen Ausgang an einen digitalen Eingang des D/A-Umsetzers 4 c angeschlossen ist. Der Umsetzer 4 c generiert eine Kompensationsspannung U _K in Abhängigkeit vom Zustand des Latchregisters 4 b. Der Inhalt c _4a des Zählers 4 a wird ansteigen, solange die Störspannung U _M durch die Kompensationsspannung U _K kompensiert wird.

In Fig. 2 sind weiterhin gezeigt:

• - ein Signal TR, durch das die Übertragung des binären Inhalts c _4a in das Latchregister 4 b anläßlich jedes Übergangs des Signals U₀ vom Zustand 1 in den Zustand 0 getriggert wird;
• - die Kompensationsspannung U _K am Ausgang des D/A-Umsetzers 4 c, wobei die Spannung U _K dem Inhalt c _4a des Zählers 4 a proportional ist;
• - der Inhalt c _8b des Zählers 8 b, der beim Erreichen des Maximalwertes rückgestellt wird;
• - das Ausgangssignal U _OUT des digitalen Triggers 8 c; der Trigger 8 c wird in den Zustand 1 gestellt, wenn der Inhalt c _8b erstmals den Halbwert erreicht, und wird in den Zustand 0 rückgestellt, wenn der Inhalt c _8b sein Maximum erreicht;
• - der Inhalt c _4a , der im Moment der Übertragung das Maß für den Pegel der Störspannung U _M darstellt.

Die Temperaturkompensation wird durch eine Approximation der Temperaturabhängigkeit der Hall-Spannung U _S (T) durch die temperaturabhängige Spannung U _R (T) eines CMOS-Energiespaltes realisiert. Es wird versucht, dadurch die Temperaturunabhängigkeit des Verhältnisses U _S (T)/U _R (T) zu erreichen. Es wird die "precision curvature compensation CMOS bandgap" Referenzquelle (B.-S. Song, P. R. Gray, IEEE Journal of Solid-State Circuits, 634-648, 18 (1983)) angewandt, wodurch die Spannung U _S (T) linear und quadratisch nachgebildet wird.

Eine Sensorschaltung 1 ist mit gesteuerten CMOS-Schaltern SO₁, . . . SO₄ (Fig. 3) versehen, die in eine Brücke geschaltet sind. Das Vorzeichen des Speisestroms I _N wird durch gegenphasige Signale C, D gesteuert, die vom Frequenzteiler 6 gebildet werden. Der Strom I _N tritt in die Brücke an der Netzspannungsphasenklemme S (durch einen Widerstand R) ein und fließt zurück zur Netzspannungsnullklemme 0. Die Hall-Elemente sind parallel zur Ausgangsdiagonale der Brücke geschaltet. Dioden D₁, D₂ schützen die Schaltung vor einer Überspannung.

Eine Referenzspannungsquelle 4 benutzt die Basis-Emitter- Spannung U _BE eines Transistors Q 3 und die Spannung Δ U _BE , d. h. die Differenz der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q₁, Q₂. Die Emitter-Fläche des Transistors Q 1 ist A-mal größer als die Emitter-Fläche des Transistors Q 2. Der Emitterstrom des Transistors Q 1 ist die Differenz der Ströme von einer temperaturunabhängigen Stromquelle TI₁ und von einer Stromquelle PTAT₁, deren Strom proportional zur Temperatur ist. Der Emitter- Strom des Transistors Q₂ ist eine Summe der Ströme von Quellen TI₂ und PTAT₂. Durch das Verhältnis der Ströme von TI₂ und PTAT₂ wird das quadratische Glied der Temperaturabhängigkeit bestimmt. Darum ist die Temperaturabhängigkeit der Referenzspannung U _R (T) durch die Ströme von PTAT₁, PTAT₂ beliebig einstellbar. Der Transistor Q₃ wird von einer temperaturunabhängigen Stromquelle TI₃ gespeist. Die Referenzspannung U _R (T) wird durch die Kondensatoren C _a , C _b eingestellt und ist durch den folgenden Ausdruck gegeben:

