DE3688783T2

DE3688783T2 - Digital-Analog-Wandler.

Info

Publication number: DE3688783T2
Application number: DE86308538T
Authority: DE
Inventors: Kazumitsu Miyakoshi; Mitsuyoshi Nakaya
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1985-12-25
Filing date: 1986-10-31
Publication date: 1994-01-05
Anticipated expiration: 2006-11-01
Also published as: EP0227267B1; DE3688783D1; US4812815A; EP0227267A2; EP0227267A3

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Digital-Analog- (D/A-)Wandler, welcher ein digitales Signal in ein analoges Signal umwandelt.
Der konventionelle D/A-Wandler hat die folgenden Probleme. Weil eine Analogschaltung hoher Genauigkeit erforderlich ist, um ein PCM-Signal (pulskode-moduliertes Signal) direkt in ein analoges Signal umzuwandeln, ist der D/A-Wandler teuer. Außerdem ist es, da ja der D/A-Wandler aus Analogschaltungen zusammengesetzt ist, schwierig, den Wandler auf demselben Chip herzustellen, wie dem eines signalverarbeitenden Blocks. Der D/A-Wandler muß auf einem unabhängigen Chip hergestellt werden.
Konventionell sind Systeme mit Impulsbreitenmodulation (PWM) üblich für die aus Digitalschaltungen zusammengesetzten D/A- Wandler. Jedoch haben Impulse verschiedener Breite unterschiedliche Frequenzspektren. Deshalb verursacht, wenn ein analoges Signal durch Impulse unterschiedlicher Breite reproduziert wird, die Differenz bei den Spektren der Impulse ein Rauschen.- Dies bedeutet, daß man ein analoges Signal mit einem guten Signal-Rausch-Verhältnis bei PWM-Systemen nicht erhalten kann.
Bei einer alternativen Technik wird das digitale PCM-Signal in ein Signal mit Impulsdichtemodulation (PDM-Signal) umgewandelt, bei welchem die Impulse eine feste Dauer haben. Das analoge Signal kann mit Hilfe eines Tiefpaßfilters zurückgewonnen werden. Systeme dieses Typs sind in dem US-Patent Nr. 4,209,773 und in "Verwendung einer doppelten Integration bei der Sigma-Delta- Modulation" von J.C. Candy; IEEE Transactions on Communications, Band COM-33, Nr. 3, März 1985, S. 249-258, beschrieben. Das PDM- Signal enthält jedoch ein Quantisierungsrauschen. In US-Patent Nr. 4,209,773 wird ein Kompensationssignal mit konstantem Pegel dem PCM-Signal vor der Umwandlung bei einem Versuch hinzugefügt, das Quantisierungsrausch-Spektrum des PDM-Signals zu verschieben. Die Candy-Veröffentlichung lehrt andererseits, daß das Spektrum des Modulationsrauschens mit einer Rauschbildung zweiten Grades geformt werden kann, wenn ein Quantisieren in einer Rückkopplungsschleife durchgeführt wird.
Ein Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist, für einen D/A- Wandler zu sorgen, welcher bei digitalen Audiogeräten, Nachrichtengeräten oder Meßgeräten angewendet werden kann und der in der Lage ist, ein digitales Signal in zufriedenstellender Weise in ein analoges Signal umzuwandeln.
Ein weiterer Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist, für einen D/A-Wandler zu sorgen, welcher digitale Signale, wie beispielsweise ein PCM-Signal in ein Signal mit Impulsdichtemodulation umwandelt und ein Rauschen durch die Verwendung eines Analog-Tiefpaßfilters vor der Umwandlung in ein analoges Signal zu beseitigen.
Die vorliegende Erfindung zielt darauf ab, für einen D/A-Wandler zu sorgen, bei welchem ein D/A-Wandler mit Impulsdichtemodulation selbst eine Dämpfungsfunktion hat.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist, für einen D/A- Wandler zu sorgen, welcher ein PCM-Signal als digitales Signal in ein Impulsdichtemodulationssignal umwandelt, das Impulsdichtemodulationssignal einer Umwandlung elektrisch/optisch für eine optische Übertragung unterzieht, das übertragene Fotosignal einer Umwandlung optisch/elektrisch unterzieht und es dann nach Beseitigung von Rauschen durch ein Analog-Tiefpaßfilter in ein analoges Signal umwandelt.
Weitere Gegenstände und ein weiterer Geltungsbereich für die Anwendbarkeit der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung offensichtlich.
Das Mittel für die Umwandlung des PDM-Signals in ein analoges Signal ist vorzugsweise ein Analog-Tiefpaßfilter.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung wird das PDM-Signal dem Analogfilter über ein optisches Glied zugeführt. Auf diese Weise wird das Filter von dem Rauschen isoliert, das mit den digitalen Schaltungen verbunden ist.
Die vorliegende Erfindung ist auf D/A-Wandlersysteme im Sprachfrequenzband anwendbar, wie beispielsweise bei digitalen Audio- D/A-Wandlern und sprachsynthetisierenden D/A-Wandlern.
