DE3689763T2

DE3689763T2 - Pulsstörungsdetektion für ein Radarsystem.

Info

Publication number: DE3689763T2
Application number: DE3689763T
Authority: DE
Inventors: Robert H Cantwell; Gregers Hansen; William K Marksteiner
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1985-12-05
Filing date: 1986-12-04
Publication date: 1994-10-13
Anticipated expiration: 2006-12-05
Also published as: EP0226401A3; DE3689763D1; CA1265226A; JPS62135784A; EP0226401B1; EP0226401A2; JP2581683B2; AU593040B2; US4710772A; AU6558986A

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein die Radarsignalverarbeitung und im einzelnen eine Einrichtung und ein Verfahren, bei welchem empfangene Signale Amplituden aufweisen, die sich innerhalb eines weiten Bereiches möglicher Amplituden ändern können.
Pulsdopplerradarsysteme, welche Radarechosignale mit großem dynamischen Bereich verarbeiten müssen, beispielsweise in Wetterradar-Anwendungsfällen, machen oft Gebrauch von einer vorwärts gekoppelten automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) mit geschlossener Schleife, um die Amplitude der Eingangssignale innerhalb des dynamischen Bereiches des Radarempfängers und insbesondere innerhalb des dynamischen Bereiches des Analog-/Digital- Umformers bzw. dieser Umformer aufrecht zu erhalten. Die automatische Verstärkungsgradsteuerung kann durch analoge Steuerung vor dem Analog/Digital-Umformer durchgeführt werden. Die Radarechosignale werden typischerweise in einer Block-Mittelwertbildungseinrichtung mit Gleitfenster oder in einem exponentiellen Integrator durch analoge oder digitale Mittel integriert, um eine lineare Verstärkungseinrichtung oder Dämpfungseinrichtung mit automatischer Gewinnsteuerung einzustellen. Ein automatisches Verstärkungsgrad-Steuersignal in Vielfachen oder Unter-Vielfachen eines Dezibel (dB) wird vorwärts gekoppelt, gewichtet und zu einem Logarithmus der Analog-/Digital-Festkommadaten addiert, um den Logarithmus der Radarechosignale zu erzeugen. Eine Radarstörung und Impulsstörungen von anderen Radargeräten bewirken eine Begrenzung in dem Analog/Digital-Umformer des Empfängers und bewirken im allgemeinen eine Steuerung des AGC-Signales, so daß sie den dynamischen Bereich des Radarsystems und die Fähigkeit zur Unterdrückung von Bodenrauschecho vermindern.
Ein anderer bekannter Lösungsversuch in der Technik besteht darin, die Radarechosignale zu verzögern, bis der Betrag, die Potenz oder der Logarithmus der Echosignale den Gewinn eines linearen Verstärkers oder einer Dämpfungseinrichtung einstellen, was dazu führt, daß die verzögerten Echosignale innerhalb des dynamischen Bereiches des Analog-/Digital-Umformers oder der Umformer in dem Radarempfänger liegen. Analoge Verzögerungen und Videoverzögerungen sind jedoch mit Schwierigkeit und Kostenaufwand über eine Leistungsquellentoleranz hin und über einen Betriebstemperaturbereich hin für die Verarbeitung genau zu steuern, die zur Steuerung des Gewinns des linearen Verstärkers oder der Dämpfungseinrichtung erforderlich sind. Die US-A-3 786 506 beschreibt einen Radarempfänger der Art, wie sie zuvor eingangs definiert worden ist. Der Empfänger enthält einen Hauptkanal für die empfangenen Signale bei einer Zwischenfrequenz, in welchem eine Reihe gesteuerter Dämpfungseinrichtungen vor einem Phasendetektor angeordnet ist, der Videodarstellungen der abgedämpften Eingangssignale liefert. Der Phasendetektor kann ein Quadraturdetektor sein, so daß in diesem Falle die Videodarstellungen komplex sind. Für eine Quadratur-Bewegtzielanzeige (MTI) folgen auf den Phasendetektor zwei parallele MTI-Einheiten. Jede MTI-Einheit enthält einen Analog/Digital-Umformer, der auf den Videosignalausgang des Phasendetektors anspricht. Die Dämpfungseinrichtungen werden durch eine logische Dekodierungseinheit entsprechend einem Codewort gesteuert, das von der logischen Dekodierungseinheit mittels eines Hilfskanales zugeführt wird. Der Hilfskanal hat als Eingangsstufe einen logarithmischen Verstärker, der einen Anteil der zwischenfrequenz-Empfangssignale erhält. Der Ausgang des logarithmischen Verstärkers wird digitalisiert, mittels Gatter ausgeblendet, um eine Radarabtastung verzögert und dann der logischen Dekodierungseinheit des Hauptkanales zugeführt. Die Folge der ausgesendeten Impulse beginnt mit einer Anzahl von Füllimpulsen. Der Hilfskanal wandelt den Amplitudenbereich der empfangenen Signale in dem letzten Füllimpulsintervall in Codes um, welche durch die logische Dekodierungseinheit dazu verwendet werden, die Dämpfungseinrichtung in dem Hauptkanal zu steuern. Von den Dämpfungseinrichtungen wird keine Dämpfung eingeführt, wenn der Amplitudenbereich der empfangenen Signale aufgrund einer Füllimpulsübertragung sich innerhalb des Amplitudenbereiches des Hauptkanales befindet. Impulsstörungsdetektoren werden in Radarsystemen verwendet, um die Verarbeitung von zufälligen impulsartigen Störungen auszuschalten. Eine in der Technik bekannte Lösung untersucht Entfernungszellen neben der Entfernungszelle M, nämlich M-1 und M+1, während ein Echosignal aus der Entfernung M verarbeitet wird, um eine Impulsstörung festzustellen, doch werden keine Ersatzdaten für einen gestörten Impuls aus der Entfernung M erzeugt. Eine andere Lösung, welche als Koinzidenztechnik für zufällige Impulsstörungen bekannt ist, verwendet ein Koinzidenzkriterium von Abtastung zu Abtastung, welches fordert, daß eine Amplitudenschwelle bei 2 oder mehreren aufeinanderfolgenden Abtastungen bei der gleichen Entfernung überschritten wird, bevor ein Radarecho als ein gültiges Signal akzeptiert wird. Diese Lösung verursacht aber einen Verlust an Detektierungsempfindlichkeit, da aufeinanderfolgende Abtastungen mit schwachen Signalen die erforderliche Amplitudenschwelle nicht erreichen könnten.
Eine weitere Lösung nach dem Stande der Technik ist als ein Amplitudendifferenz-Störungsausscheider bekannt, welcher einen Amplitudenvergleich von Abtastung zu Abtastung für jede Entfernungszelle vorsieht. Ein zufälliges Störungsecho mit einer großen Amplitude hat eine niedrige Wahrscheinlichkeit des Auftretens in benachbarten Abtastungen bei derselben Entfernung. Durch Vergleichen des Amplitudenunterschiedes zwischen der gegenwärtigen Abtastung und der vorausgehenden Abtastung kann eine zufällige Impulsstörung ausgeschieden werden, ohne daß starke richtige Radarechos merklich beeinflußt werden, welche innerhalb der Antennenbandbreite korreliert werden. Wenn jedoch in einem typischen kohärenten Radarsystem eine Impulsstörung festgestellt wird, gehen schließlich acht bis zehn Radarechosignale, welche verarbeitet werden, zusammen mit dem Radarecho für die untersuchte Entfernungszelle verloren.
Die US-A-4528 565 (entsprechend der EP-A-0 063 803) beschreibt einen Puls-Dopplerradarempfänger, in welchem die Echosignale einzelner Zielobjekte gesondert verarbeitet werden, wobei Entfernungskanäle verwendet werden können. Die Echosignale von einem einzelnen Zielobjekt, das in einer bestimmten Entfernung liegt, laufen in einen bestimmten Entfernungskanal ein, ohne daß eine Mischung mit Echosignalen vor anderen Zielobjekten stattfindet. Wenn das Strahlungsdiagramm der Empfängerantenne ein Zielobjekt überstreicht, welches feststeht oder sich radial bewegt, oder wenn das Strahlungsdiagramm feststehend ist und ein Zielobjekt sich tangential durch das Strahlungsdiagramm bewegt, so wird eine Folge von einzelnen bestimmten Amplitudenwerten, die mit der Radarwiederholungsfrequenz auftreten, für den betreffenden Abstandswert des Zielobjektes erzeugt. Die Umhüllende der Amplitudenfolge sollte glockenförmig sein, kann aber einen ungewöhnlich hohen Wert als Folge eines asynchronen Störimpulses enthalten, der beispielsweise durch das Zündsystem eines Motorfahrzeugs oder durch ein anderes Radarsystem verursacht worden ist. Um solche Störwerte auszuschalten, enthält jeder Entfernungskanal eine Interpolationsschaltung mit einer Schwellwert-Begrenzerschaltung. Die Interpolationsschaltung benutzt eine Mittelwertbildung oder eine lineare Interpolation zwischen zwei Amplitudenwerten, von denen einer während der Empfangsperiode vor dem zu untersuchenden Wert und der andere während der Empfangsperiode nach dem zu untersuchenden Wert erhalten wurde. Der Wert in der Empfangsperiode, welche untersucht wird, wird auf den interpolierten Wert beschränkt.
Gemäß einem Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Radarsystem geschaffen, bei welchem empfangene Signale, welche Amplituden aufweisen, die innerhalb eines weiten Bereiches möglicher Amplituden veränderlich sein können, verarbeitet werden, wobei eine automatische Verstärkungsgradsteuerung (AGC) mit geschlossener Rückkopplungsschleife verwendet wird und das System Mittel zur Abschwächung empfangener Signale in Abhängigkeit von einem automatischen Verstärkungsgradsteuersignal, Analog-/Digitalumformermittel, welche das abgeschwächte Signal empfangen, und Verarbeitungsmittel enthält, welche den genannten Umformermitteln folgen, dadurch gekennzeichnet, daß die empfangenen Signale in Abhängigkeit von dem Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) abgeschwächt werden, welches ein Digitalsignal ist, das durch die Verarbeitungsmittel geliefert wird, und daß die Verarbeitungsmittel eine Impulsstörungsdetektiereinrichtung enthalten, die ihrerseits folgendes enthält:
Mittel zur Umwandlung einer Festkommadatendarstellung einer in Phase liegenden Komponente (I) und einer Quadraturkomponente (Q) für jedes der genannten empfangenen Signale in eine Gleitkommadatendarstellung mit einer Mantisse und einem Exponenten, wobei die Mantisse mindestens 1 höchstwertiges Bit für erhöhte Genauigkeit aufweist; Mittel, welche mit den genannten Umwandlungsmitteln verbunden sind und auf das Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) ansprechen, um einen logarithmischen Größenwert für jedes der empfangenen Signale zu erzeugen, der eine logarithmische Funktion der jeweiligen Signal-Gleitkommadatendarstellung ist; und Mittel, die mit den die logarithmische Größe erzeugenden Mitteln verbunden sind, um eine Impulsstörung an einem der empfangenen Signale in einer Abtastperiode N-1 bei einer Entfernung M basierend auf einer Untersuchung des genannten logarithmischen Größenwertes benachbarter Abtastperioden N und N-2 bei der genannten Entfernung M zu detektieren.
Gemäß einem anderen Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Betrieb eines Radarsystems geschaffen, bei welchem empfangene Signale Amplituden haben, welche innerhalb eines weiten Bereiches möglicher Amplituden veränderlich sein können und unter Verwendung einer geschlossenen Rückkopplungsschleife zur automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) verarbeitet werden, wobei das Verfahren das Abschwächen empfangener Signale in Abhängigkeit von einem Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung vor der Analog/Digital-Umformung der Signale umfaßt, gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte der Abschwächung der empfangenen Signale in Abhängigkeit von dem Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC), welches ein Digitalsignal ist, das von Verarbeitungsmitteln erzeugt wird, die nach der Analog-/Digital-Umformung wirksam sind, und Detektieren eines Störungsimpulses durch Verarbeiten des Signales, das durch die Verarbeitungsmittel bereitgestellt wird, in folgender Weise: Umwandlung einer Festkomma-Datendarstellung einer in Phase liegenden Komponente (I) und einer Quadraturkomponente (Q) jedes der empfangenen Signale in eine normalisierte Gleitkomma-Datendarstellung mit einer Mantisse und einem Exponenten, wobei die Mantisse mindestens ein höchstwertiges Bit für erhöhte Genauigkeit hat;
Erzeugen eines logarithmischen Größenwertes für jedes der empfangenen Signale in Abhängigkeit von der normalisierten Gleitkomma-Datendarstellung und dem Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC), wobei der logarithmische Größenwert eine logarithmische Funktion des jeweiligen empfangenen Signales in Gleitkomma-Datendarstellung ist; und
Detektieren eines Störimpulses in einem der empfangenen Signale in einer Abtastperiode N-1 bei einer Entfernung M basierend auf einer Untersuchung des genannten logarithmischen Größenwertes benachbarter Abtastperioden N und N-2 bei der genannten Entfernung M.
Vorzugsweise umfaßt der Schritt des Detektierens eines Störimpulses folgende Schritte:
Speichern der logarithmischen Größenwerte Y&sub2;, X und Y&sub1; für die genannten benachbarten Entfernungsabtastperioden N, N-1 und N-2;
Erzeugen eines Mittelwertes der logarithmischen Größenwerte Y&sub1; und Y&sub2;;
Addieren des genannten Mittelwertes zu einem Schwellwertpegel zur Bildung einer Summe;
Vergleichen der genannten Summe des Mittelwertes und des Schwellwertpegels mit dem Wert X; und
Erzeugen eines Impulsstörungssignales, wenn der genannte Wert X größer als die genannte Summe ist.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist ein Radarempfänger vorgesehen, der einen veränderbaren dynamischen Bereich aufweist, um Eingangssignale von einer Mehrzahl von Sendeabtastungen zu verarbeiten, die jeweils eine Mehrzahl von Entfernungszellen aufweisen. Der veränderbare dynamische Bereich resultiert aus einer schrittweisen Dämpfung von Entfernungsabtast-Eingangssignalen in 6 dB-Schritten zur Messung von Videosignaldarstellungen jeder der Eingangssignalamplituden innerhalb des dynamischen Bereiches von Analog-/Digital-Umformern. Die Höhe einer inkrementellen Abschwächung wird durch ein AGC- Pegelsignal gewählt, welches für jede einzelne der Entfernungszellen innerhalb einer nächsten Sendeabtastung bestimmt wird, auf der Basis einer Untersuchung des AGC-Pegels für eine entsprechende der Entfernungszellen in einer gegenwärtigen Abtastung, einer A/D-Grenzbedingung für eine entsprechende Entfernungszelle in einer vorausgehenden Abtastung, einem Absolutwert einer der Videosignaldarstellungen in der gegenwärtigen Abtastung und einer A/D-Grenzbedingung, welche durch den Absolutwert eingestellt wird. Zusätzlich wird die Höhe der inkrementellen Dämpfung danach bemessen, ob ein 6 dB-Sicherheitsband für Wellenformen hoher Impulswiederholungsfrequenz gewählt ist, oder ein 12 dB-Sicherheitsband für Wellenformen niedriger Pulswiederholungsfrequenz. Eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung ist mit dem Empfänger gekoppelt, um die Videosignaldarstellungen, welche durch die A/D-Umformer in normalisierter Gleitkommaschreibweise erzeugt werden, zu verarbeiten, wobei der inkrementelle AGC-Pegel, der für die Messung einer bestimmten Entfernungsprobe erzeugt ist, der Exponentenwert (oder ein Teil davon) der normalisierten Gleitkommazahl wird. Diese Lösung resultiert in einer sehr effizienten Signalverarbeitung.