Durch die Summationsschaltung 2, die als eine Schaltkondensatorschaltung ausgeführt ist, werden die Spannungen der Hall- Elemente durch die Kondensatoren C₁, . . . C _N , die Referenzspannung U _R durch die Kondensatoren C _a , C _b und die Kompensationsspannung U _K durch die Kapazität des D/A-Umsetzers 4 c abgegriffen. Elektronische Schalter werden durch nichtüberlappende Umpolungssignale E, F (Fig. 3e) gesteuert. Die gesamte, durch die Kondensatoren C₁, . . . C _N , C _a , C _b und 4 c anläßlich eines einzigen Schaltens der Schalter S₁₁, . . . S _N2 und S₁, . . . S₈ an den Modulator 3 übertragene Ladung ist

Die lineare Temperaturabhängigkeit wird durch das Verhältnis der Kapazitäten der Kondensatoren C _a , C _b eingestellt.

Die rhythmische Umpolung der Referenzspannung wird durch eine Umpolung der Spannungen U _BE , Δ U _BE mit einem Schalterkommutator, der mit Schaltern S _K1, . . . S _K8 versehen ist, durchgeführt. Die genannten Schalter werden durch die Ausgangssignale A, B des Modulators 3 gesteuert.

Der Impulsbreitenmodulator 3 ist an seiner Eingangsseite mit einem aus einem Operationsverstärker und einem Rückkopplungskondensator C 1 bestehender Integrator I versehen. Die Integratorausgangsspannung U _I ist an den Ausgang einer Vergleicherschaltung ST geleitet, deren Ausgangsspannung bei Schwellenspannungen U _H ^± umgepolt wird. Eine Synchronisation mit Taktimpulsen CL wird durch das Flipflop D 1 ausgeführt, das anläßlich der Übergänge von 0 zu 1 der Impulse CL den Zustand der Vergleicherschaltung ST an seinen Ausgang Q überträgt, der zugleich der Ausgang des Modulators 3 ist. Das invertierte Signal wird an einem Ausgang des Flipflops D 1 generiert.

Der Impulsformer 8 wandelt das impulsbreitenmodulierte Signal in das Ausgangssignal U _OUT , dessen Frequenz der gemessenen elektrischen Leistung proportional ist. Der Einfluß der Umpolung der Spannung U _I wird durch das exklusive ODER-Tor 8 a beseitigt. Der erste Eingang des Tores 8 a ist an den Ausgang Q des Modulators 3 und der zweite an den Ausgang des digitalen Frequenzteilers 6 angeschlossen. Durch das erzeugte Signal U _F ist die Zählrichtung des die Impulse CL zählenden Zweirichtungs- Zählers 8 b bestimmt. Der Zählerinhalt steigt in Abhängigkeit von dem Modulationsfaktor des Signals U _F an. Der genannte Inhalt ist in einen Rechner übertragbar und stellt das Maß für die gemessene Energie dar. Wenn ein Ausgangssignal des Zählers in Impulsform gebraucht wird, wird ein digitaler Trigger 8 c, der mit Toren AND 1, AND 2 und einer RS-Zelle RS 1 versehen ist, an die Ausgänge Q _n , Q _n-1 des Zählers 8 b angeschlossen. Wenn der Zählerinhalt erstmals den Halbwert erreicht, wird der Ausgang der Zelle RS 1 zum Zustand 1 geändert; der wird bis zum Zeitpunkt beibehalten, in dem der maximale Zählerinhalt erreicht wird, wonach der Zellenausgang in den Zustand 0 rückgestellt wird. Das Signal am Ausgang Q der Zelle RS 1 wird mit einem Signal am Ausgang des Teilers 7 verglichen, dessen Frequenz die durch M geteilte Frequenz am Ausgang des Modulators 3 ist. Dieses Signal wird durch das Flipflop D 3 in Impulse umgewandelt, deren Breite gleich der Breite der Impulse CL und deren Frequenz gleich der Frequenz des Ausgangssignals des Teilers 6 ist.