Der D/A-Wandler der vorliegenden Erfindung ist als D/A-Wandler für digitale Audiogeräte oder Meßgeräte hoher Genauigkeit anwendbar, welche ein Signal-Rausch-Verhältnis von 90 dB oder höher erfordern, und er ist für eine Signalübertragung in den digitalen und analogen Schaltkreisen von Geräten nützlich, bei denen die Gefahr einer Interferenz besteht.
Die vorliegende Erfindung kann man aus der nachstehenden Beschreibung und den beigefügten Zeichnungen vollständiger verstehen, welche nur zur Veranschaulichung gegeben und folglich nicht einschränkend für die vorliegende Erfindung sind, bei welchen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines D/A-Wandlers der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 2 ein Schaltschema einer Impulsdichte-Modulatorschaltung ist, die eine Rauschformung ersten Grades beinhaltet;
Fig. 3 ein Wellenformdiagramm eines PCM-Signaleingangs "X" und eines Analogsignalausgangs "Y" ist;
Fig. 4 und 5 Schaltschemen von Impulsdichte-Modulatorschaltungen sind, die eine Rauschformung zweiten Grades beinhalten;
Fig. 6(a) und 7(a) die Ausgangssignale aus den Impulsdichte- Modulatorschaltungen zeigen;
Fig. 6(b) ein Wellenformdiagramm ist, das die Beziehung zwischen den Impulsdichtemodulationsdaten "Y" und dem Ausgangssignal "OUT" von Fig. 6(a) zeigt;
Fig. 7(b) ein Wellenformdiagramm ist, das die Beziehung zwischen den Impulsdichtemodulationsdaten "Y" und dem Ausgangssignal "OUT" von Fig. 7(a) zeigt;
Fig. 6(c) und 7(c) Wellenformdiagramme sind, die den Einfluß der ansteigenden und fallenden Kennwerte der Ausgangssignale aus den Schaltungen von Fig. 6(a) beziehungsweise 7(a) zeigen;
Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines D/A-Wandlers der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 9 eine grafische Darstellung der PCM-Rauschverteilung zur Erklärung der Funktionsweise der Impulsdichte-Modulatorschaltung von Fig. 5 ist;
Fig. 10 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des D/A-Wandlersystems der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 11 ein Schaltschema eines bei dem D/A-Wandler von Fig. 10 verwendeten Impulsdichtemodulators ist;
Fig. 12 ein Wellenformdiagramm eines PDM-Signalausgangs aus dem Impulsdichtemodulator von Fig. 11 ist;
Fig. 13 ein Wellenformdiagramm ist, das das PCM-Signal "X", das PDM-Signal "W" und das Analogsignal "Z" des D/A-Wandlersystems von Fig. 10 zeigt;
Fig. 14 ein Wellenformdiagramm ist, das das Potential des Signalausgangs aus dem Impulsdichtemodulator von Fig. 11 zeigt, wenn es das Analog-Tiefpaßfilter passiert;
Fig. 15 ein Schaltschema ist, das den internen Aufbau des D/A- Wandlers mit Impulsdichtemodulation von Fig. 10 zeigt;
Fig. 16 ein Wellenformdiagramm der Signale in der Schaltung von Fig. 15 ist;
Fig. 17 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform eines D/A-Wandlers der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 18 ein Schaltschema des bei dem D/A-Wandlersystem von Fig. 17 verwendeten Impulsdichtemodulators ist;
Fig. 19 ein Schaltschema des D/A-Wandlersystems von Fig. 17 ist;
Fig. 20 ein Wellenformdiagramm ist, das die Übertragungs-Zeitsteuerung für das PDM-Signal zeigt; und
Fig. 21 ein Schaltschema des in Fig. 8 gezeigten Oversampling- Digitalfilters ist.
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das den Aufbau des D/A-Wandlers der vorliegenden Erfindung zeigt. Ein PCM-Signal (pulskode-moduliertes) Signal "X", ein digitaler Signalausgang aus einer Signalverarbeitungsschaltung, welche ein Eingangssignal verarbeitet und es als digitales Signal ausgibt, wird durch einen Impulsdichtemodulator 1 in ein Impulsdichte-Modulationssignal "y" umgewandelt, und Rauschen wird durch ein Analog-Tiefpaßfilter 2 entfernt, um ein analoges Signal "Y'" zu erhalten.
Wie in Fig. 1 gezeigt, umfaßt der D/A-Wandler der vorliegenden Erfindung eine Impulsdichte-Modulatorschaltung. Um ein hohes Signal-Rausch-Verhältnis sicherzustellen, beinhaltet die Impulsdichte-Modulatorschaltung eine Rauschformung. Eine Modulationsfrequenz, die so hoch wie möglich ist, wird für die Impulsdichtemodulation gewählt, um ein effektives Rauschformen zu erhalten.
Fig. 2 zeigt die Impulsdichte-Modulatorschaltung, welche ein Rauschformen ersten Grades enthält. In der Schaltung empfangen Speicher 4 und 5 in Synchronisation mit einem Taktsignal Φ Daten. Eine Positiv/Negativ-Bestimmungsschaltung 6 stellt fest, ob die Daten negativ oder positiv sind und gibt das Ergebnis aus. Wenn die Eingabedaten als das 2er-Komplement oder versetzter Binärwert ausgedrückt werden, dann braucht die Bestimmungsschaltung nur das MSB (signifikanteste Bit) zu prüfen, um festzustellen, ob die Daten positiv oder negativ sind. 7 ist ein Adder.