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird zur Durchführung der inkrementellen automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) ein dynamischer Bereich des Empfängers inkrementell so eingestellt, daß er einem Bereich mögliche Amplituden der Radarechosignale entspricht, in Abhängigkeit von einem AGC-Pegel für die nächste Abtastung. Aus der phasengerechten Komponente und der Quadraturkomponente der Radarechosignale wird für jede der Entfernungszellen in der nächsten Abtastung der AGC-Pegel für die nächste Abtastung, basierend auf einem ABC-Pegel für eine entsprechende der genannten Entfernungszellen in einer gegenwärtigen der Abtastungen, einem A/D-Grenzbedingung der gegenwärtigen Abtastung und einer A/D-Grenzbedingung der vorhergehenden Abtastung, bestimmt. Alle AGC-Pegel der nächsten Abtastung und alle A/D-Grenzbedingungen der gegenwärtigen Abtastung sind in einem Speicher gespeichert, Ausgangsdaten von dem Speicher werden zeitweise in einem Register gespeichert, wobei die Ausgangsdaten den AGC-Pegel der gegenwärtigen Abtastung und die A/D-Grenzbedingung der vorausgehenden Abtastung enthalten, und Ausgangsdaten von dem Register werden verzögert, um zu erreichen, daß diese Daten, welche den AGC-Pegel der gegenwärtigen Abtastung enthalten, zeitgleich mit den phasengerechten Komponenten und Quadraturkomponenten auftreten, welche von dem Echosignal abgeleitet sind, das durch den AGC-Pegel der gegenwärtigen Abtastung abgedämpft ist. Der Schritt der Bestimmung des AGC- Pegels der nächsten Abtastung für jede der Entfernungszellen in der nächsten Abtastung umfaßt ferner die Schritte der Erzeugung einer Mantisse und eines Exponenten für jede der phasenrichtigen Komponenten und Quadraturkomponenten, das Auswählen eines größten Komponenten der phasengerechten und Quadraturkomponenten, und der Erzeugung des AGC-Pegels der nächsten Abtastung, bestimmt durch ein gewähltes A/D-Pegel Sicherheitsband, den größten Exponenten, den AGC-Pegel der gegenwärtigen Abtastung, den A/D- Grenzwert der gegenwärtigen Abtastung und den A/D- Grenzwert der vorausgehenden Abtastung für entsprechende Entfernungszellen.
Die Einrichtung zur Erfassung von Impulsstörungen enthält Mittel zur Umwandlung einer Festkommadatendarstellung einer phasengerechten (I) und einer Quadraturkomponente (Q) für jedes der empfangenen Signale in eine Gleitkommadatendarstellung mit einer Mantisse und einem Exponenten, wobei die Mantisse mindestens ein höchstwertiges Bit für erhöhte Genauigkeit aufweist, ferner Mittel, die mit den Umwandlungsmitteln gekoppelt sind und auf einem AGC-Pegel entsprechendes Wort ansprechen, um für jedes der empfangenen Signale einen logarithmischen Wert zu erzeugen, und Mittel, welche mit den die logarithmische Größe erzeugenden Schaltungsmitteln gekoppelt sind, um eine Impulsstörung an einem der empfangenen Signale in einer Abtastung N-1 bei einer Entfernung M festzustellen, was auf einer Untersuchung des logarithmischen Größenwertes von benachbarten Abtastungen N und N-2 bei der Entfernung M basiert.
Der logarithmische Größenwert wird in erster Linie bestimmt durch den größten Exponenten der in Phase liegenden Komponente (I) und der Quadraturkomponente (Q) für jedes der empfangenen Signale. Größere Genauigkeit wird erreicht, indem ein Korrekturwert der logarithmischen Mantisse in Abhängigkeit von einer normalisierten Mantisse jeder der phasengerechten (I) und Quadraturkomponente (Q) und einem Steuerwort zur Denormalisierung erzeugt wird. Dieser Mantissenkorrekturwert wird für die richtige Bemessung ausgerichtet und zu dem genannten größten Exponenten hinzuaddiert, um einen A/D-Ausgangswert der logarithmischen Größe zu erzeugen. Der AGC-Pegel, welcher zur Abdämpfung des Echosignales verwendet wird, wird dann zu dem A/D-Ausgangsbetrag logarithmischer Form hinzuaddiert, um einen logarithmischen Betrag zu erzeugen, der dem tatsächlichen Radarechosignal entspricht.
Der Impulsstörungsdetektor enthält Mittel zur Speicherung der logarithmischen Größen Y&sub2;, X und Y&sub1; für benachbarte Entfernungsabtastungen N, N-1 und N-2, Mittel, welche mit den Speichermitteln für die Y&sub1; und Y&sub2; Werte gekoppelt sind, zur Erzeugung eines Mittelwertes der logarithmischen Größen von Y&sub1; und Y&sub2;, ferner Mittel zum Addieren des Mittelwertes zu einem Schwellwertpegel zur Erzeugung einer Summe, sowie Mittel, welche mit den Addierungseinrichtungen gekoppelt sind, um die Summe des Mittelwertes und Schwellwertpegels mit dem X-Wert zu vergleichen, wobei ein Impulsstörungssignal erzeugt wird, wenn der X-Wert größer als die genannte Summe ist.
Ein Impulsstörungsdetektorsignal wird erzeugt, wenn ein Störungsimpuls detektiert wird. Es sind Mittel zur Erzeugung einer zweiten normalisierten Gleitkomma-Datendarstellung der empfangenen Signale in Abhängigkeit von den Festkomma-Datendarstellung für jede der Amplituden der empfangenen Signale und des AGC-Pegelwortes vorgesehen und Gleitkomma- Interpolationseinrichtungen sind sowohl mit den Mitteln zur Erzeugung der zweiten Gleitkomma-Daten, als auch den Stördetektierungsmitteln verbunden, um interpolierte Daten zu erzeugen, welche den Störungsimpuls für eines der empfangenen Signale bei der Entfernung M der Abtastung N-1 in Abhängigkeit von dem Impulsstörungs-Detektorsignal ersetzen.
Beim Betrieb einer bevorzugten Ausführungsform umfaßt das Detektieren und Ersetzen eines Störimpulses folgende Schritte:
Umwandlung einer Festkomma-Datendarstellung einer in Phase liegenden Komponente (I) und einer Quadraturkomponente (Q) jedes der empfangenen Signale in eine erste normalisierte Gleitkomma-Datendarstellung mit einer Mantisse und einem Exponenten, wobei die Mantisse zumindest ein höchstwertiges Bit für erhöhte Genauigkeit hat,
Erzeugen eines logarithmischen Betragswertes für jedes der empfangenen Signale in Abhängigkeit von der normalisierten Gleitkomma-Datendarstellung und einem AGC-Pegelwort,
Detektieren eines Störimpulses in einem der empfangenen Signale in einer Abtastung N-1 bei einer Entfernung M, basierend auf der Untersuchung des logarithmischen Betragswertes der benachbarten Abtastungen N und N-2 bei der Entfernung M,
Erzeugen eines Störimpuls-Detektierungssignales, wenn der Störimpuls festgestellt wird,
Erzeugen einer zweiten normalisierten Gleitkomma-Datendarstellung der empfangenen Signale in Abhängigkeit von der Festkomma-Datendarstellung für jede der Amplituden der empfangenen Signale und dem AGC-Pegelwort, und
Erzeugen interpolierter Daten aus der zweiten normalisierten Gleitkomma-Datendarstellung der empfangenen Signale, um den Störimpuls für eines der empfangenen Signale an der Entfernung M der Abtastung N-1 in Abhängigkeit von dem Störimpuls-Detektierungssignal zu ersetzen.
Der Schritt der Erzeugung eines logarithmischen Betrags-wertes umfaßt weiter den Schritt der Erzeugung eines logarithmischen Mantissenkorrekturwertes in Abhängigkeit von der normalisierten Mantisse jeder der phasengerechten (I) und Quadraturkomponenten (Q) für jedes der empfangenen Signale und einem Denormalisierungs-Steuerwort, ferner die Addition des logarithmischen Mantissenkorrekturwertes zu einem größten Exponenten der phasengerechten Komponente (I) und der Quadraturkomponente (Q) für jedes der empfangenen Signale zur Erzeugung eines logarithmischen Betrages des A/D-Ausganges und das Addieren des logarithmischen A/D-Ausgangs-Betrages zu dem AGC-Pegelwert zur Erzeugung eines logarithmischen Größenwertes für jedes der empfangenen Signale, wobei das AGC-Pegelwort einen Dämpfungsfaktor repräsentiert, der auf jedes der empfangenen Signale einwirkt, um diese Signale innerhalb des dynamischen Bereiches des A/D-Umformers zu halten. Das Detektieren eines Störimpulses umfaßt den Schritt der Speicherung logarithmischer Größenwerte Y&sub2;, X, Y&sub1; für benachbarte Entfernungsabtastungen N, N-1 und N-2, ferner die Erzeugung eines Mittelwertes der logarithmischen Größenwerte von Y&sub1; und Y&sub2;, das Addieren des Mittelwertes zu einem Schwellwertpegel zur Bildung einer Summe, das Vergleichen der Summe des Mittelwertes des Schwellwertpegels mit den X-Wert und das Erzeugen eines Impulsstörungssignales, wenn der X-Wert größer als die Summe ist.
Eine andere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung hat die Gestalt eines Radarsystems, bei welchem empfangene Signale mit Amplituden, welche sich innerhalb eines weiten Bereiches möglicher Amplituden ändern können, unter Verwendung einer automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) verarbeitet werden, wobei das System folgendes enthält:
Mittel zur Umwandlung einer Festkomma-Datendarstellung einer phasengerechten (I) und einer Quadraturkomponente (Q) für jedes der genannten empfangenen Signale in eine Gleitkomma-Datendarstellung mit einer Mantisse und einem Exponenten, wobei die Mantisse mindestens ein höchstwertiges Bit für erhöhte Genauigkeit aufweist;
Mittel, welche mit den genannten Umwandlungsmitteln verbunden sind und in Abhängigkeit von einem AGC-Pegelwort einen logarithmischen Betragswert für jedes der genannten empfangenen Signale erzeugen;
Mittel, die mit den die logarithmische Größe erzeugenden Mitteln verbunden sind, um einen Störungsimpuls in einem der empfangenen Signale in einer Abtastung N-1 bei einer Entfernung M auf der Basis einer Untersuchung des genannten logarithmischen Betragswertes benachbarter Abtastungen N und N-2 bei der genannten Entfernung M zu detektieren und ein Störungsimpuls-Detektierungssignal zu erzeugen, wenn der Störungsimpuls detektiert wird;
Mittel zur Erzeugung einer zweiten normalisierten Gleitkomma-Datendarstellung der genannten empfangenen Signale in Abhängigkeit von der Festkomma- Datendarstellung für jede der Amplituden der empfangenen Signale, und dem AGC-Pegelwort; und
Gleitkomma-Interpolationseinrichtungen, die mit den Mitteln zur Erzeugung der zweiten Gleitkomma- Datendarstellung und den Störungsdetektierungsmitteln verbunden sind, um interpolierte Daten zu erzeugen, welche den Störungsimpuls für eines der empfangenen Signale bei der Entfernung M der Abtastung N-1 in Abhängigkeit von der Erzeugung des Störungsimpuls-Detektionssignales ersetzen.
Die Mittel zur Erzeugung des logarithmischen Betragswertes können folgendes enthalten:
Mittel zur Erzeugung eines Mantissenkorrekturwertes des logarithmischen Betrages in Abhängigkeit von einer normalisierten Mantisse jeder der phasengerechten (I) und Quadraturkomponenten (Q) für jedes der empfangenen Signale, und von einem Denormalisierungs-Steuerwort;
erste Additionsmittel zum Addieren des Mantissenkorrekturwertes des logarithmischen Betrages zu einem größten Exponenten der phasengerechten (I) und Quadraturkomponenten (Q) für jedes der empfangenen Signale; und
zweite Addiermittel, welche mit den ersten Addiermitteln gekoppelt sind, um einen Ausgang der ersten Addiermittel zu dem AGC-Pegelwort zu addieren, um den genannten logarithmischen Betragswert zu erhalten, wobei das AGC-Pegelwort einen Dämpfungsfaktor repräsentiert, welcher auf jedes der empfangenen Signale einwirkt.
Die automatische Verstärkungsgradsteuerung des Radarsystems kann Mittel zur Auswahl des genannten größten Exponenten enthalten. Der genannte größte Exponent mit einem geringstwertigen Bit entsprechend dem Maßstab von 6 dB Schritten kann für die Addition ausgerichtet werden, beginnend bei einem 6-dB-bemaßstabten Bit des genannten Mantissenkorrekturwertes des logarithmischen Betrages. Das AGC- Pegelwort mit einem geringstwertigen Bit entsprechend dem Maßstab von 6-dB-Schritten kann zur Addition ausgerichtet werden, beginnend bei einem 6-dB- bemaßstabten Bit des Ausganges der ersten Addiermittel.
Die normalisierte Mantisse jeder der phasengerechten (I) und Quadraturkomponenten (Q) kann einen absoluten Wert zur Verbesserung der Genauigkeit des logarithmischen Betragswertes enthalten.
Der genannte Mantissenkorrekturwert des logarithmischen Betrages kann durch die vier höchstwertigen Bits der normalisierten Mantisse jeder der phasengerechten (I) und Quadraturkomponenten (Q) und zwei Bits des denormalisierten Steuerwortes bestimmt werden, um den logarithmischen Betragswert zu bilden, der acht Bits mit einer Meßgenauigkeit von mindestens 3/4 dB und einem dynamischen Bereich von mindestens 102 dB für jedes der empfangenen Signale aufweist.
Der Gleitkomma-Interpolator kann die interpolierten Daten für die Abtastung N-1 durch Bestimmung eines Mittelwertes der Summe der Gleitkomma- Darstellung der empfangenen Signale in den Abtastungen N und N-2 in Nachbarschaft zur Abtastung N- 1 bei der Entfernung M erzeugen.
Die Detektormittel können folgendes enthalten:
Mittel zur Speicherung logarithmischer Betragswerte Y&sub2;, X und X&sub1; für die benachbarten Entfernungsabtastperioden N, N-1 und N-2;
Mittel, welche mit den genannten speichernden Mitteln für die Y&sub1;- und Y&sub2;- Werte verbunden sind, um einen Mittelwert von logarithmischen Betragswerten von Y&sub1; und Y&sub2; zu erzeugen.
Mittel zum Addieren des genannten Mittelwertes zu einem Schwellwert zur Bildung einer Summe; und
Mittel, welche mit den Addiermitteln verbunden sind, um die genannte Summe des Mittelwertes und des Schwellwertpegels mit dem genannten X-Wert zu vergleichen, wobei ein Impulsstörungssignal erzeugt wird, wenn der X-Wert größer als die genannte Summe ist.
Die genannten Detektormittel können weiter Invertermittel zur Erzeugung eines "Komplement auf 1- Wertes" der erwähnten Summe enthalten; und die Vergleichermittel enthalten einen Addierer, dessen einer Eingang der genannte X-Wert ist und dessen zweiter Eingang der genannte "Komplement auf 1-Wert" ist, so daß ein Überlauf von dem genannten Addierer geliefert wird, wenn der genannte X-Wert größer als die genannte Summe ist, derart, daß das Überlaufsignal das genannte Impulsstörungssignal ist.
Ausführungsformen der Erfindung werden in Wetter-Radarsystemen verwendet.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Andere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich in Verbindung mit den anliegenden Zeichnungen. In diesen stellen dar:
Fig. 1 einen Wetterradarempfänger, welcher die Erfindung verkörpert;
Fig. 2 ein Diagramm des ID-A/D-Pegels 38 oder des QD-A/D-Pegels 40 und des AGC-Pegels 41 in 6 dB-Schritten bei einem 6 dB-Sicherheitsband für hohe Impulswiederholungsfrequenzen zur Erzeugung eines dynamischen 50 dB Minimalbereiches für ID oder QD für die Rauschechounterdrückung;
Fig. 3 ein Diagramm des ID-A/D-Pegels 38 oder des QD-A/D-Pegels 40 abhängig vom AGC-Pegel 41 in 6 dB-Schritten bei einem 12 dB-Sicherheitsband für Wellenformen niedriger Impulswiederholungsfrequenz zur Erzeugung eines dynamischen Minimalbereiches von 44 dB für ID und QD bei der Rauschechounterdrückung;
Fig. 4 ein Funktions-Blockschaltbild des AGC-Generators der Ausführungsform von Fig. 1;
Fig. 5 ein Blockschaltbild eines AGC-Detektors innerhalb des AGC-Generators zur Erzeugung der AGC-Pegelwerte nach Fig. 2 und Fig. 3 und der Signale, die zu einem Logarithmuswertgenerator geliefert werden;
Fig. 6 ein funktionelles Blockschaltbild einer digitalen Signalverarbeitungseinrichtung in einem Radarsystem mit einem Impulsstörungsdetektor und einem Gleitkomma-Interpolator;
Fig. 7 ein funktionelles Blockschaltbild, in welchem ein Logarithmuswertgenerator mit einem Impulsstörungsdetektor gekoppelt ist;
Fig. 8 eine Impulsstörung von einem zweiten Radarsystem, die bei der Entfernung M während der Abtastung N-1 eines ersten Radarsystems auftritt;
Fig. 9 ein funktionelles Blockschaltbild des Impulsstörungsdetektors nach Fig. 6;
Fig. 10 ein funktionelles Blockschaltbild eines normalisierten Gleitkommagenerators, der mit einem Gleitkomma-interpolator verbunden ist, dessen Ausgang von einem Impulsstörungsdetektor ausgewählt wird.

Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Ein Wetterradarempfänger und ein digitales Verarbeitungssystem 10, welche entsprechend der vorliegenden Erfindung betrieben werden, sind in Fig. 1 dargestellt. Eine Anzahl von Radarsignalen wird von einem Sender 11 erzeugt und über eine Antenne 12 während einer Anzahl von Radarabtastungen ausgesendet, wobei jede der Abtastungen eine Anzahl von Entfernungszellen aufweist. Das Impulswiederholungsintervall (PRI) ist die Zeit zwischen nebeneinanderliegenden ausgesendeten Radarsignalen und dieses Intervall wird auch als eine Entfernungsabtastung bezeichnet. Ein Empfänger 48 empfängt Radarechosignale 15 von der Antenne 12 und setzt diese nach abwärts in phasenrichtige Videosignale (I) und Quadratur-Videosignale in 12-bit-Digitalwortdarstellungen um und ein Generator 34 zur automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) liefert ein 3-bit-Binärwort 36 zur Steuerung des AGC-Pegels an eine AGC-Dämpfungseinrichtung 22, um den Empfänger 48 mit der Fähigkeit eines veränderlichen dynamischen Bereiches auszustatten, in dem die Radarechosignale 15 in sieben 6 dB-Schritten abgedämpft werden, was erforderlich ist, um innerhalb des dynamischen Bereiches der A/D-Umformer 30 und 32 zu bleiben. Eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung 50 empfängt die digitalen Darstellungen der Videosignaldaten von dem Empfänger 48 und führt die Verarbeitungen aus, die zur Bildung der Radarbasisdaten erforderlich sind, was Abschätzungen der Reflektivität (Z), mittlere Radialgeschwindigkeit (V) und Spektrumsbreite (σv) umfaßt. Zusätzlich liefert die digitale Signalverarbeitungseinrichtung 50 eine Störungsbestimmung zur Beseitigung oder wesentlichen Verminderung von Verarbeitungsfehlern aufgrund von zufälliger Impulsstörung.