Das Latchregister 8 d besteht aus zwei binären Frequenzteilern K, L mit Teilungsverhältnissen K bzw. L. An den Zähleingang C des Teilers K wird das Ausgangssignal des Zählers 8 b und an den Rückstelleingang R das Referenzsignal vom Flipflop D 3 geleitet. Am Teiler L sind jedoch die beiden Signale umgetauscht. Die Ausgänge der Zähler K, L sind an den Eingang R bzw. S der Zelle RS 2 angeschlossen. Das Ausgangssignal U _OUT wird von einem logischen Tor AND 3 nur durchgelassen, wenn seine Frequenz die Frequenz der Ausgangssignale der Teiler M, K, L übersteigt.

Durch die Kompensationsschaltung 4 mit dem Zähler 4 a wird das Vorkommen der Störungsgleichspannung im Meßsignal ermittelt. Solange die Störspannung durch die Spannung U _K vom D/A-Umsetzer 4 c nicht kompensiert wird, unterscheidet sich der Inhalt c _4a des Zählers 4 a im Moment t₂ vom Inhalt dieses Zählers im Moment t₀. Diese Differenz stellt daher ein Zeichen für die Anwesenheit der unkompensierten Störspannung dar. Darum wird der neue Inhalt des Zählers 4 a in jeder Endperiode der Umpolung des Eingangssignals in das Latchregister 4 b durch exklusive ODER-Tore E 1, . . . En übertragen. Ein Befehlsimpuls TR für die Übertragung des Inhalts c _4a in das Latchregister 4 b wird durch ein Flipflop D 2 generiert, indem an seinem Ausgang Q die Impulse CL immer dann generiert werden, wenn das Signal D von 1 zu 0 geändert wird.

Bei der negativ vorgezeichneten Störspannung wird der Inhalt des Zählers 4 a herabgesetzt. Darum nimmt der Ausgang Q _m+1 den Zustand 1 an und infolgedessen werden die Ausgänge Q₀, . . . Q _m durch Tore E 1, . . . bzw. Em invertiert. Der binäre Wert des Signals D im digitalen Latchregister 4 b ist durch die Kapazität C _K der Schaltung 4 c bestimmt, die zusammen mit den Schaltern S₈, S₉ eine Rückkopplung zum Kompensieren der Störspannung darstellt. Die Schaltung 4 c ist in Fig. 3d dargestellt. Der Pegel der Kompensationsspannung U _K ist durch einen Widerstand R _K und durch Stromquellen I⁺, I ^- bestimmt; die Polarität der Spannung U _K ist durch Schalter S₁₀, S₁₁, die durch den Ausgang des Zählers 4 a gesteuert werden, festgelegt.

Der Taktgenerator 10 ist mit einem Quarzoszillator Q versehen. Die Taktimpulse CL des Generators 10 bilden die Zeitbasis, die die digitale Logik synchronisiert. Die nichtüberlappenden Signale E, F, durch welche CMOS-Schalter gesteuert werden, sind mit Impulsen CL gebildet. Der Zeitverlauf der Signale E, F ist in Fig. 3e dargestellt. Eine Ersatzschaltung des gesteuerten CMOS-Schalters mit der Steuerklemme O und mit den Anschlußklemmen G, H ist in Fig. 3c dargestellt.

Eine weitere Ausführung des Impulsformers 9, in Fig. 4 dargestellt, ist zum Ablesen des Inhalts des Zählers 9 a von einem Rechner, und zwar durch ein Schieberegister 9 b, geeignet. Wenn das Signal TR im Zustand 1 ist, wird der Inhalt des Zählers 9 a in das Schieberegister 9 b übertragen. Der Inhalt des Schieberegisters 9 b wird zum Ausgang OUT synchron zum Signal CL immer dann übertragen, wenn ein Signal TR′′ vom Rechner an das Register 9 b abgegeben wird.

Falls für die elektronische Schaltung des erfindungsgemäßen Wattmeters ein höherer Verbrauch vorgesehen werden kann, wird in der Sensorschaltung 1′ ein Operationsverstärker A 3 angewandt (Fig. 5). Die Hall-Spannungsklemme des letzten Sensorelements SZ _N ist, durch den Verstärker A 3 bedingt, am Null-Potential. So ist der Spannungsabfall durch den Speiseteil des Sensors zweimal so hoch wie bei der Grundausführung; zugleich ist jedoch die Gesamtspannung beider Hall-Klemmen ("common mode" component) gegenüber der Masse der Hall-Spannungen U _S1, . . . U _SN stark herabgesetzt. Die Hallspannung wird wie bei der Grundausführung durch die gesteuerten Schalter SO 1, . . . SO 4 umgepolt.