In Fig. 2 ist "X" ein PCM-(pulskode-moduliertes) Signal, das als digitales Signal eingegeben wird und ist "Y" ein PDM-(impulsdichte-modulierter) Signalausgang. "S" ist ein Datum an dem in der Figur angegebenen Punkt. Der PCM-Signaleingang ist ein quantisiertes digitales Datensignal.
Bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltung gelten die folgenden Gleichungen (1) und (2) für "X", "Y" und "S":
S = X- Y·Z&supmin;¹ + S·Z&supmin;¹ (1)
Y = S + N (2)
wobei Z&supmin;¹ = cosωT-jsinωT
ω: Winkelgeschwindigkeit der Signaleingabe
T: Taktzyklus.
Bei der Gleichung (2) ist "N" ein Rauschen, das durch Quantisieren von "S" auf ein Bit erzeugt wird, nämlich die Differenz zwischen "Y" und "S".
Nach Eliminieren von > < S" aus den Gleichungen (1) und (2) erhalten wir
Y = X + N (1 - Z&supmin;¹) (3).
Entsprechend Gleichung (3) ist, wenn ωT oder die Frequenz des Eingangssignals klein ist oder wenn der Taktzyklus "T" kurz ist, "Z&supmin;¹" nahe "1". Deshalb ist 1-Z&supmin;¹ ca. = 0. In der Gleichung (3) wird wenn 1-Z&supmin; ca. = 0 Y ca. = X. "X" ist das Eingangsdatum mit einer Länge von zwei oder mehr Bit, und "Y" ist ein Datum mit einem Bit. Es wird eingeschätzt, daß die Impulsdichtemodulatorschaltung mit rauschformender Funktion selbst dann ein zufriedenstellendes Signal-Rausch-Verhältnis erreichen kann, wenn die Ausgangsdaten aus einem Bit bestehen oder ein Impulsdichte- Modulationssignal sind.
Fig. 3 zeigt die Beziehung zwischen dem Eingang "X" und dem Ausgang "Y". Verständlicherweise nimmt die Ausgangsimpulsdichte ab, wenn der Pegel der Eingabedaten höher ist.
Bei dem höheren Grad kann die Rauschkomponente effektiver durch Rauschformung herabgesetzt werden.
Fig. 4 und 5 zeigen die Impulsdichtemodulatorschaltungen, die eine Rauschformung zweiten Grades enthalten. Unter Verweis auf diese Figuren ist "X" ein PCM-Signaleingang und ist "Y" ein PDM- Signalausgang. "S&sub1;" und "S&sub2;" sind Daten an den in den Schaltkreisen von Fig. 4 und 5 angegebenen Punkten.
Unter Verweis auf Fig. 4 und 5 erhalten Speicher 8, 9 und 10 Daten in Synchronisation mit einem Taktsignal Φ. Eine Positiv/Negativ-Bestimmungsschaltung oder ein Komparator 11 stellt fest, ob die Eingangsdaten positiv oder negativ sind und gibt das Ergebnis aus. 12 und 13 sind Adder. 14 von Fig. 5 ist eine Multiplikatorschaltung.
Bei der Schaltung von Fig. 4 gelten die folgenden Gleichungen:
X + S&sub1;·Z&supmin;¹-Y·Z&supmin;¹ = S&sub1; (4)
S&sub1; + S&sub2;·Z&supmin;¹-Y·Z&supmin;¹ = S&sub2; (5)
Y = S&sub2; + N (6)
wobei Z&supmin;¹ = cosωT-jsinωT.
ω: Winkelgeschwindigkeit des Signaleingangs
T: Taktzyklus.
Ähnlich wie bei Gleichung (2) ist "N" der Gleichung (6) ein durch Quantisierung erzeugtes Rauschen.
Nach Eliminieren von "S&sub1;" und "S&sub2;" aus den Gleichungen (4), (5) und (6) erhalten wir:
Y = X + N(1-Z&supmin;¹)² (7).
Bei der Schaltung von Fig. 5 gelten die folgenden Gleichungen:
X + S&sub1;·Z&supmin;¹-Y·Z&supmin;¹ = S&sub1; (8)
S&sub1;·Z&supmin;¹ + S&sub2;·Z&supmin;¹-2Y·Z&supmin;¹ = S&sub2; (9)
Y = S&sub2; + N (10)
wobei Z&supmin;¹ = e-jωt = cosωT-jsinωT
ω: Winkelgeschwindigkeit des Signaleingangs
T: Taktzyklus.
Ähnlich wie bei Gleichung (2) ist "N" von Gleichung (10) ein Rauschen als Folge von Quantisieren (durch Quantisieren auf ein Bit erzeugtes Rauschen).
Nach Eliminieren von "S&sub1;" und "S&sub2;" aus den Gleichungen (8), (9) und (10) erhalten wir:
y = Z&supmin;¹·X + N/1-Z&supmin;¹)² (11)
Aus der Gleichung (11) erhalten wir
Y- X·Z&supmin;¹ = N(1-Z&supmin;¹)² (12).
Die Rauschverteilung kann man durch Erhalten des absoluten Wertes aus der Gleichung (12) wie folgt erhalten:
Y-X·Z&supmin;¹ = N·(1-Z&supmin;¹)²
= N·(1-cosωT + jsin ωT)²
= 2·N·(1-cosωT) (13).
Die Gleichungen (7) und (11) enthalten N(1-Z&supmin;¹)², wohingegen die Gleichung (3) N(1-Z&supmin;¹) enthält. Da nun 1-Z&supmin;¹ ca. = 0, ist die Rauschkomponente bei den ersteren Gleichungen kleiner als bei der letzteren Gleichung.
Die Differenz zwischen den Gleichungen (7) und (11) ist ein Koeffizient "Z&supmin;¹" von "X" in der Gleichung (11). Dieser Koeffizient gibt die Verzögerung um "T" (den Zyklus von Takt Φ) an und hat keinen Einfluß auf Rauschkomponente und Frequenzkennwerte. Dies bedeutet, daß der Ausgang "Y" im Vergleich zu dem Eingang "X" eine Verzögerung um "T" hat, wobei diese Verzögerung keinerlei Einfluß auf das Signal-Rausch-Verhältnis des Impulsdichtemodulations-Signalausgangs hat.
Das Glied N(1-Z&supmin;¹)² ist die Rauschkomponente. In einem niedrigen Frequenzbereich ist N(1-Z&supmin;¹)² ca. = 0. Deshalb zeigen die Gleichungen (11) und (13) Modelle mit einem sehr guten Signal- Rausch-Verhältnis in einem niedrigen Frequenzbereich (siehe Fig. 9).