Schrittweise automatische Verstärkungsgradssteuerung

Unter weiterer Bezugnahme auf Fig. 1 ist festzustellen, daß die Radarechosignale 15 (S-Band) von einem Verstärker 14 niedrigen Störpegels verstärkt werden und zu einem Hochfrequenzmischer 16 gelangen, zu dem ein hochfrequenter Lokaloszillatoreingang (RFLO 15) von einem Radarzeitgenerator 13 gelangt, um die Radarechosignale 15 in 30 MHz-Zwischenfrequenzsignale (IF) umzusetzen. Der Radarzeitgenerator 13 liefert ein 10 MHz-Radartaktsignal 60 für den Takt des Radarsystems. Die Zwischenfrequenzsignale werden durch einen Vorverstärker 18 verstärkt und an ein angepaßtes Zwischenfrequenzfilter 20 angekoppelt, um das Signal/Rauschverhältnis im Zwischenfrequenzbereich der Radarechosignale 15 durch Abstimmung der Bandbreite des abgestimmten Filters 20 auf die Informationsbandbreite der Radarechosignale 15 zu optimieren. Der Ausgang von dem angepaßten Zwischenfrequenzfilter 20 wird an die AGC-Dämpfungseinrichtung 22 angekoppelt, welche sieben Pegel der Dämpfung in 6 dB- Schritten zusätzlich zu einer Nulldämpfung in Abhängigkeit von einem 3-bit-Wort 36 der AGC-Pegelsteuerung liefert, so daß die IA und QA-Signale innerhalb des dynamischen Bereiches der Analog/Digital-Umformer 30 und 32 bleiben und effektiv die Eigenschaft des dynamischen Bereiches des Systems ausgedehnt wird. Die AGC-Dämpfungseinrichtung 22 enthält Dämpfungsabschnitte von -6 dB, -12 dB und -24 dB, wobei jeder Abschnitt von einem der drei Bits des AGC-Pegel-Steuerwortes 36 gesteuert wird, so daß eine beliebige Kombination von Dämpfungen in 6 dB-Schritten bis zu 42 dB gewählt werden kann, um den erweiterten dynamischen Bereich zu schaffen. Der Ausgang der AGC-Dämpfungseinrichtung 22 ist mit einem Phasendemodulator 24 verbunden, welcher einen Zwischenfrequenz-Lokaloszillatoreingang (IFLO 23) von dem Radarzeitgenerator 13 erhält, um die I- und Q-Videosignaldarstellungen der Radarechosignale 15 zu erzeugen. Der Phasendemodulator 24 teilt die Zwischenfrequenzdarstellung der Radarechosignale 15 in die phasengerechte Komponente (I) und die Quadraturkomponente (Q) für jede Entfernungszellenprobe. Die Videoverstärker 26 und 28 verstärken die I- Signale bzw. Q-Signale und erzeugen die Signale IA bzw. QA. Zwei 12-bit-Analog-/Digital-Umformer 30 und 32 tasten die Analogsignale IA und OA in Abhängigkeit von einem Entfernungsproben-Taktsignale 75, das von dem Radartakt 60 abgeleitet ist und erzeugen, wie in Tabelle 1 gezeigt ist, für jedes Analogsignal 12-bit-Digitalzahldarstellungen Id und Qd als "Komplement auf 2". In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das Entfernungsprobentaktsignal 75 ein ganzzahliger Betrag von Zählungen des Radartaktes 60 und wird für eine kontinuierliche A/D-Tastungsrate verwendet, um Übergangserscheinungen zu beseitigen, welche aus unterbrochenen Tastungsraten resultieren.
Die 12-bit-Radarechodaten Id und Qd werden zu einem Generator 34 zur automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) weitergegeben, der das 3-bit-Wort 36 für die AGC-Pegelsteuerung zur Auswahl der Einstellung der AGC-Dämpfungseinrichtung 22 in 6 dB-Schritten erzeugt. Diese Schleife zur automatischen Verstärkungsgradsteuerung bestimmt zusammen mit dem 12-bit-Analog-/Digital-Umformern 30 und 32 den dynamischen Bereich des Systems, der bei dem vorliegenden bevorzugten Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 102 dB ausmacht. Tabelle 1 Gestalt der Daten Id oder Qd Id oder Qd Binäre Datengestalt (komplement auf 2) A/D-Pegelwerte höchstwertig in Dezimal niedrigstwertig Max Null Min
Die Schleife der automatischen Verstärkungsgradsteuerung mit dem AGC-Generator 34 und der AGC-Dämpfungseinrichtung 22 liefert 42 dB von den insgesamt 102 dB in wählbaren 6 dB-Schritten. Die A/D-Umformer 30 und 32 haben einen dynamischen Bereich von 60 dB. Der AGC-Generator 34 bestimmt die Einstellung der AGC-Dämpfungseinrichtung 22 für die entsprechende Entfernungszelle im nächsten Pulswiederholungsintervall. Diese Einstellung wird abgeleitet von dem jeweils größeren der Absolutwerte entweder von I oder von Q der Entfernungszelle, der entsprechenden AGC-Einstellung im gegenwärtigen Pulswiederholungsintervall und einer A/D-Grenzwertfeststellung des gegenwärtigen und des vorausgegangenen Pulswiederholungsintervalls für ein spezifisches Sicherheitsband 97, 99, welches in den Fig. 2 und 3 gezeigt und weiter unten erläutert wird. Die 12-Bit-Festkommadaten Id und Qd werden in einem A/D-Datenregister 71 des AGC-Generators 34 (Fig. 4) für eine Zeitdauer einer Entfernungstastung festgehalten und diese Daten werden als ID 38-Daten und QD 40-Daten an die digitale Signalverarbeitungseinrichtung 50 zusammen mit einem 3-Bit-AGC-Pegelsteuerwort 41 weitergegeben, welches zur Gewinnung der genannten Daten verwendet wurde. Die A/D-Daten ID 38 und QD 40 sind nun zeitlich mit dem 3-Bit-Steuerwort 41 der AGC-Pegelsteuerung ausgerichtet, um Radarechosignale 15 voller Amplitude innerhalb des gesamten dynamischen Bereiches des Systems zu verarbeiten. Die digitale Verarbeitungseinrichtung 50 führt dann die erforderliche Verarbeitung durch, um Bodenrauschecho zu unterdrücken und die Radarbasisdatensignale zu erzeugen, nämlich Reflektivität (Z) 52, mittlere Radialgeschwindigkeit (V) 54 und die Spektrumsbreite (σ v) 56. Außerdem erzeugt sie den Steuertakt 49 in Abhängigkeit vom Radartakt 60 für das Radarsystem.
Unter Bezugnahme nunmehr auf die Fig. 2 und 3 wird die Wirkungsweise der vorliegenden Erfindung zur Bereitstellung eines gesamten dynamischen Bereiches des Systems von 102 dB erläutert. Die A/D-Umformer 30 und 32 (Fig. 1) liefern einen dynamischen Bereich von 60 dB und die acht Pegel (0 bis 7) des inkrementellen AGC-Pegels 41 haben jeweils 6 dB-Schritte und ergeben zusätzliche 42 dB des dynamischen Bereiches. Die graphischen Darstellungen zeigen die ID 38- oder QD 40-A/D-Pegelwerte aufgetragen über den AGC-Pegelwerten 41 (0 bis 7) in 6 dB-Schritten für ein 6 dB-Sicherheitsband (Fig. 2) und ein 12 dB-Sicherheitsband (Fig. 3). Das 6 dB-Sicherheitsband in Fig. 2 wird für Wellenformen hoher Pulswiederholungsfrequenz (PRF) verwendet und das 12 dB-Sicherheitsband gemäß Fig. 3 wird für Wellenformen niedriger Pulswiederholungsfrequenz verwendet.
Wenn das Pulswiederholungsintervall zunimmt, nimmt das Sicherheitsband aufgrund einer größeren Wahrscheinlichkeit einer größeren Änderung der Amplitude der Radarechosignale zu. Die Amplitudenänderung von Impulswiederintervall zu Impulswiederholungsintervall ist eine Funktion der Parameter der Radarsignale und Echosignale. Bei Wetterradaranwendungen und den meisten anderen Anwendungen sind nur zwei Sicherheitsbänder erforderlich, nämlich 6 dB für Pulswiederholungsintervalle von weniger als 3 ms und 12 dB für Impulswiederholungsintervalle von mehr als 3 ms.
Der Maßstab der Ordinate in Fig. 2 und Fig. 3 für die ID 38- oder QD 40-Pegelwerte reicht, wie man auf der linken Seite sieht, von 0 bis 2047 und ist auf der rechten Seite auch in Einheiten von dB angegeben. Der Maßstab der Abszisse in Fig. 2 geht in der dargestellten Weise von Null bis 1024 Pegelwerten (FS/2) für die A/D-Umformer 30 und 32, und danach liefern die AGC-Pegelwerte den erweiterten dynamischen Bereich von 42 dB in sieben 6 dB-Schritten. Jeder Schritt des AGC-Pegels 41, der einen 6 dB-Dämpfungsfaktor der Analog-/Digital- umgesetzten Eingangssignale repräsentiert, entspricht dem Gleitkommaexponent der ID 38- und QD 40-Daten, welcher an die digitale Signalverarbeitungseinrichtung 50 geliefert wird. Der verarbeitete Radarechosignalpegel ist 2AGC Pegel 41 · ID 38 und 2AGC Pegel 41 · QD 38. In der Gleitkommazahldarstellung ist der AGC-Pegelwert 41 der Exponent und die A/D-Daten sind die Mantisse. Der AGC-Pegelwert 41 ist der gemeinsame Exponent für ID 38 und QD 40 Gleitkomma-Zahlendarstellungen sind in vielen Veröffentlichungen beschrieben, von denen eine folgendermaßen anzugeben ist: "Computer Arithmetic - Principles, Architecture and Design", von Kai Hwang, John Wiley & Sons 1979. Zur Vergrößerung der Radarechosignale 15 suchen die sieben Schritte des AGC-Pegels den Absolutwert des größeren der beiden A/D-Pegelwerte ID38 und QD40 innerhalb des 512 bis 2047 Pegelbereiches für das 6 dB-Sicherheitsband (Fig. 2) und innerhalb des 256 bis 2047-Pegelbereiches für das 12 dB-Sicherheitsband (Fig. 3) zu halten, um eine Begrenzung in den A/D-Umformern 30 und 32 zu vermeiden, während für die Clutterunterdrückung das Clutter-/Rauschverhältnis maximiert wird. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der RMS-Rauschpegel (σ N) nominell bei 1,45 A/D-Pegelwerten festgesetzt. Die Fig. 2 und 3 zeigen keine negativen Pegelwerte, da die Absolutwerte der ID38 und QD40-- Daten zur Erzeugung der sieben Schritte des AGC-Pegels 41 verwendet werden. Das "Komplement zu 2" negativer Zahlen erzeugt den Absolutwert, wenn die Größen ID38 oder QD40 negativ sind. Die Zwölfbit-A/D-Umformer 30 und 32 liefern Pegelwerte, welche von -2048 bis +2047 reichen.
Es sei weiterhin auf die Fig. 2 und 3 Bezug genommen. Die Q-gegenüber den 1-A/D-Pegelwerten des linearen Empfängers 48 zeigen auf, daß eine Begrenzung in den A/D-Umformern 30 und 32 auftritt. Die A/D-Umformer 30 und 32 begrenzen auf das maximale Positive für analoge Eingangspegelwerte größer als den positiven (+) vollen Bereich (FS) und auf das maximale Negative für analoge Eingangspegelwerte kleiner als der negative (-) volle Bereich (FS). Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist ein A/D-Pegel das Entsprechende von Pegelwerten von 5 Volt (V) dividiert durch 2048 für einen A/D-Umformer mit einem vollen Bereich von 5 Volt. Die Videoverstärker 26 und 28 im Empfänger 48 begrenzen beim 2-fachen der maximalen /D-Vollbereichseingangsspannung, um die beiden I- und Q- A/D-Umfomer 30 und 32 in ihrem linearen Bereich zu halten. Da der AGC-Pegel 41 auf der Basis des größeren der Pegel ID oder QD bestimmt ist, werden exakte Pegelwerte für die AGC-Erzeugung erhalten, und nicht Annäherungen, wie beim Stande der Technik, wo Verstärkungsgewinneinstellungen entweder vor dem A/D)-Umformer oder an der A/D-Größe (I² + Q²)1/2 durchgeführt wurden. Wie zuvor bemerkt treten keine negativen ID- oder QD-Pegelwerte auf, nachdem Absolutwerte der Zahlendarstellungen des Komplements auf 2 verwendet werden. Der A/D-Linearbereich dynamischer Art wird in Decibel folgendermaßen definiert:
20 LOG&sub1;&sub0; RMS Sinuswellensignal/RMS Störpegel
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der dynamische I- oder Q-A/D-Linearbereich folgendermaßen anzugeben:
Der dynamische I- und Q-Linearbereich ist folgendermaßen anzuschreiben:
Die acht AGC-Pegelwerte (0-7) des AGC-Pegels 41 liefern die zusätzlichen 42 dB des dynamischen Bereiches für einen dynamischen Bereich des Gesamtsystems von 102 dB.
Ein stationärer Clutter im Videoband oder Basisband ist eine Spitze oder ein Gleichstromwert. Das minimale Clutter/Störverhältnis für die Clutterunterdrückung ist definiert als das Verhältnis des Spitzen- oder Gleitstrom-Clutterpegels (C) zu dem maximalen RMS-Störpegel. Der minimale Clutter-/RMS-Störpegel für Wellenformen hoher Pulswiederholungsfrequenz in db für die I- oder Q-A/b-Umformung ist in Fig. 2 gezeigt und ist folgendermaßen anzugeben:
Statistisch sind sämtliche A/D-Pegelwerte gleich wahrscheinlich. Der mittlere ID 38 oder QD 40-A/D-Pegel ist aber 9 dB unterhalb von dem 2047-Niveau für das 6 dB-Sicherheitsband gemäß Fig. 2. Der mittlere RMS-Störpegel ist auf der Hälfte zwischen den Pegelwerten 1,25 und 1,625 oder 1,45 RMS und das typische oder mittlere Verhältnis von Clutter zu Störung für die Clutterunterdrückung ist folgendermaßen anzugeben: (typischer Fall)
Das I- und Q-Clutter/Störverhältnis für die Clutterunterdrückung ist dasselbe, nämlich 50 dB im Minimum und 54 dB als typischer Fall.
Der minimale Clutter-/RMS-Störpegel für Wellenformen niedriger Pulswiederholungsfrequenz in dB ist in Fig. 3 dargestellt und folgendermaßen anzugeben:
Der mittlere ID 38 oder QD 40-A/D-Pegel liegt 15 dB unterhalb von den 2047-Werten für das 12 dB-Sicherheitsband gemäß Fig. 3. Das typische oder mittlere Clutter-/Störverhältnis für die Clutterunterdrückung ist: (typischer Fall)
Das I- und Q-Clutter-/Störverhältnis für die Clutterunterdrückung ist dasselbe, nämlich 44 dB im Minimum und 48 dB im typischen Fall.
Es sei nun auf die Fig. 4 Bezug genommen. Hier ist ein Blockdiagramm des AGC-Generators 34 gezeigt, der ein A/D-Datenregister 71 zur Speicherung der Id- und Qd-Daten für eine Entfernungsabstastungsperiode und einen AGC-Detektor 70 zur Bestimmung einer gegenwärtigen A/D-Grenzbedingung 45 und des richtigen AGC-Pegels 44 der nächsten Abtastung zur Verwendung beim Abtasten derselben Entfernungsbereichszelle von Daten in der nächsten Abtastperiode durch Untersuchen des AGC-Pegels der gegenwärtigen Abtastung 41, der ID 38- und QD 40-Daten, des gegenwärtigen A/D-Grenzwertes 45 und des vorausgehenden A/D-Grenzwertes 42 für dieselbe Entfernungszelle in der vorausgehenden Abtastperiode enthält. Zusätzlich enthält der AGC-Generator 34 einen AGC-Abtastperiodenspeicher 72, der in 2048 Wörtern zu 4Bit (ein Speicherplatz für jede Entfernungsbereichszelle) organisiert ist, um das drei-Bit-Wort des AGC-Pegelwertes 44 der nächsten Abtastung und das Bit des A/D-Grenzwertes 45 zu speichern. Der AGC-Abtastperiodenspeicher 72, zu dem für jede Entfernungszelle in der laufenden Abtastperiode Zugriff genommen wird, verwendet das AGC-Register (N+4) 74 zum Festhalten der AGC-Pegelsteuerung 36 oder stellt die AGC-Anfangsbedingung auf einen vorbestimmten Pegelwert Null beim Einschalten der Leistung und überträgt ihn zu der AGC-Abdämpfungsvorrichtung 22 (Fig. 1). Der Entfernungs-Abtastungstaktgeber 75 erzeugt eine AGC-Adresse 66 für jede Entfernungszelle. Daten werden für jede Entfernungszelle von dem AGC-Abtastperiodenspeicher 72 in das AGC-Register (N+4) 74 für drei Radartaktzählungen 60 (durch das Verzögerungsregister 73 vorgegeben, wodurch Ausbreitungszeiten berücksichtigt werden), nach dem Auftreten des Entfernungsabtastungstaktes 75 eingelesen. Der AGC-Generator 34 enthält weiter 4 Register, nämlich das AGC-Register (N+3) 76, das AGC-Register (N+2) 78, das AGC-Register (N+1) 80 und das AGC-Register (N) 82, um das Datenwort der vorwärts gekoppelten AGC-Pegelsteuerung 36 und das Bit des A/D-Grenzwertes 42 der vorherigen Abtastung zu verzögern, bis die ID 38- und QD 40-Daten empfangen werden, welche dem den Daten zugeordneten AGC-Pegelsteuerungswort 36 entsprechen. Der Entfernungsabtasttakt 75 verschiebt das AGC-Pegelsteuerungswort 36 und das zugehörige A/D-Grenzwertbit der vorherigen Abtastung durch die vier Register 76 bis 82, welche vier Entfernungsabtastverzögerungen bewirken, wobei die erste Verzögerung es gestattet, daß sich das vorübergehende Ansprechen der AGC-Dämpfungseinrichtung 22 auf die Hälfte eines A/D-Bits niedrigster Wertigkeit beruhigt, die zweite Verzögerung es gestattet, daß die A/D-Umformung stattfindet, und die dritte Verzögerung die Zeit schafft, damit die ID 38- und QD 40-Daten aus den A/D-Umformern 30 und 32 übertragen werden können und schließlich die vierte Verzögerung dafür sorgt, daß die ID 38- und QD 40-Daten im A/D-Datenregister 71 mit dem zugehörigen drei-Bit-AGC-Pegelsteuerungswort 36 (welches nun als AGC-Pegel 41 bezeichnet wird), und mit dem 1-Bit-A/D-Grenzwert 42 der vorherigen Abtastung in dem AGC-Register (N) 82 zeitlich ausgerichtet werden. Die ID 38- und QD 40-Daten werden zu dem AGC-Detektor 70 und der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung 50 für die weitere Verarbeitung weitergeleitet. Nun errechnet der AGC-Detektor 70 den AGC-Pegelwert 44 der nächsten Abtastung und den entsprechenden A/D-Grenzwert 45 und speichert die Daten in dem AGC-Abtastperiodenspeicher 72 unter Verwendung desselben AGC-Adressenwertes 66, der verwendet wurde, um aus dem Speicher 72 vier Entfernungsbereichsabtastungen früher herauszulesen, um die vier Verzögerungen durch die Register 76 bis 82 zu kompensieren. In dieser Weise wird dieselbe AGC-Speicheradresse 66 in Verbindung mit der Lese-/Schreibsteuerung 68 verwendet, um für eine bestimmte Entfernungszelle aus dem Speicher herauszulesen oder in ihn einzuschreiben.
Die kritischen Funktionen für den AGC-Generator 34 sind das Detektieren des A/D-Grenzwertes, das Handhaben der Anfangsbedingungen und das Einstellen des AGC-Pegelwertes, um innerhalb des linearen dynamischen A/D-Bereiches zu bleiben. Die Grenzwertbestimmung für jede Entfernungszelle wird überwacht und die erste PRI-Abtastung, bei der der A/D-Grenzwert 45 festgestellt wird, ändert die AGC-Pegeleinstellung für diese Entfernungszelle um den Minimalbetrag von 6 dB (+1AGC-Pegelwert) für Wellenformen hoher Pulswiederholungsfrequenz und von 12 dB (+2AGC-Pegel) für Wellenformen niedriger Pulswiederholungsfrequenz. Wenn der gegenwärtige A/D-Grenzwert 45 in der gegenwärtigen PRI-Abtastung festgestellt wird und das A/D-Grenzwertbit 42 der vorhergehenden Abtastung in dem AGC-Abtastungsperiodenspeicher 72 aufgrund einer Begrenzung bei der vorausgehenden PRI-Abtastung eingestellt ist, so wird die AGC-Einstellung für diese Entfernungszelle auf 12 dB (+2AGC-Pegelwerte) für Wellenformen hoher Pulswiederholungsfrequenz und auf 18 dB (+3AGC-Pegelwerte) für Wellenformen niedriger Pulswiederholungsfrequenz (siehe Tabelle 6) geändert. Die Einschalt-Anfangsbedingungen stellen die AGC-Pegelsteuerung 36 auf einen vorbestimmten Pegelwert Null für jede Entfernungszelle und daher bedarf es mit der A/D-Grenzwertfeststellung und Steuerung eines Maximums von 4 PRI-Abtastungen für Wellenformen hoher Pulswiederholungsfrequenz, um über die Grenze zu kommen, und von 3 PRI-Abtastungen für Wellenformen niedriger Pulswiederholungsfrequenz, wenn der dynamische Bereich des Echosignals weniger als 102 dB ist.
Wenn die A/D-Umformer 30 und 32 aufgrund von Impulsstörung in den Grenzbereich getrieben werden, wird die Impulsstörung nicht vor dem nächsten PRI-Abtastintervall detektiert. Die A/D-Grenzwertbestimmung und -Steuerung halten die Impulsstörung von einer Steuerung der AGC-Einstellung fern, wobei, wie oben beschrieben, der vorherige A/D-Grenzwert 42 und der gegenwärtige A/D-Grenzwert 45 verwendet werden. Die A/D-Grenzwertbestimmung und -Steuerung mit den Sicherheitsbändern von 6 dB oder 12 dB gemäß Fig. 2 und 3 ergibt ein rasches Ansprechen wie bei einer augenblicklichen AGC-Steuerung. Die AGC-Pegelsteuerung 36 erweitert den linearen dynamischen Bereich des Empfängers und der A/D-Umformer für die digitale Signalverarbeitung, d. h., die Clutterfilterung und die Abschätzung der Echosignalparameter. Eine Begrenzung aufgrund von Echosignalschwankungen tritt nur auf, wenn die AGC-Pegelwerte klein sind und vernachlässigbare Wirkung haben, gemessen in Zehntel von dB für die Clutterfilterung und für die Parameterabschätzung.
Wenn sich die Radarechosignale abschwächen, indem sie 12 dB oder mehr unter den vollen Bereich (FS) für das 6 dB-Sicherheitsband im Bereich größerer Exponenten von 0 bis 10 oder um 18 dB oder mehr unter den vollen Bereich für das 12 dB-Sicherheitsband im Bereich größerer Exponenten von 0 bis 9 abfallen, so wird die AGC-Einstellung um 6 dB oder um einen AGC-Pegelwert gemäß Tabelle 6 reduziert. Das Vermindern der AGC-Einstellung um nur 6 dB für eine Entfernungszelle in jeder PRI-Abtastung hält Echosignalabflachungen davon ab, in die Grenzbereiche zu gehen und die digitale Signalverarbeitung zu stören, wenn die abgeschwächten Radarechosignale wieder zu ihren Normalwerten zurückkehren.
Nunmehr sei auf Fig. 5 Bezug genommen. Der AGC-Detektor 70 wandelt die Festkomma-Binärdaten ID 38 und QD 40 in ihre Absolutwerte um und wandelt die Absolutwerte in normalisierte Gleitkommadaten mit einem Exponenten und einer Mantisse sowohl für ID als auch für QD um. Die höchstwertige A/D-Biteinstellung des Absolutwertes, der aus den Festkommazahlen für ID 38 und QD 40 erzeugt worden ist, bestimmt den Exponenten und die höchstwertige Bitstelle der normalisierten Gleitkommamantisse, wie in den Tabellen 2 und 3 aufgezeigt ist. Bits nach dem geringstwertigen Bit von ID 38 und QD 40 sind mit Nullen aufgefüllt. Der Wert des größten Exponenten (bezeichnet mit LEXPN 95), der aus den Festkommadaten ID 38 und QD 40 erzeugt worden ist, wird- ausgewählt, und das A/D-Grenzwertbit 45 wird eingestellt, wenn ID 38 und QD 40 im Grenzbereich waren. Der AGC-Detektor 70 bestimmt den AGC-Pegelwert 44 der nächsten Abtastung und liefert Eingangsdaten zu einem Generator 100 für logarithmische Größen. Die Festkommadaten ID 38 werden in normalisierte Gleitkommadaten durch den normalisierte Gleitkommadaten erzeugenden Umformer 90 umgeformt und die Festkommadaten QD 40 werden in normalisierte Gleitkommadaten durch den normalisierte Gleitkommadaten erzeugenden Umformer 92 umgeformt. Die normalisierte Gleitkommazahldarstellung ist die wirkungsvollste Methode zur Bestimmung des AGC-Pegels 44 der nächsten Abtastung und zur Errechnung der logarithmischen Größe. Das Gewichten der Bits der logarithmischen Ausgangsgröße paßt sich leicht zwei gemeinsamen Prinzipien an. Das erste Prinzip ist die Angabe der logarithmischen Größe in Decibel entsprechend folgender Definition:
Log.Größe in Decibels (dB)=20 log&sub1;&sub0; [(ID² + QD²)1/2]
Das zweite Prinzip ist die gemeinsame Verwendung von binären Potenzen von zwei in der Digitalschaltung. Die Gewichtung der Bits paßt sich diesen beiden Prinzipien folgendermaßen an:
20 log&sub1;&sub0; (2) = +6 dB
oder 20 log&sub1;&sub0; (1/2) = -6 dB
Diese beiden Gleichungen zeigen, daß jede Änderung im Exponenten einer 6 dB-Änderung in der logarithmischen Größe entspricht. Der größte Exponent LEXPN 95, der verwendet wird, um den AGC-Pegelwert 44 der nächsten Abtastung zu bestimmen,- wird auch dazu verwendet, eine grobe A/D-Logarithmusgröße in 6 dB-Schritten zu liefern. Die I- und Q-Mantissen (IMAN 88 und QMAN 89) dienen zur Feinabstimmung der logarithmischen Größe zwischen den Bereichen von +3 dB und -6 dB auf die erforderliche Genauigkeit. Für eine Genauigkeit von 3/4 dB sind nur die vier höchstwertigen Bits des Mantissenabsolutwertes erforderlich, um den Rohwert der logarithmischen Größe im Bereich zwischen -3 dB und -6 dB zu korrigieren.