Als eine weitere Ausführung des Impulsbreitenmodulators 3 wird ein Delta-Modulator 3′, dargestellt in Fig. 6, angewandt. Der Modulator 3′ ist mit einer beim Pegel Null schaltenden Vergleicherschaltung K anstatt der Vergleicherschaltung ST versehen. Die Frequenz der Referenzspannungsumpolung ist durch den Modulator 3′ erhöht; dadurch wird zwar die Umsetzungsgenauigkeit herabgesetzt; die Kapazität des Kondensators C₁ im Modulator 3′ ist jedoch viel kleiner als im Modulator 3. Bei einer integrierten erfindungsgemäßen Wattmeterschaltung ist das ein Vorteil, da der Kondensator C₁ eine beträchtliche Fläche einnimmt. In diesem Ausführungsbeispiel ist der Teiler 6 an den Taktgenerator 10 angeschlossen.

Ein Vorteil des erfindungsgemäßen Wattmeters besteht vorwiegend darin, daß eine Hall-Sensor-Messung mit der geforderten Genauigkeit ermöglicht wird. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Spannungen einzelner Hall-Elemente getrennt abgegriffen werden, wodurch der piezoresistive Effekt und der Effekt der Asymmetrie der Hall-Elemente sowie die gegenseitigen Störungen, die bei einem parallelen oder reihenartigen Spannungsabgriff in den bekannten Schaltungen vorhanden sind, vermieden werden. Schließlich bestehen die Vorteile auch darin, daß die Wattmeterschaltung wenig Platz einnimmt, ihr Leistungsverbrauch niedrig ist und daß die wesentlichen Schaltungsteile in der CMOS-Technologie an einem einzigen Plättchen herstellbar sind.

Claims (13)

1. Wattmeter mit einem Hall-Sensor und einen A/D-Umsetzer, versehen mit Hall-Elementen SZ₁, . . . SZ _N , einem Impulsbreitenmodulator (3, 3′), einem Impulsformer (8, 9), Frequenzteilern (6, 7) mit einem Teilungsverhältnis N bzw. M, einer Sensorschaltung (1, 1′), einer Kompensationsschaltung (4), einer Quelle (5) einer Referenzspannung für den genannten Modulator und zum Kompensieren der Temperaturabhängigkeit der Hall-Spannung, einer Summationsschaltung (2) zum Übertragen der Sensorspannung, der Referenzspannung und der Komparationsspannung zu Eingang des genannten Modulators und einem Taktgenerator (10), dadurch gekennzeichnet,
daß Ausgangsklemmenpaare der Elemente (SZ₁, . . . SZ _N ) einzeln an den Eingang des Modulators (3, 3′) durch die Summationsschaltung (2) angeschlossen sind, an deren Eingang auch beide Ausgänge der Quelle (5) und der Ausgang der Kompensationsschaltung (4) angeschlossen sind,
daß der Ausgang des Modulators (3, 3′) an den Eingang eines Zweirichtungszählers (4 a) in der Schaltung (4) und an den Eingang des Impulsformers (8) angeschlossen ist,
daß der invertierte Eingang () des Modulators (3, 3′) an den Eingang des Teilers (6) angeschlossen ist,
daß der invertierte Ausgang () und der nichtinvertierte Ausgang (Q) des Modulators (3, 3′) an die Steuerklemmen der Schalter (SK₁, . . . SK₇; bzw. SK₂, . . . SK₈) in der Summationsschaltung (2) angeschlossen sind
und daß die Schaltung (1, 1′) mit Schaltern (SO 1, . . . SO 4) versehen ist, die mit den Elementen (SZ₁, . . . SZ _N ) in der Diagonale zwischen den beiden Ausgangsklemmen zu einer Brücke miteinander verbunden sind, wobei die Speiseklemmen dieser Elemente parallel-geschaltet sind und die Netzphasenanschlußklemme an die erste Eingangsklemme der Brücke durch einen Widerstand (R) angeschlossen ist und die Netznullanschlußklemme an Masse angeschlossen ist.