In den Gleichungen (3), (7) und (11), welche die Beziehung zwischen Eingang und Ausgang zeigen, ist die Rauschkomponente als N(1-Z&supmin;¹)n ausgedrückt, wobei "n" der Grad der Rauschformung ist; n = 1 für den ersten Grad, n = 2 für den zweiten Grad und n = 3 für den dritten Grad der Rauschformung.
Bei größerem "n" nimmt die Rauschkomponente ab, aber das Volumen der Impulsdichtemodulatorschaltung nimmt zu. Der D/A-Wandler wird den schwierigsten Bedingungen ausgesetzt, wenn er bei einem digitalen Audiogerät angewendet wird. Es ist bis jetzt durch Simulation bekannt, daß unter Verwendung einer Rauschformung zweiten Grades, wie in Fig. 5 gezeigt, die Impulsdichtemodulatorschaltung ein Signal-Rausch-Verhältnis von 90 dB oder höher in einem Audioband von 0 bis ca. 20 MHz erreichen kann, wenn Φ = 8 bis ca. 9 MHz. Es ist deshalb offensichtlich, daß der Impulsdichtemodulator mit der Rauschformungsschaltung zweiten Grades als D/A-Wandler dienen kann, der ein gutes Signal-Rausch- Verhältnis hat.
Folglich kann ein digitaler Audio-D/A-Wandler hoher Genauigkeit durch Verwendung der einfachen Schaltungen, wie sie in Fig. 4 und 5 gezeigt werden, realisiert werden.
Hier wird ein Vergleich zwischen den Schaltungen von Fig. 4 und 5 vorgenommen. Auf den ersten Blick sieht die Schaltung von Fig. 5 komplizierter aus, als die von Fig. 4. Tatsächlich ist dies aber nicht der Fall. Bei der Schaltung von Fig. 4 tritt der Ausgang des Adders 12 direkt in den Eingang des Adders 13 ein. Der Adder 12 arbeitet und gibt das Resultat an den Adder 13 aus, und dann führt der Adder 13 eine Operation aus. Alle diese Operationen müssen innerhalb des Zyklus' "T" des Taktgebers Φ abgeschlossen sein. Nehmen wir an, der Taktgeber Φ hat eine Frequenz von 8 bis ca. 9 MEz, dann ist der Zyklus "T" ungefähr 100 ns. Wenn das Bit der Eingabedaten "X" lang ist, dann müssen schnelle Adder für die Adder 12 und 13 verwendet werden, um Operationen durch die Adder 12 und 13 innerhalb des Zeitraums "T" zu beenden. Bei der Schaltung von Fig. 5 ist im Gegensatz dazu ein Speicher 8 zwischen die Adder 12 und 13 geschaltet, so daß jeder Adder die Periode "T" für den Abschluß einer Addition hat. Dementsprechend können die Adder von Fig. 5 langsamer sein, als jene von Fig. 4.
Fig. 6(a) und 7(a) zeigen die Ausgänge der Impulsdichte-Modulatorschaltungen. Die Impulsdichte-Modulatorschaltung von Fig. 6(a) gibt PDM-Daten so aus, wie sie sind. Die Beziehung zwischen den PDM-Daten "Y" und dem Ausgang "OUT" von Fig. 6(a) wird in Fig. 6(b) gezeigt. Die Impulsdichte-Modulatorschaltung von Fig. 7(a) gibt PDM-Daten als unabhängige Impulse aus. Die Beziehung zwischen den PDM-Daten "Y" und dem Ausgang "OUT" von Fig. 7(a) wird in Fig. 7(b) gezeigt. Fig. 6(c) und 7(c) zeigen den Einfluß der steigenden und fallenden Kennlinien der Ausgänge aus den Schaltungen von Fig. 6(a) beziehungsweise 7(a). Für die Wellenformen von Fig. 6(b) und 7(b) wird angenommen, daß sowohl die Anstiegszeit, als auch die Abfallzeit gleich Null ist. Da beim tatsächlichen Betrieb jedoch die Anstiegs- und die Abfallzeit nicht gleich Null ist, haben die resultierenden Wellenformen Neigungen, wie in Fig. 6(c) und 7(c) gezeigt. In Fig. 6(c) hat eine kontinuierliche Ausgabe von "1" und eine diskontinuierliche Ausgabe von "1" einen unterschiedlichen Pegelausgang, was Rauschen verursacht. Andererseits ist bei Fig. 7(c) der Pegelausgang für die Ausgabe von "1" jederzeit konstant. Solange der Zeitraum des Abfallens und Ansteigens innerhalb des Bereichs liegt, der keinen Einfluß auf angrenzende Impulse hat, wird ein Rauschen selbst dann nicht erzeugt, wenn die Anstiegs- und die Abfallzeit nicht gleich Null ist.
Jetzt wird ein Vergleich zwischen den Schaltungen von Fig. 6(a) und 7(a) bezogen auf den Ausgangspegel vorgenommen. Der Pegelausgang der Schaltung von Fig. 6(a) ist verdoppelt dem der Schaltung von Fig. 7(a). Deshalb kann die Schaltung von Fig. 7(a) verwendet werden, wenn ein besseres Signal-Rausch-Verhältnis erforderlich ist, während die Schaltung von Fig. 6(a) verwendet werden kann, wenn ein hoher Pegelausgang erforderlich ist.
Das PDM-Signal "OUT" kann einfach dadurch in ein analoges Signal umgewandelt werden, daß man es durch ein Tiefpaßfilter leitet. Das rauschbeseitigende Analog-Tiefpaßfilter 2 kann durch Hinzufügen eines Oversampling-Digitalfilters 3 wie in Fig. 8 gezeigt vereinfacht werden.