Tabelle 2

Normalisiert-Gleitkomma-Umformer für positive Zahlen

Wenn A/D-Daten = +2046 oder +2047, setze den Exponenten = 15 für die A/D-Überlauffeststellung. Der Wähler 94 für den größten Exponenten verwendet diesen Exponenten zur Einstellung des A/D-Grenzwertbits 45 und setzt den größten Exponenten LEXPN 95 auf 12.
Wenn A/D-Daten = 0, setze Exponenten = 0. Anderenfalls bestimmt die Einstellung des höchstwertigen A/D-Datenbits den Exponenten.
ID 38 oder QD 40-Datenbits (positives Zeichen + 11 Bits):
Datenbits: 0 X X X XXXX XXXX (LSB)
Exponent : 12 11 10 9876 5432
Die 4-Bit-Exponentenscala (0 bis 12)= IEXPN 91 od. QEXPN 93
4-Bitexponent: IEXP3 IEXP2 IEXP1 IEXP0 QEXP3 QEXP1 QEXP1 QEXP0
Equivalente dB-Scala 48 24 12 6
Die 4 Datenbits = die 4 höchstwertigen Bits der normalisierten Zahl (IMAN 88 oder QMAN 89) A/D Dateneingänge Ausgänge In 38 Daten OD 40 Daten

Tabelle 3

Normalisiert-Gleitkomma-Umformer für negative Zahlen

Wenn für negative Daten der Pegel -2048 ist, setze Absolutwert auf +2047; anderenfalls nimm das Komplement zu 2 der negativen Daten zur Bestimmung des Absolutwertes der negativen Zahl.
Wenn A/D-Daten = +2046 oder +2047, setze den Exponent = 15 für die A/D-Überlauffeststellung. Der Wähler 94 für den größten Exponenten verwendet diesen Exponenten zur Einstellung des A/D-Grenzwertbits 45 und stellt den größten Exponenten LEXPN 95 auf 12. Anderenfalls bestimmt die höchstwertige Einstellung der Komplement-auf-2-Daten den Exponenten.
ID 38 oder QD 40-Datenbits (negatives Vorzeichen + 11 Bits)
Komplement auf 2 : 0 X X X XXXX XXXX (LSB)
Exponent: 12 11 10 9876 5432
Die 4 Bit Exponentenscala (0 b 12)- IEXPN 91 od QEXPN 93
4 Bit Exponent: IEXP3 IEXP2 IEXP1 IEXP0 QEXP3 QEXP2 QEXP1 QEXP0
Äquivalente dB-Scala: 48 24 12 6
Die 4 Datenbits = 4 höchstwertige Bits der normalisierten Komplement-auf-2-Zahl (IMAN 88 oder QMAN 89) A/D Dateneingänge Ausgänge In 38 Daten Qn 40 Daten
Es sei weiterhin auf Fig. 5 Bezug genommen. Die funktionelle Logik, welche zur Verwirklichung der Normalisiert-Gleitkomma-Umformer 90 und 92 erforderlich ist, wird durch die Tabellen 2 und 3 beschrieben und kann praktisch ausgeführt werden mit diskreten integrierten Schaltungen, Halbleiterspeichergeräten, beispielsweise PROMS oder ROMS, oder logischen Reihen, wie PLAs oder PALs, wie sie dem Fachmann auf diesem technischen Gebiet ohne weiteres bekannt sind. Die Tabellen 2 und 3 beschreiben die Logik, die in jedem Umformer 90 und 92 erforderlich ist, um die Festkommazahlen ID 38 und QD 40 umzuformen. Verwendet man die 12-Bit-Absolutzahlen der Dateneingänge ID 38 oder QD 40, so bestimmt das erste Bit nach dem Vorzeichenbit, welches von links nach rechts eingestellt wird, den Exponenten und der Exponent entsprechend jeder Datenbitstelle ist in den Tabellen 2 und 3 aufgezeigt. Diese Zahl, die dem Exponenten zugeordnet ist, dient zur Bestimmung des AGC-Pegelwertes 44 der nächsten Antastung und gestattet eine unmittelbare Addition des größten Exponenten (LEXPN 95) zum Erhalt der logarithmischen Größe (log mag 108). Jede Exponentenzahlzuordnung, die in Folge auftritt, kann zur Bestimmung des AGC-Pegelwertes 44 der nächsten Abtastung verwendet werden. Die Zahlenzuordnung in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wurde so gewählt, daß die logarithmische Größenberechnung optimiert wurde. Da jeder Exponent einer 6 dB-Inkrementierung oder einem 6 dB-Schritt entspricht, ist diese unmittelbare Addition möglich, wenn das geringstwertige Bit (LSB) des Exponenten (IEXPO, QEXPO) eine Gewichtung von 6 dB hat, wie in den Tabellen 2 und 3 angegeben. Der Mantissenteil (IMAN 88 oder QMAN 89) wird bestimmt, indem der Absolutwert des 12-Bit-Einganges genommen wird, normalisiert wird und die 4 höchstwertigen Bits des letzten Wertes extrahiert werden (ohne das Vorzeichenbit). Um beispielsweise den Exponenten des 12-Bit-Festkomma-Absolutwertes von der ID 38-Binärzahl 000000001000 zu bestimmen, welche die Eingangsdatenbitposition I3 = 1 hat, zeigt Tabelle 2 auf, daß dann, wenn I3 = 1, der Exponent gleich 5 ist und die IEXPN 91-Ausgänge von dem Umformer 90 folgendes sind: IEXP3 = Q, IEXP2 = 1, IEXP1 = 0 und IEXP0 = 1. Die Mantisse sind die 4 höchstwertigen Bits des normalisierten ID-Wortes, welche in diesem Beispiel IMAN10 = 1, IMAN9 = 0, IMAN8 = O und IMAN7 = O sind. Die 4 höchstwärtigen Bits des Mantissenteiles (IMAN 88 und QMAN 89) der normalisierten Gleitkommazahlen werden zu einem Generator für logarithmische Größen 100 weitergegeben, wo eine logarithmische Größe erzeugt wird, genau entsprechend 3/4 dB, basierend auf der Verwendung der 4 höchstwertigen Bits. Der größere Exponent (LEXPN 95) der beiden Exponenten IEXPN 91 und QEXPN 93, welcher durch den Wähler 94 für den größten Exponenten bestimmt wird, wird ebenfalls zu dem Generator für logarithmische Größen gegeben, um Rohwerte der logarithmischen Größe in 6 dB-Schritten zu erzeugen. Die verminderte Genauigkeit der Mantisse dient zur Feinabstimmung der logarithmischen Größe zwischen dem Bereich von +3 dB bis -6 dB. Tabelle 3 unterscheidet sich in erster Linie von Tabelle 2 durch die Aussage, daß die Komplemente auf 2 gebildet werden sollen (d. h. Invertierung der Binärbits und Addition von 1 zu dem niedrigstwertigen Bit) und zwar von den Daten ID 38 und QD 40, wenn diese Daten eine negative Zahl sind.
Wie zuvor erwähnt werden die Exponenten IEXPN 91 und QEXPN 93 der Gleitkommazahlen für ID 38 und QD 40 zu dem Wähler 94 für den größten Exponenten weitergekoppelt, der die Größe jedes Exponenten untersucht und den größten der Exponenten bestimmt, der durch ein 4-Bit-Wort, nämlich LEXPN 95, beschrieben wird, welcher die Bitpositionen LEXP3, LEXP2, LEXP1, LEXP0 hat. Tabelle 4 beschreibt die Logig zur Durchführung der Funktionen, die der Wähler 94 für den größten Exponenten ausführen muß. Wenn entweder IEXPN 91 oder QEXPN 93 gleich 15 ist, dann ist die Feststellung eines A/D-Überlaufes aufgetreten, wobei der größte Exponent (LEXPN 95) auf 12 für die Auswahl des AGC-Pegels 44 für die nächste Abtastung und für die logarithmische Größenberechnung gesetzt wird, und das A/D-Grenzwertbit 45 eingestellt wird. Wenn der QD-Exponent (QEXPN 53) der größte ist, dann wird ein EXPQL-Bit gesetzt und wenn der ID-Exponent (IEXPN 91) der größte ist, dann wird EXPQL gelöscht, mit Ausnahme des Falles, wenn sowohl der ID 38- als auch der QD 40-Eingang Null sind und dann EXPQL=1, S1=0 und S0=0 sind, was eine OdB-Logarithmusgrößenkorrektur für einen solchen Nulldatenfall bedeutet. Die Steuerbits S1 und S0 werden abhängig von dem Unterschied zwischen dem größten und dem kleinsten Exponenten eingestellt und werden in dem Logarithmusgrößengenerator 100 dazu verwendet, die Mantisse des kleineren Exponenten abhängig von dem Unterschied zwischen dem größeren und dem kleineren Exponenten IEXPN 91 und QEXPN 93 zu denormalisieren, wie in Tabelle 4 angegeben ist, indem die Funktionen durchgeführt werden, die in der Denormalisierungsspalte angegeben sind.