2. Wattmeter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgangssignal (D) des Teilers (6) an die Steuerklemmen der Schalter (SO₂ SO₃) und ein dem Signal (D) invertiertes Signal an die Steuerklemmen der Schalter (SO₁, SO₄) geleitet wird.

3. Wattmeter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Eingangsklemme der Brücke in der Schaltung (1) an Masse angeschlossen ist.

4. Wattmeter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Eingangsklemme der Brücke in der Schaltung (1′) an den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers (A 3), dessen nichtinvertierender Eingang an Masse angeschlossen ist, angeschlossen ist.

5. Wattmeter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsklemmen jedes Elements (SZ _i ) an gesteuerte Schalter (S _{i 1}, S₁₂) angeschlossen sind, deren zweite Klemmen untereinander verbunden und an einen Kondensator (C _i ) angeschlossen sind.

6. Wattmeter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die Ausgangsklemmen der Elemente (SZ₁, . . . SZ _N-1) an gesteuerte Schalter (S₁₁, S₁₂; S₂₁, S₂₂; . . . bzw. S _(N-1)1, S _(N-1)2) angeschlossen sind, deren zweite Anschlußklemmen untereinander verbunden sind und an den entsprechenden Kondensator (C₁, . . . bzw. C _N-1) angeschlossen sind,
daß die erste Ausgangsklemme des Elements (SZ _N ) an den Schalter (S _N1) und die zweite Ausgangsklemme des Elements (SZ _N ) an den invertierenden Eingang des Verstärkers (A 3) angeschlossen ist,
und daß ein zweiter Schalter (S _N2) an Masse angeschlossen ist und die zweiten Anschlußklemmen der Schalter (S _N1, S _N2) untereinander verbunden und an einen Kondensator (C _N ) angeschlossen sind.

7. Wattmeter nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (S₁₁, S₁₂; . . . S _N1, S _N2) durch Ausgangssignale (E bzw. F) gesteuert sind.

8. Wattmeter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle (5) mit einer Schaltung zur präzisen Krümmungskompensation mit einer CMOS-Energiespaltreferenz versehen ist und von dieser Schaltung mit einem einstellbaren Kondensator (C _a ) durch eine Brücke gesteuerter Schalter (SK₁, . . . SK₄), wobei der Kondensator (C _a ) an gesteuerte Schalter (S₁, S₂) angeschlossen ist, die Spannung (U _BE ) zwischen den Emittern der mit Basen untereinander verbundenen Transistoren (Q₁, Q₂) abgegriffen wird und mit einem Kondensator (C _b ) durch eine Brücke gesteuerter Schalter (SK₅, . . . SK₈), wobei der Kondensator (C _b ) an gesteuerte Schalter (S₃, S₄) angeschlossen ist, die Basis-Emitter-Spannung (U _BE ) eines Transistors (Q₃) abgegriffen wird, wobei die Schalter (SK _i ) durch Ausgangssignale (A, B) des Modulators und die Schalter (S _i ) durch Signale (E, F) gesteuert werden.

9. Wattmeter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang () des Modulators (3, 3′) an den ersten Eingang eines exklusiven ODER-Tores (8 a) und der Ausgang des Teilers (6) an den zweiten Eingang des Tores (8 a) angeschlossen ist.