Wie man aus dem Vorstehenden versteht, ist der D/A-Wandler der vorliegenden Erfindung lediglich unter Verwendung digitaler Schaltungen hergestellt und kann deshalb auf demselben Chip aufgebaut werden, wie der digitale Signalverarbeitungsblock. Da nun der Ausgang die Form von Impulsen hat, hat er zwei Pegel: einen hohen und einen niedrigen Pegel. Anders als bei dem D/A- Wandler mit Widerstandstreppe beeinflußt die Genauigkeit der Elemente nicht die Genauigkeit des D/A-Wandlers. Darüberhinaus kann anders als der D/A-Wandler mit Impulsbreitenmodulation die Impulsbreite des D/A-Wandlers der vorliegenden Erfindung konstant sein, so daß es möglich ist, ein analoges Signal mit gutem Signal-Rausch-Verhältnis zu reproduzieren.
Ein D/A-Wandlersystem einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird jetzt beschrieben. Bei der zweiten Ausführungsform ist die Dämpfungsfunktion dem D/A-Wandler mit Impulsdichtemodulation selbst hinzugefügt.
Wie in Fig. 10 gezeigt, umfaßt das D/A-Wandlersystem 14 der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen D/A- Wandler mit Impulsdichtemodulation 16 für das als digitales Signal von einem Digital-Signalprozessor gelieferte PCM-Signal "X" in ein PDM-Signal "Y" umzuwandeln und ein Analog-Tiefpaßfilter 17 für das Umwandeln des PDM-Signals "Y" in ein Analogsignal "Z". Der D/A-Wandler mit Impulsdichtemodulation 16 beinhaltet ein Schaltungsmittel, welches entsprechend einem Dämpfungssignal "X" ein Impulssignal von ungefähr 50% Wirkanteil anstelle eines PDM-Signals an das Analog-Tiefpaßfilter 17 liefert.
Der D/A-Wandler mit Impulsdichtemodulation 16 enthält einen Impulsdichtemodulator 31 (Fig. 15), welcher praktisch derselbe wie der in Fig. 5 gezeigt ist.
Fig. 11 zeigt ein Beispiel für den internen Schaltungsaufbau des Impulsdichtemodulators. Verzögerungsschaltungen (D-Latch) 18, 19 und 20 empfangen Daten in Synchronisation mit einem Taktsignal Φ. 12 und 13 sind Adder, und 14 ist eine Multipliziereinrichtung. Eine Komparator- oder Positiv/Negativ-Bestimmungsschaltung 11 gibt " 0" oder "1" in Abhängigkeit davon aus, ob das Ergebnis aus dem Adder positiv oder negativ ist. "X" ist ein PCM-Signal- Eingang mit 16 Bit, und "W" ist ein Ein-Bit-PDM-Signalausgang.
Fig. 12 zeigt die Wellenform eines Beispiels für den PDM-Signalausgang "W". Wenn es durch das Analog-Tiefpaßfilter geleitet wird, dann wird das PDM-Signal in das analoge Signal "Z" umgewandelt. (Siehe Fig. 13.)
Wenn ein Impulssignal von ungefähr 50% Wirkanteil durch das Analog-Tiefpaßfilter hindurchgeht, dann wird die Spannung Vcc/2 (mittleres Potential), welche der Dämpfungsspannung äquivalent ist.
Fig. 15 zeigt den internen Schaltungsaufbau des D/A-Wandlers mit Impulsdichtemodulation 16 von Fig. 10. 31 ist der Impulsdichtemodulator. 25 und 26 sind D-Latchschaltungen, 27 und 28 sind UND-Gatter, 29 ist ein Inverter, und 30 ist ein ODER-Gatter. "M" ist ein Dämpfungs-Steuersignal, entsprechend welchem der Ausgang "Y" den Audioband-Signalstatus oder den Stummschaltungsstatus wählt.
Wenn das Dämpfungs-(Stummschaltungs-)Steuersignal "M" auf L (niedriger Pegel) ist, dann ist der Ausgang "U" der D-Latchschaltung 26 auf dem Pegel L. Dann ist das UND-Gatter 27 effektiv, so daß das PDM-Signal "W" aus dem Impulsdichtemodulator 31 zum Ausgang "Y" über das UND-Gatter 27 und das ODER-Gatter 30 ausgegeben wird. Das PDM-Signal wird dann durch das anschließende Analog-Tiefpaßfilter 17 in ein analoges Signal umgewandelt.
Wenn das Stummschaltungssignal "M" auf dem Pegel "H" (hoch) ist, dann wird der Ausgang "U" der D-Latchschaltung 26 in Synchronisation mit einem Taktgeber auf hohen Pegel gebracht. Dementsprechend wird das UND-Gatter 27 unwirksam und wird gleichzeitig das ODER-Gatter 28 wirksam. Infolgedessen wird verhindert, daß das PDM-Signal "W" aus dem Impulsdichtemodulator 31 ausgegeben wird, während das Stummschaltungssignal "M" aus der D-Latchschaltung 25 durch das UND-Gatter 28 und das ODER-Gatter 30 zum Ausgang "Y" ausgegeben werden kann. Das Stummschaltungssignal "V" ist ein Impulssignal von ungefähr 50% Wirkanteil, dessen Frequenz halb so groß wie die des Taktgebers ist. Der Impulssignalausgang wird dann durch das anschließende Analog-Tiefpaßfilter 17 geleitet, um in eine Stummschaltungsspannung umgewandelt zu werden. Auf diese Weise wird ein Stummschalten ausgeführt.
Wenn sich das Stummschaltungssignal "M" wieder zum Pegel L ändert, dann ändert sich auch der Ausgang "U" aus der D-Latchschaltung 26 zum Pegel L in Synchronisation mit einem Taktgeber , das die Stummschaltungsoperation beendet.
Fig. 16 zeigt eine Wellenform jedes Signals.