Tabelle 4

Logik für den Wähler des größten Exponenten

Wenn entweder der ID- oder QD-Exponent (IEXPN 91 oder QEXPN 93) = 15, so bedeutet dies, daß eine A/D-Grenzwertbestimmung stattgefunden hat und der größte Exponent LEXP3 bis LEXP0 wird auf 12 für die Auswahl des nächsten AGC-Pegelwertes und für die Logarithmusgrößenberechnung gesetzt und das A/D-Grenzwertbit 45 wird gesetzt. Anderenfalls wird das A/D-Grenzwertbit 45 gelöscht und der Wert LEXPN 95 wird auf den größeren der beiden Werte IEXPN 91 und QEXPN 93 gestellt.
EXPQL wird gesetzt, wenn der Q-Exponent (QEXPN 93) größer ist und wird gelöscht, wenn der I-Exponent (IEXPN 91) größer ist. Wenn die Exponenten gleich sind, wird EXPQL gelöscht, ausgenommen für den Fall, daß die ID- und QD- A/D-Eingänge beide Null sind ( der Code EXPQL=1, S1=0, SO=0 definiert eine QdB-Logarithmusgrößenkorrektur.
Die Steuerbits SO, S1 werden abhängig von dem Unterschied zwischen dem größeren und dem kleineren Exponenten gesetzt, um die Mantisse entsprechend dem kleineren Exponenten folgendermaßen zu denormalisieren: Unterschied von In und Qn Exponent (größer-kleiner) Denormalisierung Eingänge Ausgänge Das A/D-Grenzwertbit wird gesetzt, wenn IEXPN 91 oder QEXPN 93 = 15; Denormalisierung des kleineren Exponenten durch x1, ÷2, ÷4, x0 Q-Exponent ist größer Größerer Exponent
Es sei weiterhin auf Fig. 5 Bezug genommen. Der AGC-Pegelgenerator 96 für den nächsten Pegel erzeugt den AGC-Pegelwert 44 für die nächste Abtastung, ein 3-Bit-Digitalwort basierend auf dem gegenwärtigen AGC-Pegel, den A/D-Grenzwert 42 der vorherigen Abtastung, den A/D-Grenzwert 45 der gegenwärtigen Abtastung, den größten Exponenten (LEXPN 95), und das betreffende gewählte Sicherheitsband 97, 99 (6 dB oder 12 dB). Die Logik zur Durchführung der Funktionen des AGC-Pegelgenerators 96 für den nächsten Pegel ist in den Tabellen 5 und 6 beschrieben. Die Tabelle 6 zeigt die Änderungen der AGC-Pegel 41 für alle möglichen A/D-Pegelwerte für die beiden Sicherheitsbänder von 6 dB und 12 dB.
Aus der Betrachtung der Tabellen 2, 3, 5 und 6 ergibt sich, daß alles, was erforderlich ist, um den AGC-Pegel 44 für die nächste Abtastung zu errechnen, folgendes ist: Die Exponentenzahl, die den ID 38- oder QD 40-Daten zugeordnet ist, die A/D-Grenzwertbedingungen (vorheriger A/D-Grenzwert 42 und gegenwärtiger A/D-Grenzwert 45), das Sicherheitsband 97, 99 und der AGC-Pegelwert 41. Die Logik für die Errechnung des AGC-Pegelwertes 41 ist in den Tabellen 5 und 6 aufgezeigt. Wie zuvor beschrieben ist die Logik für die Exponentzahlen der ID 38- oder QD 40-Daten in den Tabellen 2 und 3 angegeben. Das erste ID 38- oder QD 40-Datenbit nach dem Vorzeichenbit, welches von links nach rechts gesetzt wird, bestimmt den Exponenten. Wenn der AGC-Pegel 41 durch -1 dekrementiert wird, wird er auf das Minimum Null begrenzt, wodurch verhindert wird, daß der nächste AGC-Pegelwert 44 negativ wird. Immer, wenn der AGC-Pegelwert 41 inkrementiert wird, wird der maximale nächste AGC-Pegelwert 44 auf 7 begrenzt. Diese Grenze wird abhängig von der Zahl von Bits gesetzt, die zur Steuerung der AGC-Dämpfungseinrichtung 22 verwendet werden, beim vorliegenden Ausführungsbeispiel 3 Bits. Die apparative Verwirklichung der in den Tabellen 4, 5 und 6 beschriebenen Funktionen kann in ähnlicher Weise erfolgen, wie dies zuvor für die Tabellen 2 und 3 durch die Verwendung diskreter integrierter Schaltungen, Halbleiterspeicher, wie etwa PROMS und RQMS, oder die Verwendung logischer Reihen, beispielsweise PLAs oder PALs, beschrieben wurde.

Tabelle 5

Logik für den Generator 96 für den nächsten AGC-Pegelwert

Begrenze die Änderung des AGC-Pegels 41 auf 0 MIN und 7 MAX zur Bestimmung des AGC-Pegels 44 der nächsten Abtastung.

6 dB-Sicherheitsband 97:

Wenn die A/D-Daten innerhalb der A/D-Pegel 512 bis 1023 sind, dann ändere den AGC-Pegel 41 um +0.
Wenn die A/D-Daten kleiner sind als der Pegel 512, dann ändere den AGC-Pegel 41 um -1.
Wenn die A/D-Daten innerhalb des 6 dB-Sicherheitsbandes 97 sind, dann ändere den AGC-Pegel 41 um +1, ausgenommen, wenn der vorherige A/D-Grenzwert 42 und der gegenwärtige A/D-Grenzwert 45 gesetzt sind; dann ändere den AGC-Pegel 41 um +2.

12 dB-Sicherheitsband 99:

Wenn die A/D-Daten innerhalb der A/D-Pegel 256 bis 512 liegen, dann ändere den AGC-Pegelwert 41 um +0.
Wenn die A/D-Daten kleiner als Pegel von 256 sind, dann ändere den AGC-Pegelwert 41 um -1.
Wenn die A/D-Daten innerhalb des 12 dB-Sicherheitsbandes 99 und auch innerhalb der A/D-Pegelwerte 512 bis 1023 liegen, dann ändere den AGC-Pegelwert 41 um +1.
Wenn die A/D-Daten innerhalb des 12 dB-Sicherheitsbandes 99 und auch innerhalb der A/D-Pegel von 1024 bis 2047 liegen, dann ändere den AGC-Pegelwert 41 um +2, ausgenommen, wenn das vorherige A/D-Grenzwertbit 42 und das gegenwärtige A/D-Grenzwertbit 45 gesetzt sind; dann ändere den AGC-Pegel 41 um +3. Eingänge Ausgänge Vorherige Abtast. Grenzw. 42 Sicherheitsband 6 dB oder 12 dB 99 Nächst. Abtast. AGC-Pegel 44 (Größter Exponent (LEXPN 95) Gegenwärtiger AGC-Pegel 41 Tabelle 6 Logik für die AGC-Pegelwertberechnung (Grenzwertänderung im AGC-Pegelwert 41 auf 0 MIN und 7 MAX) Ändere im AGC-Pegel 41 zur Bestimmg. des nächsten AGC-Pegels 44 ID38- oder QD40-Daten für größten Expoo. (gegenw. Abtastung) Größter der Exponenten IEXPN 91 oder QEXPN 93 vorherige Abtastung A/D-Grenzw. 42 Sicherheitsband GRENZW. (Ausgenommen obige Grenzfälle) Positives Vorz.-Bit X = Belanglos
* Wenn der größte Exponent IEXPN 91 oder QEXPN 93 15 ist, so setze LEXPN 95 auf 12 für die logarithmische Größenrechnung und setze den gegenwärtigen A/D-Grenzwert 45, um anzuzeigen, daß die A/D- Daten für die Entfernungszelle in der gegenwärtigen Abtastung sich in der Grenze befinden.

Logarithmische Impulsstörungsdetektierung

Es sei nun auf die Fig. 6, 7 und 8 Bezug genommen. Hier ist ein funktionelles Blockschaltbild der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung 50 in Fig. 6 gezeigt, die mit dem Empfänger 48 gekoppelt ist und Mittel zur Durchführung der Impulsstörungsdetektierung, Ausscheidung und Ersatz eines gestörten Radarechosignales 15 oder einer Entfernungsabtastung durch Erzeugung logarithmischer Größenwerte der Entfernungsabtastungen und Durchführung einer Gleitkommainterpolation nebeneinanderliegender Entfernungsbereichsabtastungen beim Auftreten eines einzigen Störimpulses enthält. Wenn ein Störimpuls, dargestellt durch einen Impuls X in Fig. 8 während der Abtastung N-1 eines ersten Radars mit einer Periode TS1 auftritt, wird die gestörte Bereichsabtastung des ersten Radars durch eine künstliche Entfernungsabtastung ersetzt, die durch Interpolieren zwischen der nicht gestörten Entfernungsabtastung M in den benachbarten Abtastungen gewonnen wird, welche in Fig. 8 mit Abtastung N-2 und Abtastung N beschriftet sind. Ein Impulsstörungsdetektor 110 empfängt ein 8-Bit-Logarithmusgrößenwort (MAG) 108, welches ein Radarechosignal 15 definiert, von dem Logarithmusgrößengenerator 100, wobei der volle erweiterte dynamische Bereich des Empfängers verwendet wird. Wenn- ein Störungsimpuls detektiert wird, so bildet der Impulsstörungsdetektor ein PID 130-Signal, welches zu einem Gleitkommainterpolator 150 weitergekoppelt wird, um geeignete IF2- und QF2-Daten auszuwählen, die durch ein Clutterfilter und eine Radar-Basisdatenverarbeitungseinrichtung 51 verarbeitet werden sollen, damit die Reflektivität (Z) 52, die mittlere Radialgeschwindigkeit (v) 54 und die spektrale Breite (σv) 56 erzeugt werden. Ein Normalisiert-Gleitkommagenerator 140 empfängt die ID 38- und QD 40-Digitalinformation einer bestimmten Entfernungsabtastung von dem Empfänger 48 zusammen mit dem AGC-Pegelwert 41, der verwendet wurde, um die AGC-Dämpfungseinrichtung 22 einzustellen, bevor jene Entfernungsabtastungsdaten in den A/D-Umformern 30 und 32 in die Id- und Qd Digitalinformation oder (verzögert) in die ID 38- und QD 40-Digitalinformation umgeformt werden. Der Normalisiert-Gleitkommagenerator 140 transformiert die ID 38- und QD 40-Festkommadaten in die "Komplement auf 2"-Normalisiert-Gleitkommadaten IF1 und QF1 um, welche dann zu dem Gleitkommainterpolator 150 weitergegeben werden. Die Transformation in "Komplement auf 2"-Gleitkommadaten erleichtert die Verwendung einer monolithischen Gleitkommarecheneinheit, beispielsweise eines Bauteils TDC 1022, hergestellt von TRW LSI Products Division, La Jolla, CA 92038, zur Verwirklichung der arithmetischen Funktionen in dem Gleitkommainterpolator 150 sowie in dem Normalisiert-Gleitkommagenerator 140. Der Gleitkommainterpolator 150 erzeugt die synthetischen Daten IFy und QFY (Fig. 10) zum Ersatz des gestörten Impulses durch Interpolation der Daten der nichtgestörten Impulse in den benachbarten Abtastungen gemäß Fig. 8. Das PID-Signal 130 wählt die synthetisierten Daten für die weitere Verarbeitung aus, wenn eine Impulsstörung festgestellt worden ist.
Es sei nun auf Fig. 7 Bezug genommen, wo ein funktionelles Blockdiagramm des Logarithmusgrößengenerators 100 gezeigt ist, der einen Mantissen-log-Generator 102 enthält. Die logischen Funktionen des Mantissen-log-Generators 102 sind in Tabelle 7 aufgezeigt und, die zuvor gesagt, kann die Logik mit diskreten integrierten Schaltungen, Halbleiterspeichergeräten, wie PROMs oder ROMs oder mit logischen Reihenanordnungen verwirklicht werden, wie PLAs oder PALs, die dem Fachmann auf diesem Gebiet ohne weiteres bekannt sind. Der Betrag des Eingangssignales, das durch die A/D-Umformer 30 und 32 getastet wird, ist (ID² + QD²)1/2 und der Logarithmusgrößengenerator 100 erzeugt den logarithmischen Betragswert 108 der normalisierten Gleitkommazahlen, die von den ID 38- und QD 40-A/D-Daten erzeugt worden sind, nach der folgenden Gleichung, beispielsweise wenn IEXPN 91 der größte Exponent ist: log größt. Exponent log Betr. Mantisse
Die Logarithmusgröße wird in dB mit einer Genauigkeit von ±3/4 dB erzeugt. Die acht Ausgangsbits der Logarithmusgröße bzw. des Logarithmusbetrages 108 werden von 96 dB herab bis 3/4 dB gewichtet, wie in Fig. 7 gezeigt ist. Die Eingangsdaten zu dem Mantissen-log-Generator 102 umfassen die Werte IMAN 88 und QMAN 89, welche die 4 höchstwertigen Bits des Absolutwertes der normalisierten Gleitkomma-Quadraturdaten ID 38 und QD 40 sind. Die Erzeugung von IMAN 88 und QMAN 89 ist zuvor im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben worden. Andere Eingänge enthalten die Steuerbits S1 und SO, welche den Unterschied zwischen dem größeren und dem kleineren Exponenten (IEXPN 91 und QEXPN 93) der Gleitkommadarstellungen von ID 38 und QD 40 repräsentieren, und das EXPQL-Bit, welches gesetzt wird, wenn QEXPN 93 größer ist, wodurch angezeigt wird, welcher Exponent der größere ist. Diese drei Bits, nämlich S1, SO, EXPQL 83, bilden ein Mantissenverschiebungsfeld oder ein Denormalisierungssteuerwort und liefern die Information dahingehend, wie die beiden Mantissen, IMAN 88 und QMAN 89, ausgerichtet sind, wären sie nicht normalisiert worden, um die Denormalisierung vorzunehmen und die Exponenten gleichzusetzen.