10. Wattmeter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß der Ausgang des Tores (8 a) an den Eingang eines Zweirichtungszählers (8 b) angeschlossen ist, dessen Ausgänge (Q _n , Q _n-1) an die Eingänge des Tores (AND 1) und der Ausgang (Q _n-1) an den zweiten Eingang des Tores (AND 2) durch einen Inverter (I₂) angeschlossen sind,
daß der Ausgang des Teilers (6) an den Eingang des Teilers (7) und der Ausgang des Teilers (7) an den Takteingang eines Flipflops (D 3) angeschlossen sind, an dessen Eingang (R) die Taktimpulse (CL) durch einen Inverter (I 3) und an dessen Eingang (D) die Speisespannung (U⁺) geleitet sind, daß das Ausgangssignal einer RS-Speicherzelle (RS 1) an den Eingang (C) eines Frequenzteilers (K) und das Signal vom Ausgang (Q) des Flipflops (D 3) an den Eingang (R) des Teilers (K) geleitet sind,
daß das Signal von dem Ausgang (Q) des Flipflops (D 3) an den Eingang (C) eines Frequenzteilers (L) und das Signal vom Ausgang (Q) der Zelle (RS 1) an den Eingang (R) des Teilers (L) geleitet werden,
daß die Ausgänge der Teiler (K, L) an den Eingang (R bzw. S) einer RS-Speicherzelle (RS 2) angeschlossen sind,
daß der Ausgang (Q) der Zelle (RS 2) an den ersten Eingang eines Tores (AND 3) angeschlossen ist und an den zweiten Eingang das Signal vom Ausgang (Q) der Zelle (RS 1) geleitet wird
und daß am Ausgang des Tores (AND 3) die Ausgangsimpulse (U _OUT ) des Wattmeters erscheinen.

11. Wattmeter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß an den ersten Eingang des Zählers (9 a) der Ausgang des Tores (8 a) angeschlossen ist, an den zweiten Eingang des Zählers (9 a) das Signal (CL) geleitet wird und die Eingänge (Q₁, . . . Q _n ) an die entsprechenden Eingänge des Schieberegisters (9 b) angeschlossen sind, an dessen erste Steuerklemme ein Signal (TR′′) von einem digitalen Rechner geleitet wird, wobei das Signal (TR′′) auch durch einen Inverter (I 5) an den ersten Eingang des Tores (AND 4) geleitet wird, an dessen zweiten Eingang (Q) der Ausgang (Q) der Zelle (4 e) angeschlossen ist, und der Ausgang des Tores (AND 4) an die zweite Steuerklemme des Registers (9b) angeschlossen ist, an dessen Ausgang die Ausgangsimpulse (U _OUT ) des Wattmeters erscheinen.

12. Wattmeter nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet,
daß in der Kompensationsschaltung (4) an den Eingang (U/D) des Zählers (4 a) der Ausgang (Q) des Flipflops (D 1) angeschlossen ist,
daß die Ausgänge (Q₀, . . . Q _m ) des Zählers (4 a) an die ersten Eingänge exklusiver ODER-Tore (E 1, . . . Em) und der Ausgang (Q _m+1) des Zählers (4 a) an alle anderen Eingänge der Tore (E 1, . . . Em) angeschlossen sind,
daß die Ausgänge der Tore (E 1, . . . Em) an die Eingänge eines Latchregisters (4 b) angeschlossen sind, das durch das Flipflop (D 2) gesteuert wird, den Inhalt des Zählers (4 a) zu empfangen, und im Flipflop (D 2) an den Eingang (R) das Signal (CL), an den Eingang (D) die Spannung (U⁺) und an den dritten Eingang das Ausgangssignal des Teilers (6) geleitet werden und daß die Ausgänge (D₀, . . . D _m ) des Registers (4 b) an die Steuerklemmen der Schalter in einem D/A-Umsetzer (4 c) zum Abgreifen der Kompensationsreferenzspannung (U _KR ) von der Quelle (4 d) angeschlossen sind.

13. Wattmeter nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (R _K ) einerseits an Masse und andererseits an eine positive Stromquelle (I⁺) angeschlossen ist und durch gesteuerte Schalter (S₁₁ bzw. S₁₀) an eine negative Stromquelle (I ^-) angeschlossen ist, wobei die Steuerklemmen der Schalter (S₁₁, S₁₀) an den Ausgang (Q _m+1) des Zählers (4 a) durch einen Inverter (I 4) bzw. direkt und an einen durch das Signal (E) gesteuerten und andererseits an den Umsetzer (4 c) und an einen Schalter (8) angeschlossenen Schalter (S₉) angeschlossen sind, wobei der Schalter (8) durch das Signal (F) gesteuert und andererseits an Masse angeschlossen ist.