Bei der vorstehenden Ausführungsform erhält man das Stummschaltungssignal von ungefähr 50% Wirkanteil durch Dividieren der Frequenz des Taktgebers mittels der D-Latchschaltung durch den Wert zwei. Die Frequenz des Stummschaltungssignals ist nicht auf die in der vorstehenden Ausführungsform begrenzt. Das Signal kann eine beliebige Frequenz haben, wenn es ein Impulssignal mit einem Wirkanteil von ungefähr 50% ist.
Ein D/A-Wandlersystem einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird jetzt beschrieben. Das D/A-Wandlersystem der dritten Ausführungsform wandelt ein digitales Signal, wie beispielsweise ein PCM-Signal in ein PDM-(impulsdichtemoduliertes) Signal um, unterzieht das PDM-Signal einer elektro-optischen Konvertierung zwecks optischer Übertragung, konvertiert das Fotosignal in ein elektrisches Signal, entfernt Rauschen durch ein Analog-Tiefpaßfilter und konvertiert dann das elektrische Signal in ein analoges Signal.
Fig. 17 ist ein Blockschaltbild, das den grundlegenden Aufbau des D/A-Wandlersystems der dritten Ausführungsform zeigt.
Wie gezeigt, umfaßt das D/A-Wandlersystem einen Digitalprozessorblock 40 und einen Analogprozessorblock 42, der über einen optischen Übertragungsabschnitt 41 mit dem Digitalprozessorblock 40 verbunden ist. Der Digitalprozessorblock 40 umfaßt eine Signalprozessorschaltung 32, welche einen Signaleingang verarbeitet und ihn als PCM-Signal ausgibt, einen Impulsdichtemodulator 33 für das Umwandeln des PCM-Signals in ein PDM-Signal und eine elektro/optische Wandlerschaltung 34, welche das PDM-Signal in ein Fotosignal umwandelt. Der Analogprozessorblock 42 umfaßt eine Foto/Elektro-Wandlerschaltung 36 für die Umwandlung des Fotosignals in ein PDM-Signal und ein Analog-Tiefpaßfilter 37, welches das PDM-Signal in ein analoges Signal umwandelt.
38 ist eine Digital-Stromversorgungsschaltung, 35 ist ein Fotosignal-Übertragungsmedium, und 39 ist eine Analog-Stromversorgungsschaltung.
Die dritte Ausführungsform wird unter Verweis auf Fig. 19 beschrieben, welche den Aufbau stärker detailliert zeigt. Ein PCM- Signal von der Signalprozessoreinheit 32 wird in den Impulsdichtemodulator 33 (einen D/A-Wandler vom PDM-Typ) eingegeben, welcher das PCM-Signal in ein PDM-Signal umwandelt. Durch Verwendung eines Taktgebers und eines UND-Gatters wird das logische Produkt des PDM-Signals genommen und an eine schnelle LED-Treiberschaltung 51 ausgegeben. Der logische Pegel des Eingangs ist der C-MOS-Pegel. Das heißt, eine schnelle LED 52 wird durch das PDM-Signal so getrieben, daß der elektrische Impuls in einen optischen Impuls umgewandelt wird.
Der bei der dritten Ausführungsform verwendete Impulsdichtemodulator ist fast identisch mit dem in Fig. 5 gezeigten, wie in Fig. 18 gezeigt.
Unter Verweis auf Fig. 18 sind 18, 19 und 20 Verzögerungsschaltungen (D-Latchschaltungen), welche Daten in Synchronisation mit einem Taktsignal Φ empfangen. 11 ist eine Komparator- oder Positiv/Negativ-Bestimmungsschaltung, welche feststellt, ob das quantisierte PCM-Signal "X" positiv oder negativ ist und das Ergebnis ausgibt. 12 und 13 sind Adder, und 24 ist eine Multiplizierschaltung.
Der Analogprozessorblock 42 ist über die optische Faser 35 mit dem Digitalprozessorblock 40 mit dem vorstehenden Schaltungsaufbau verbunden. Deshalb werden optische Impulse, die von dem Digitalprozessorblock 40 ausgesandt werden, über die optische Faser 35 übertragen, um in eine schnelle Fotosensoreinrichtung 53 (beispielsweise eine Fotodiode) der Fotosensorschaltung geleitet zu werden, wodurch der optische Impuls in einen elektrischen Impuls umgewandelt wird. Der elektrische Impuls wird durch die Verstärkerschaltung in der Fotosensorschaltung verstärkt und durch eine Wellenformungsschaltung 54 so bezüglich der Welle geformt, daß ein PDM-Signal reproduziert wird. Zu diesem Zeitpunkt ist der Ausgang aus der Wellenformungsschaltung 54 auf dem C-MOS-Pegel.
Das PDM-Signal wird durch Analog-Tiefpaßfilter 37 geleitet, um hohe Frequenz abzuschalten beziehungsweise Rauschen zu entfernen und dann durch einen Analogverstärker 55, um auf diese Weise ein analoges Signal mit hohem Signal-Rausch-Verhältnis zu reproduzieren, das frei von einem Einfluß durch Rauschen des Digitalprozessorblocks 40 ist.
Das vorliegende System, das für eine Verwendung bei digitalen Audiogeräten vorgesehen ist, muß Signale für zwei Kanäle reproduzieren: einen linken und einen rechten Kanal, und erfordert deshalb Impulsdichtemodulatoren 33, schnelle LED-Treiber 51, eine schnelle LED 52, optische Fasern 35, eine schnelle Fotosensoreinrichtung 53, Wellenformungsschaltungen 54, Analog-Tiefpaßfilter 37, die aus Widerständen und Kondensatoren aufgebaut sind und Analogverstärker 55 alle paarweise.