Tabelle 7

Logik für den Mantissen-log-Generator 102

Der logarithmische Größenbereich der Mantisse ist -6 dB bis +3 dB, welcher dazu verwendet wird, die logarithmische Größe auf + oder -3/4 dB zu korrigieren oder fein abzustimmen. Die Korrektur ist auf 8 Bit Vorzeichen erweitert.
Die binären Eingänge IMAN (10-7) oder QMAN (10-7) sind normalisierte Gleitkommazahlen, außer für Null. Wenn beide Daten A/D-ID und -QD gleich Null sind, ist die logarithmische Betragskorrektur 0 dB. Dies wird durch den besonderen Code S1, SO, EXPQL = 001 festgestellt. Anderenfalls wird eine Halbwertsrundung verwendet, um den Fehler um eine Hälfte des niedrigstwertigen Bit für die Wahrscheinlichkeit einer Rundung anstelle eines Abschneidens zu vermindern.
Für eine Halbwertsrundung setze IMAN 6 und QMAN 6 jeweils gleich einer binären 1 in den Eingängen IMAN (10-7) und QMAN (10-7). Dann verwende EXPQL zur Bestimmung des größeren und kleineren Exponenten und bemaßstabe die Mantisse mit dem kleineren Exponenten entsprechend dem Code von S1 und SO folgendermaßen: Maßstab
Die niedrigeren normalisierten A/D-Bits IMAN (6-0). werden herausgenommen und sind nicht für die begrenzte 3/4 dB-Genauigkeit erforderlich. Man nimmt an, daß sie auf einem Wert sind, der das Mittel sämtlicher möglicher Werte ist, nämlich auf der Hälfte zwischen sämtlich O und sämtlich 1. Setze daher IMAN 6 und QMAN 6 gleich einer binären 1 und errechne die logarithmische Größenkorrektur 107 nach der folgenden Gleichung: LOG-GRÖSSEN-KORR.107 = 20LOG&sub1;&sub0; [(IMAN(10-6)²+QMAN(10-6)²)] 1/2 = 10LOG&sub1;&sub0; [IMAN(10-6)²+QMAN(10-6)²] Eingänge: Ausgänge: 8 Bit LOG Größe mit Vorz. Kompl. auf 2 Q-Mantissenbetrag, 4 höchstw. Bits Denormalisiere den kleineren Wert Q-Exponent ist größer
Der Mantissen-log-Generator 102 errechnet die 8-Bit-log-Mantissenbetragskorrektur 107 aus der Gleichung (welche eine Halbwertsrundung verwendet) gemäß Tabelle 7. Dieser Ausgang des Mantissen-log-Generators 102 wird zu dem Addierer 104 weitergegeben, wo er (ausgerichtet, wie in Fig. 7 gezeigt) zu dem größten Exponenten (LEXPN 95) addiert wird, der durch den Wähler 94 für den größten Exponenten dargeboten wird und erzeugt den A/D-Logarithmusbetrag 103, der oft für Darstellungszwecke brauchbar ist. Diese unmittelbare Addition wird durch das gewählte Exponentenbezifferungssystem ermöglicht.
Es sei wieder Fig. 5 betrachtet. Die Exponenten IEXPN 91 und QEXPN 93 werden durch den Normalisiert-Gleitkommaumformer 90 bzw. den Normalisiert-Gleitkommaumformer 92 auf der Basis der Eingänge ID 38 bzw. QD 40 erzeugt. Die Tabellen 2 und 3 zeigen den Dezimalwert, der dem Exponenten IEXPN 91 oder QEXPN 93 auf der Basis des entsprechenden Einganges ID³&sup8; oder QD 40 zugeordnet ist. Die Tabelle 2 erklärt die Logik für positive Zahlen und die Tabelle 3 erklärt die Logik für negative Zahlen. In beiden Fällen (positiver oder negativer Eingang) wird der Exponent durch das höchstwertige Bit des Eingangs (ID 38 oder QD 40) bestimmt, welches der entgegengesetzte logische Zustand des Vorzeichenbits ist. Dieser 4-Bit-Exponent (IEXPN 91 oder QEXPN 93) hat ein dB-Equivalent, wie in den Tabellen 2 und 3 aufgezeigt ist. Wie man aus den Tabellen 2 und 3 ersieht, entspricht das geringstwertige Bit des Ausgangsexponenten (IEXPN 91 oder QEXPN 93) einem dB-Scalenwert von 6 dB, was gewählt wurde, um eine leichte Anpassung der beiden gemeinsamen Prinzipien der binären Potenzen von zwei (2) in der digitalen Schaltung und der Schreibweise in Decibel zu erhalten, wie zuvor beschrieben wurde. Die beiden Exponenten IEXPN 91 und QEXPN 93 werden dann zu dem Wähler 94 für den größten Exponenten geführt, der seinen Ausgang LEXPN 95 gleich dem größeren der beiden Eingänge IEXPN 91 und QEXPN 93 stellt, mit der einzigen Ausnahme des Falles der A/D-Grenze, welche in Tabelle 4 beschrieben ist, wenn er seinen Ausgang LEXPN 95 gleich dem Dezimalwert 12 entsprechend 72 dB stellt (größter möglicher Exponentenwert). Der Ausgang des Wählers 94 für den größten Exponenten, nämlich LEXPN 95, wird zu dem binären Addierer 104 gegeben, um, ausgerichtet, (wie in Figur 7 gezeigt) unmittelbar zu der logarithmischen Mantissenbetragskorrektur 107 addiert zu werden. Diese Addition ist die digitale Schaltungsverwirklichung der A/D-log-Betrag-103-Gleichung für den Fall, in dem IEXPN ≥ QEXPN ist, gemäß folgenden Ausdrücken: Und für diesen Fall: LOG Betr. Mantissen Korrektur Daher: Mantissen Korrektur 107
Es sei weiterhin Fig. 7 betrachtet. Der A/D-log-Betrag 103 kann nun unmittelbar zu dem AGC-Pegelwert 41 addiert werden, welcher verwendet wurde, wenn ein Radarechosignal 15 getastet wurde, das in ID 38 und QD 40-Daten umgeformt wurde. Diese Addition in dem Addierer 106 resultiert in einem 8-Bit-LOG-Betrag 108, der den vollen dynamischen Bereich des Radars bis zu einer Genauigkeit von ± 3/4 dB abdeckt. Die endgültige Genauigkeit der 8-Bit-LOG Größe 108 ist durch die Präzision des Ausganges des Mantissen-LOG-Generators 102 bestimmt. Diese LOG-Mantissenbetrags-Korrektur 107 kann von -6 dB bis +3 dB entsprechend ihrem minimalen bzw. maximalen Eingang (Ausgenommen der Spezialfall von Null-Eingängen) reichen.
Nunmehr seien die Fig. 8 und 9 betrachtet. In Fig. 9 ist ein Blockdiagramm des Impulsstörungsdetektors 110 gezeigt. Das 8-Bit-LOG-Betragssignal 108, das durch den LOG-Betrag-Generator 100 erzeugt wird, wird zu dem Impulsstörungsdetektor 110 weitergegeben und in dem LOG-Betrag-Register 112 gespeichert. Das LOG-Betrag-Signal 108 wird dann zu einem ersten Abtastverzögerungsspeicher 114 übertragen, dessen Ausgang zu einem zweiten Abtastverzögerungsspeicher 116 weitergekoppelt wird. Das LOG-Betrag-Register 112 und die Abtastverzögerungsspeicher 114 und 116 bewirken eine zeitweise Speicherung der logarithmischen Betragswerte Y&sub2;, X und Y&sub1; der Entfernungstastungen bei einer Entfernung M für die Radarabtastungen N, N-1 und N-2 und die zeitweise Speicherung geschieht mittels des PID-Übertragungssignales 113. Der 8-Bit-Ausgang des LOG-Betragsregisters 112 wird auch zu einem Eingang des Addierers 118 weitergekoppelt, der einen anderen 8-Bit-Eingang von dem Ausgang des zweiten Abtastverzögerungsspeichers 116 erhält. Der Ausgang des Addierers 118 wird zu einem Verschieber 119 gegeben, der wirkungsmäßig eine Division durch zwei durchführt. Der 8-Bit-Ausgang von dem Verschieber 119 wird dem Addierer 120 zugeführt, wo er zu dem Schwellwertpegel 121 addiert wird. Wenn der Ausgang des Addierers 120 einen Überlauf hat und daher das Austragsbit COUT2 123 setzt, so wird dieses Bit in dem Inverter 126 invertiert und verhindert nachfolgend jede Detektierung eines Störimpulses über das NAND-Gatter 128. Diese Sperrfunktion ist vorgesehen, da die möglichen LOG-Beträge und Schwellwerte nie dieses Bit COUT2 123 setzen lassen sollen. Wenn es also gesetzt wird, zeigt es einen Fehler in der Schaltung an.
Die 7 höchstwertigen Bits des Ausganges des Addierers 120 werden in dem Inverter 124 invertiert und in dem Addierer 122 zu den 7 höchstwertigen Bits des Ausgangs des Abtastverzögerungsspeichers 114 addiert, der die Entfernungsabtastung in der untersuchten Abtastperiode N-1 enthält. Die 7 höchstwertigen Bits werden dazu verwendet, Quantisierungsprobleme aufgrund einer Rundung oder eines Abschneidens des LOG-Betragssignales 108 zu vermindern. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel geschieht die Quantisierung des Schwellwertes 121 in 1,5 dB-Schritten. Wenn ein Störimpuls aufgetreten ist, erzeugt die Addition, die von dem Addierer 122 durchgeführt wird, ein Austragssignal COUT1 125, welches nach Torschaltung durch das NAND-Gatter 128 und Aufzeichnung im PID Register 129 das Signal PID 130 erzeugt, das die Detektierung eines Störimpulses meldet.
Es seien die Fig. 8 und 9 betrachtet. Der Zweck des Impulsstörungsdetektors 110 ist es, eine Impulsstörung aufgrund der Kriterien des folgenden Algorithmus des Betragslogarithmus festzustellen:
Wenn X - y/2 ≤ T, so besteht keine Impulsstörung.
Wenn X - y/2 > T, dann ist eine Impulsstörung aufgetreten.
hierin sind
X = die Logarithmusgröße der Entfernungstastung M, welche in der Abtastperiode N-1 bezüglich möglicher Impulsstörung verarbeitet wird;
Y = Y&sub2; + Y&sub1; = Summe der Logarithmusgröße benachbarter Entfernungstastungen in den Abtastperioden N-1 und N;
Y&sub1; = die logarithmische Größe der Entfernungstastung von der vorhergehenden Abtastperiode N-2 bei der gleichen Entfernung wie X;
Y&sub2; = die Logarithmusgröße der Entfernungstastung von der nächsten Abtastperiode N bei derselben Entfernung wie X (beachte: X wird für einen Störimpuls eine Abtastperiode vor seiner Untersuchung errechnet und gespeichert);
T = der 4-Bit-Schwellwert 121 und ist typisch 12 dB änderbar in Schritten von 1,5 dB.
Es sei weiterhin auf die Fig. 8 und 9 Bezug genommen. Nachdem die Entfernungstastungen Y&sub2;, X und Y&sub1; von drei Abtastperioden N, N-1 und N-2 in dem LOG-Betragsregister 112, dem ersten Abtastungsverzögerungsspeicher 114 und dem zweiten Abtastverzögerungsspeicher 116 jeweils gespeichert sind- werden in dem Addierer 118 die Werte Y&sub2; und Y&sub1; addiert und die Summe wird von der Verschiebungseinrichtung 119 um ein Bit nach rechts verschoben, was der Division der Summe (Y&sub2; + Y&sub1;) durch 2 gleichkommt, um den abgekürzten Mittelwert der Summe (Y&sub2; + Y&sub1;) oder Y/2, zu erhalten. Dieser Mittelwert wird zu den Schwellwertpegel 121 von dem Addierer 120 hinzu addiert und die 7 höchstwertigen Bits der Ausgangssumme werden von dem Invertierer 124 invertiert, wobei eine "Komplement auf 1"-Zahl gebildet wird, so daß ein Wert erhalten wird, der unmittelbar zu dem Vergleich mit X geeignet ist. Der "Komplement auf eins"-Ausgang von dem Inverter 124 wird mit X verglichen, wobei die 7 höchstwertigen Bits jeder Zahl verwendet werden, wodurch eine wirkungsvolle Methode zur praktischen Darstellung des Impulsstörungsalgorithmus geschaffen wird, nämlich Durchführung der folgenden Subtraktion und des Vergleiches:
X - (Y/2 + T)< 0.
Die binäre Addition der stets positiven Zahl X und der stets negativen Zahl von dem Inverter 124 liefert ein einziges Bit, welches das Austragsbit COUT1 125 der höchstwertigen Stufe des Addierers 122 ist, welches anzeigt, das eine Impulsstörung in der Abtastperiode N-1 aufgetreten ist. Dieses Bit wird einer Torschaltung in dem NAND-Gatter 128 durch den Ausgang des Inverters 126 unterzogen, welcher das Bit COUT2 123 invertiert, um sicher zu stellen, daß eine Bedingung eines LOG-Betragsüberlauffehlers nicht aufgetreten ist. Wenn eine solche Fehlerbedingung tatsächlich aufgetreten ist, dann wird eine Impulsstörungsdetektierung über den LOG-Betragsalgorithmus gesperrt. Anderenfalls wird das PID Signal 130 in einem PID-Register 129 zeitweise gespeichert, bevor es zu dem Gleitkommainterpolator 150 übertragen wird.
Bezugnehmend nun auf Fig. 10 ist dort ein Funktionsblockdiagramm des Gleitkommainterpolators 150 gezeigt, welcher die "Komplement auf 2"-Normalisiert-Gleitkommadaten IF1 und QF1 als Eingänge von dem Normalisiert-Gleitkommagenerator 140 mit den Gleitkommaaddierern 142 und 144, und das PID-Signal 130 von dem Impulsstörungsdetektor 110 empfängt und die "Komplement auf 2"-Normalisiert-Gleitkomma-Digitalwörter IF2 und QF2 erzeugt, um sie zu dem Clutterfilter und dem Radar-Basisdatenverarbeiter 51 weiterzukoppeln. Das PID-Signal 130, das an die Multiplexer 160 und 162 gelegt ist, wählt die künstlich zusammengesetzten Daten IFY und QFY für den Austausch der Entfernungstastung des gestörten Impulses aus. Anderenfalls werden die IFX und QFX-Entfernungsabtastdaten von dem Multiplexer 160 bzw. dem Multiplexer 162 ausgewählt, wobei diese Daten in Entsprechung zu den IF1- und QF1-Ausgängen des Normalisiert-Gleitkommagenerators 140 verzögert sind.
Der Gleitkommainterpolator 150 erzeugt künstlich gebildete Entfernungstastungsdaten für den gestörten Impuls durch Interpolation zwischen nichtgestörten Impulsen in benachbarten Abtastperioden. Der Abtastungsverzögerungsspeicher 152 speichert den Gleitkommawert für die phasenrichtige Komponente der Entfernungstastung während der Abtastperiode N-1 und der Abtastverzögerungsspeicher 154 speichert den Gleitkommawert für die phasenrichtige Komponente der Entfernungstastung während der Abtastperiode N-2. Wenn IF1 für die Abtastperiode N auftritt, wird die Interpolation durch den Gleitkommaaddierer 156 durchgeführt, wo die Entfernungstastungen für die Abtastperioden N-2 und N zusammenaddiert werden und die Summe zu dem Verschieber 158 gekoppelt wird, der die Summe effektiv durch 2 teilt, wobei der Gleitkomma-Interpolationswert IFY gebildet ist, der zu dem Multiplexer 160 gegeben wird. Die Interpolation der Gleitkomma-Quadraturkomponente geschieht in entsprechender Weise. Der Abtastverzögerungsspeicher 164 speichert den Gleitkommawert für die Quadraturkomponente der Entfernungstastung während der Abtastperiode N-1 und der Abtastverzögerungsspeicher 166 speichert den Gleitkommawert für die Quadraturkomponente der Entfernungstastung während der Abtastperiode N-2. Wenn QF1 für die Abtastperiode N auftritt, so wird die Interpolation durch den Gleitkommaaddierer 168 durchgeführt, in welchem die Entfernungstastungen von der Abtastperiode N-2 und der Abtastperiode N zusammenaddiert werden und die Summe zu dem Verschieber 170 gekoppelt wird, der effektiv die Summe durch 2 teilt und den Gleitkomma-Interpolationswert QFY erzeugt, der zu dem Multiplexer 162 gegeben wird.
Die Ausgänge der Multiplexer 160 und 162 werden durch das PID-Signal 130 gewählt, das von dem Pulsstörungsdetektor 110 erzeugt wird. Wenn ein Störimpuls nicht auftritt, gelangen die Tastungen IFX und QFX durch die Multiplexer ungeändert. Wenn jedoch ein Störimpuls aufgetreten ist, so gelangen die Interpolationswerte IFY und QFY durch die Multiplexer. Hierdurch ist ein wirksames Mittel zum Detektieren, Ausscheiden und Ersetzen einer Entfernungszellentastung mit einem Störimpuls in Echtzeit geschaffen.