So ist entsprechend der vorliegenden Ausführungsform die Analogschaltung 42 vollständig von der Digitalschaltung 40 getrennt, so daß das Signal mit hohem Signal-Rausch-Verhältnis (96 dB), das man bei dem PDM-D/A-Wandler 33 erhält, direkt als analoges Signal reproduziert wird, ohne, daß es durch das Rauschen der Digitalschaltung beeinflußt wird. Daneben beinhaltet entsprechend der vorliegenden Ausführungsform das System nur zwei Übertragungsmedien (wie beispielsweise eine optische Faser) für den linken Kanal und den rechten Kanal und kann deshalb eine nennenswerte Kostenreduzierung verglichen mit dem konventionellen System erzielen.
Eine optische Faser wird als Foto-Übertragungsmedium bei der vorstehenden Ausführungsform verwendet. Als Alternative kann ein optischer Isolator, ein Foto-Kopplungselement oder ein ähnliches Medium verwendet werden, welches eine Übertragung durch Licht durchführt. Fig. 13 zeigt die Beziehung zwischen dem PCM-Signal "X", dem PDM-Signal "W" und einem analogen Signal "Z" bei dem vorliegenden System. Fig. 20 zeigt Übertragungs-Zeitsteuerungen für das PDM-Signal.
Ein in Fig. 19 gezeigtes Analog-Tiefpaßfilter kann bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Theoretisch sollte die Modulationsfrequenz des Impulsdichtemodulators der vorliegenden Erfindung so hoch wie möglich sein, um bessere Kennwerte zu erzielen. In der Praxis ist jedoch unter Berücksichtigung der Arbeitsgeschwindigkeit der gegenwärtigen IC-Schaltung eine Modulationsfrequenz von ungefähr 4 MEz bis 10 MHz ausreichend, um optimale Kennwerte zu erreichen.
Das in Fig. 8 gezeigte Oversampling-Digitalfilter 3 kann den in Fig. 21 gezeigten Schaltungsaufbau haben. Dieses Filter konvertiert die Stichprobenentnahmefrequenz um einen Faktor "n" (im allgemeinen n = 2 oder 4) durch reine Digitalverarbeitung. Entsprechend dem Typ der Impulsreaktion wird das Schaltungssystem des Filters in FIR-Filter (mit unendlicher Impulsreaktion) und FIR-Filter (mit endlicher Impulsreaktion) klassifiziert. Das FIR-Filter wird in Fig. 21 gezeigt. Wie gezeigt, umfaßt das FIR- Filter in Reihe geschaltete Schieberegister, Multiplizierschaltungen für das Multiplizieren der digitalen Daten jeder Entnahme mit einem Koeffizienten und einen Adder für das Aufsummieren der multiplizierten Resultate für die gesamten Entnahmen. Die Koeffizienten werden als ROM-Daten gespeichert.
Digitale Daten werden von links aus in die Reihe der Schieberegister eingegeben. Die Stichprobenfrequenz wird äquivalent mit einem Faktor "n" (Oversampling) durch Einsetzen von "0" der Größe (n-1) zwischen den übertragenen Daten konvertiert.
Wie man aus dem Vorstehenden einschätzen kann, sorgen die beschriebenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung für die folgenden vorteilhaften Effekte:
1. Der konventionelle D/A-Wandler hoher Genauigkeit nutzt einen bipolaren Prozeß und ist auf einem unabhängigen Chip aufgebaut. Der D/A-Wandler der vorliegenden Erfindung kann aus digitalen Schaltungen zusammengesetzt sein, ohne die hohe Genauigkeit zu opfern und kann deshalb einen MOS-Prozeß nutzen.
2. Da ein Signalprozessor generell aus einer digitalen Schaltung besteht, kann der D/A-Wandler der vorliegenden Erfindung auf demselben Chip wie der Signalprozessor aufgebaut werden. Es kann nämlich der Signalprozessor und der D/A-Wandler auf einem Chip aufgebaut werden.
3. Die vorliegende Erfindung nimmt ihre Zuflucht nicht zu einem signalverarbeitenden IC oder einem Mikrorechner für ihre Stummschaltungsfunktion, so daß sie für Systeme jedes Typs paßt. Es ist leicht, den D/A-Wandler stummzuschalten.
4. Es sind keine externen Schalter erforderlich, was dazu beiträgt, das D/A-Wandlersystem zu niedrigen Kosten und rauschfrei zu realisieren.
5. Da ein Stummschalten in der letzten Stufe des D/A-Wandlers ausgeführt wird, kann das Stummschaltungs-Leistungsverhalten verbessert werden.
6. Da die Analogschaltung, die rauschempfindlich ist, vollständig von der rauscherzeugenden Digitalschaltung getrennt werden kann, erhält man ein Signal mit hohem Signal-Rausch-Verhältnis.
7. Da die Digitalschaltung und die Analogschaltung über ein Kabel aus einer optischen Faser miteinander verbunden sind, können die Kosten des Systems im Vergleich zu den des konventionellen Systems nennenswert reduziert werden.
8. Da das Signal über die optische Faser übertragen wird, wird das Signal nicht durch die Länge des Kabels beeinflußt und ist frei von einem Einfluß durch externes Rauschen.
9. Es ist nicht notwendig, EMI bei einer Übertragung über große Entfernung für den Ausgang des D/A-Wandlers zu berücksichtigen.

Claims

1. Digital-Analog-Wandler, welcher umfaßt:

Mittel für das Empfangen eines pulskodemodulierten (PCM-) Eingangssignals;

Impulsdichte-Modulatormittel (31, 33) für die Umwandlung des PCM-Eingangssignals in ein Impulsdichte-moduliertes (PDM-)Signal; und

Mittel (2) für die Umwandlung dieses PDM-Signals in ein analoges Ausgangssignal; wobei dieses Impulsdichte-Modulatormittel einschließt:

einen ersten Verzögerungsspeicher (8), welcher Daten in Synchronisation mit einem Taktsignal empfängt, wobei dieser erste Verzögerungsspeicher einen ersten Speichereingang und einen ersten Speicherausgang hat;

einen ersten Adder (12), welcher die PCM-Signale und den ersten Speicherausgang addiert, wobei ein Ausgang des ersten Adders mit dem ersten Speichereingang verbunden ist; einen zweiten Verzögerungsspeicher (9), welcher Daten in Synchronisation mit dem Taktsignal empfängt, wobei dieser zweite Verzögerungsspeicher einen zweiten Speichereingang und einen zweiten Speicherausgang hat;

einen zweiten Adder (13), welcher den ersten Speicherausgang und den zweiten Speicherausgang addiert und wobei ein Ausgang mit dem zweiten Speichereingang verbunden ist; und

Positiv/Negativ-Bestimmungsmittel (11) für die Entwicklung des PDM-Signals;

wobei der Digital-Analog-Wandler dadurch gekennzeichnet ist, daß:

der zweite Adder (13) den ersten Speicherausgang und den zweiten Speicherausgang addiert;

die Positiv/Negativ-Bestimmungsmittel (11) mit dem zweiten Adderausgang verbunden sind;

das Impulsdichte-Modulatormittel weiterhin einen dritten Verzögerungsspeicher (10) einschließt, welcher Daten in Synchronisation mit dem Taktsignal empfängt, wobei dieser dritte Verzögerungsspeicher einen Eingang hat, der das PDM- Signal empfängt und einen Ausgang, der mit einem Eingang des ersten Adders (12) verbunden ist;

wobei der erste Adder den Ausgang aus dem dritten Verzögerungsspeicher (10) von seinem Adderausgang subtrahiert; und

der zweite Adder mit dem Ausgang des dritten Verzögerungsspeichers über eine Multiplizierschaltung (14) verbunden ist und denk Ausgang aus dieser Multiplizierschaltung von seinem Adderausgang subtrahiert.

2. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, bei welchem das Mittel für die Umwandlung des PDM-Signals in ein analoges Ausgangssignal ein analoges Tiefpaßfilter ist.

3. Digital-Wandler nach Anspruch 1, welcher weiterhin umfaßt:

Mittel für die Lieferung eines Dämpfungs-Steuersignals (M);

Dämpfungsmittel (25, 26), die auf das Dämpfungs-Steuersignal (M) reagieren, um den PDM-Signalausgang aus dem Impulsdichte-Modulationsmittel (31) selektiv in ein Impulssignal (V) mit einem Wirkungsfaktor von ungefähr 50% umzuwandeln, das für einen analogen Spannungspegel Null repräsentiativ ist; und

Mittel (27 bis 30) für die Lieferung des Impulssignals (V) als Ausgang aus dem Impulsdichte-Modulatormittel (31) an das analoge Tiefpaßfilter.

4. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 3, bei welchem das PDM- Signal (W) dann zu dem analogen Tiefpaßfilter geliefert wird, wenn das Dämpfungs-Steuersignal (M) auf niedrigem Pegel ist und das Impulssignal (V) dann, wenn das Dämpfungs- Steuersignal (M) auf hohem Pegel ist.

5. Digital-Analog-Wandler nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4, welcher weiterhin umfaßt:

ein elektro/fotooptisches Wandlermittel (34) für die Umwandlung des PDM-Signalausgangs des Impulsdichte-Modulatormittels (33) in ein fotooptisches Signal;

ein optisches Übertragungsmedium (35) für die Übertragung des fotooptischen Signals von dem elektro-fotooptischen Wandlermittel; und

ein fotooptisch/elektrisches Wandlermittel (36) für die Umwandlung des durch das optische Übertragungsmedium (35) übertragene fotooptische Signal zurück in den PDM-Signalausgang aus dem Impulsdichte-Modulatormittel (33), um dadurch das Mittel für die Umwandlung (2, 37) gegenüber einem elektrischen Rauschen zu isolieren, das durch das Impulsdichte-Modulatormittel erzeugt worden ist.