Claims

1. Radarsystem, bei welchem empfangene Signale, welche Amplituden aufweisen, die innerhalb eines weiten Bereiches möglicher Amplituden veränderlich sein können, verarbeitet werden, wobei eine automatische Verstärkungsgradsteuerung (AGC) mit geschlossener Rückkopplungsschleife verwendet wird und das System Mittel (22) zur Abschwächung empfangener Signale in Abhängigkeit von einem automatischen Verstärkungsgradsteuersignal, Analog-/Digitalumformermittel (30, 32), welche das abgeschwächte Signal empfangen, und Verarbeitungsmittel (34, 50) enthält, welche den genannten Umformermitteln folgen, dadurch gekennzeichnet, daß die empfangenen Signale in Abhängigkeit von dem Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) abgeschwächt werden, welches ein Digitalsignal ist, das durch die Verarbeitungsmittel (34, 50) geliefert wird, und daß die Verarbeitungsmittel eine Impulsstörungsdetektiereinrichtung enthalten, die ihrerseits folgendes enthält:

Mittel (90, 92) zur Umwandlung einer Festkommadatendarstellung einer in Phase liegenden Komponente (1) und einer Quadraturkomponente (Q) für jedes der genannten empfangenen Signale in eine Gleitkommadatendarstellung mit einer Mantisse und einem Exponenten, wobei die Mantisse mindestens 1 höchstwertiges Bit für erhöhte Genauigkeit aufweist;

Mittel (100), welche mit den genannten Umwandlungsmitteln (90, 92) verbunden sind und auf das Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) ansprechen, um einen logarithmischen Größenwert für jedes der empfangenen Signale zu erzeugen, der eine logarithmische Funktion der jeweiligen Signal-Gleitkommadatendarstellung ist; und

Mittel (110), die mit den die logarithmische Größe erzeugenden Mitteln (100) verbunden sind, um eine Impulsstörung an einem der empfangenen Signale in einer Abtastperiode N-1 bei einer Entfernung M basierend auf einer Untersuchung des genannten logarithmischen Größenwertes benachbarter Abtastperioden N und N-2 bei der genannten Entfernung M zu detektieren.

2. Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten, die logarithmischen Größenwerte erzeugenden Mittel (100) folgendes enthalten:

Mittel (102) zur Erzeugung eines Korrekturwertes der logarithmischen Größe einer Mantisse in Abhängigkeit von einer normalisierten Mantisse für sowohl die in Phase liegende Komponente (1) als auch die Quadraturkomponente (Q) jedes der empfangenen Signale, sowie ein Denormalisierungssteuerwort;

erste Addiermittel (104) zum Addieren des genannten Korrekturwertes der logarithmischen Größe der Mantisse zu einem größten Exponenten der in Phase liegenden Komponente (I) und der Quadraturkomponente (Q) für jedes der empfangenen Signale; und

zweite Addiermittel (106), welche mit den ersten Addiermitteln (104) verbunden sind, um einen Ausgang der genannten ersten Addiermittel (104) mit dem genannten Steuersignal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) zu addieren, um zu dem logarithmischen Größenwert zu gelangen, wobei das digitale Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) einen Dämpfungsfaktor darstellt, welcher auf jedes der empfangenen Signale einwirkt.

3. Radarsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die automatische Verstärkungsgradsteuerung des Radarsystems Mittel (94) zur Auswahl des größten Exponenten enthält.

4. Radarsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte größte Exponent, dessen geringstwertiges Bit für Schritte von 6 dB bemessen ist, für die Addition ausgerichtet ist, beginnend bei einem 6 dB bemaßstabten Bit des genannten Korrekturwertes der logarithmischen Größe der Mantisse.

5. Radarsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) ein geringstwertiges Bit hat, das für 6 dB-Schritte bemaßstabt ist und für die Addition ausgerichtet ist, beginnend bei einem zu 6 dB bemaßstabten Bit des genannten Ausganges der ersten Addiermittel (104).

6. Radarsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte normalisierte Mantisse sowohl für die in Phase liegende Komponente (I) als auch die Quadraturkomponente (Q) einen Absolutwert zur Verbesserung der Genauigkeit des genannten Wertes der logarithmischen Größe umfaßt.

7. Radarsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Korrekturwert der logarithmischen Größe der Mantisse durch 4 höchstwertige Bits der genannten normalisierten Mantisse sowohl der in Phase liegenden Komponente (I) als auch der Quadraturkomponente (Q) und zwei Bits des Denormalisierungssteuerwortes bestimmt ist, um den genannten Wert der logarithmischen Größe zu liefern, welcher 8 Bits mit einer Meßgenauigkeit von mindestens 3/4 dB und einem dynamischen Bereich von mindestens 102 dB für jedes der genannten empfangenen Signale hat.

8. Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektormittel folgendes enthalten:

Mittel (112, 114, 116) zur Speicherung logarithmischer Größenwerte Y&sub2;, X und Y&sub1; für die benachbarten Entfernungsabtastperioden N, N-1 und N-2;

Mittel (118, 119), welche mit den genannten speichernden Mitteln (112, 116) für die Y&sub1;- und Y&sub2;-Werte verbunden sind, um einen Mittelwert von logarithmischen Größenwerten von Y&sub1; und Y&sub2; zu erzeugen;

Mittel (120) zum Addieren des genannten Mittelwertes zu einem Schwellwert zur Bildung einer Summe; und

Mittel (122), welche mit den Addiermitteln (120) verbunden sind, um die genannte Summe des Mittelwertes und des Schwellwertpegels mit dem genannten X-Wert zu vergleichen, wobei ein Impulsstörungssignal erzeugt wird, wenn der X- Wert größer als die genannte Summe ist.

9. Radarsystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Detektormittel weiter Invertermittel (124) zur Erzeugung eines "Komplement auf 1"-Wertes der erwähnten Summe enthalten; und daß die Vergleichermittel einen Addierer (122) enthalten, dessen einer Eingang der genannte X-Wert ist und dessen zweiter Eingang der genannte "Komplement auf 1"-Wert ist, so daß ein Überlauf von dem genannten Addierer (122) geliefert wird, wenn der genannte X-Wert größer als die genannte Summe ist, derart, daß das Überlaufsignal das genannte Impulsstörungssignal ist.

10. Verfahren zum Betrieb eines Radarsystems, bei welchem empfangene Signale Amplituden haben, welche innerhalb eines weiten Bereiches möglicher Amplituden veränderlich sein können und unter Verwendung einer geschlossenen Rückkopplungsschleife zur automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) verarbeitet werden, wobei das Verfahren das Abschwächen empfangener Signale in Abhängigkeit von einem Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung vor der Analog-/Digital- Umformung der Signale umfaßt, gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte der Abschwächung der empfangenen Signale in Abhängigkeit von dem Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC), welches ein Digitalsignal ist, das von Verarbeitungsmitteln (34, 50) erzeugt wird, die nach der Analog-/Digital-Umformung wirksam sind, und Detektieren eines Störungsimpulses durch Verarbeiten des Signales, das durch die Verarbeitungsmittel bereitgestellt wird, in folgender Weise:

Umwandlung einer Festkomma-Datendarstellung einer in Phase liegenden Komponente (I) und einer Quadraturkomponente (Q) jedes der empfangenen Signale in eine normalisierte Gleitkomma-Datendarstellung mit einer Mantisse und einem Exponenten, wobei die Mantisse mindestens ein höchstwertiges Bit für erhöhte Genauigkeit hat;

Erzeugen eines logarithmischen Größenwertes für jedes der empfangenen Signale in Abhängigkeit von der normalisierten Gleitkomma-Datendarstellung und dem Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC), wobei der logarithmische Größenwert eine logarithmische Funktion des jeweiligen empfangenen Signales in Gleitkomma-Datendarstellung ist; und

Detektieren eines Störimpulses in einem der empfangenen Signale in einer Abtastperiode N-1 bei einer Entfernung M basierend auf einer Untersuchung des genannten logarithmischen Größenwertes benachbarter Abtastperioden N und N-2 bei der genannten Entfernung M.

11. Verfahren nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

Erzeugen eines Störimpuls-Detektorsignales, wenn der genannte Störimpuls festgestellt wird;

Erzeugen einer zweiten normalisierten Gleitkomma-Datendarstellung der empfangenen Signale in Abhängigkeit von der Festkomma-Datendarstellung für jede der Amplituden der empfangenen Signale und dem Signale der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC); und

Erzeugen von Interpolationsdaten aus der genannten zweiten normalisierten Gleitkomma-Datendarstellung der empfangenen Signale zum Ersatz des Störimpulses für eines der empfangenen Signale bei der Entfernung M der Abtastperiode N-1 in Abhängigkeit von der Erzeugung des Störimpuls-Detektierungssignales.

12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt der Erzeugung eines logarithmischen Größenwertes folgende Schritte umfaßt:

Erzeugung eines Korrekturwertes der logarithmischen Größe der Mantisse in Abhängigkeit von der normalisierten Mantisse jeder der in Phase liegenden Komponente (I) und Quadraturkomponente (Q) für jedes der empfangenen Signale, und einem Denormalisierungssteuerwort;

erstes Addieren des genannten Korrekturwertes der logarithmischen Größe der Mantisse zu einem größten Exponenten der in Phase liegenden Komponente (I) und der Quadraturkomponente (Q) für jedes der empfangenen Signale; und

weiteres Addieren eines Ergebnisses des ersten Addiervorganges zu dem genannten Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) zur Erzeugung des genannten logarithmischen Größenwertes, wobei das Signal der automatischen Verstärkungsgradsteuerung (AGC) einen Dämpfungsfaktor darstellt, der auf jedes der empfangenen Signale angewendet wird.

13. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Detektierens eines Störimpulses folgende Schritte umfaßt:

Speichern der logarithmischen Größenwerte Y&sub2;, X und Y&sub1; für die genannten benachbarten Entfernungsabtastperioden N, N- und N-2;

Erzeugen eines Mittelwertes der logarithmischen Größenwerte Y&sub1; und Y&sub2;;

Addieren des genannten Mittelwertes zu einem Schwellwertpegel zur Bildung einer Summe;

Vergleichen der genannten Summe des Mittelwertes und des Schwellwertpegels mit dem Wert X; und

Erzeugen eines Impulsstörungssignales, wenn der genannte Wert X größer als die genannte Summe ist.