DE3687431T2

DE3687431T2 - Verfahren und einrichtung zum nachziehen der synchronisation einer empfangsanlage.

Info

Publication number: DE3687431T2
Application number: DE8686401173T
Authority: DE
Inventors: Yasuhiro Arai; Takashi Kaku
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1985-06-04
Filing date: 1986-06-03
Publication date: 1993-05-06
Anticipated expiration: 2006-06-04
Also published as: EP0205378B1; AU568980B2; AU5824686A; EP0205378A3; DE3687431D1; EP0205378A2; CA1246259A; US4694469A

Description

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zum Nachziehen oder Mitziehen der Synchronisation einer Empfangsanlage. Ein Empfänger eines Modulator-Demodulators (MODEM) beispielsweise enthält eine Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation, welche betriebsfähig ist, einen internen Taktgeber der Empfangsanlage einem im empfangenen Signal enthaltenen Zeitsignal nachzuziehen. Die Nachzieh-Operation der Synchronisation wird auf eine Weise durchgeführt, daß der interne Taktgeber sowohl in Phase als auch in Frequenz mit dem Zeitsignal synchronisiert wird. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere eine verbesserte Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation, die die Nachzieh-Operation in einer sehr kurzen Zeit abschließen kann.

2. Beschreibung des Standes der Technik

In den letzten Jahren ist es allgemeine Praxis geworden, bestehende Telefonleitungen zur Datenübertragung zu verwenden. Die bestehenden Telefonleitungen sind gewöhnlich in ihrer Form Analoganschlüsse. Daher ist es notwendig, ein MODEM zu verwenden, welches digitale Datensignale in die entsprechenden analogen Datensignale moduliert und die letzteren Signale in die ersteren demoduliert.
Das Problem ist, daß die Übertragungscharakteristiken der Telefonleitungen, mit welchen das MODEM verbunden ist, im allgemeinen nicht die gleichen sind, und dementsprechend ist eine Nachzieh-Operation für jedes Modem unbedingt notwendig. Eine Nachzieh-Operation wird gewöhnlich erzielt durch, erstens, Senden eines sogenannten Trainings-Signals von einer Senderseite zur Empfängerseite zu jeder Zeit, zu der eine Datenübertragung gestartet werden soll. Dann wird der interne Taktgeber des Modems mit dem im Trainingssignal enthaltenen Zeitsignal synchronisiert. Nach der Nachzieh-Operation kann das MODEM die Eigendatenverarbeitung starten, wobei es genau auf das nachfolgende, empfangene Datensignal anspricht.
Während dieser Nachzieh-Operation werden manchmal andere Nachzieh-Operationen parallel durchgeführt, wie Entzerren eines automatischen Equalizers (EQL), automatische Verstärkungsregelung (AGC) und automatische Phasensteuerung des Trägers (CAPC). Durch die synchronen Nachzieh-Operationen wird, wie früher erwähnt, der interne Taktgeber des MODEMs in Phase und Frequenz synchronisiert mit dem Zeitsignal, das heißt dem beim Modem im empfangenen Signal enthaltenen Baud-Rate Taktrate. Während des Empfangs des Trainings-Signals ist die die Phase betreffende Nachzieh- Operation besonders wichtig.
In einer Methode für die die Phase betreffende Nachzieh- Operation nach dem Stand der Technik wird ein Sprung in der Phase ausgeführt. Die Phasen-Differenz zwischen dem internen Taktgeber und dem Zeitsignal wird nämlich durch den Sprung in der Phase des internen Taktgebers aufgehoben.
Das Problem in der Nachzieh-Methode nach dem Stand der Technik ist, daß ein unerwünschtes Übergangsverhalten für eine kurze Zeitspanne unmittelbar nach der Ausführung des Sprunges in der Phase erzeugt wird. Das so erzeugte Übergangsverhalten ist ungelegen, weil es schwierig wird, die Leistung der Datenübertragung durch Verkürzen der Zeitsignal-Dauer zu erhöhen. In der Praxis ist ein derartiges Verkürzen aufgrund der Anwesenheit des unerwünschten Übergangsverhaltens innerhalb der Dauer des Trainings-Signals nicht möglich, und deswegen wird diese Dauer notwendigerweise um eine Zeitspanne, welche der des Übergangsverhaltens gleicht, erstreckt. Dann, wo es erforderlich ist, daß die Dauer des Trainings-Signals kürzer ist als der beschriebene, gegenwärtig verwendete Wert, ist es möglich, daß die synchrone Nachzieh-Operation nicht innerhalb der Dauer des Trainings- Signals abgeschlossen werden kann, wegen der Anwesenheit des Übergangsverhaltens.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Dementsprechend ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Schaltung zum synchronen Mitziehen oder Nachziehen vorzusehen, welche das obenerwähnte Problem überwinden können, das heißt, das Übergangs-Ansprechverhalten in der synchronen Nachzieh-Operation im wesentlichen eliminieren können.
Gemäß einem grundlegenden Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Einrichtung zum Mitziehen der Synchronisation einer Empfangsanlage vorgesehen, umfassend: Mittel zum Abtasten eines aus einer Übertragungsleitung empfangenen Signals durch Ausführen einer bestimmten Abtast-Zeitsteuerung und zur Demodulation eines empfangenen Signals; Mittel zum Extrahieren eines Signals aus dem demodulierten Signal; Mittel zum Phasendrehen des extrahierten Zeitsignals um einen vorbestimmten Phasendrehungsbetrag; Mittel zum Justieren der Abtast-Zeitsteuerung des empfangenen Signals durch Ausführen einer Steuerung mittels eines phasenstarren Regelkreises auf Basis des phasengedrehten Zeitsignals; Mittel zur Rückgewinnung eines Impulses aus dem demodulierten Signal; ein erstes Equalizer- oder Ausgleichsmittel oder Ausgleicher zur Entzerrung des demodulierten Signals mit fixer Einstellung unter Verwendung eines vorbestimmten Abgriff-Koeffizienten; und ein zweites Ausgleichsmittel zum Ausführen einer automatischen Entzerrung des entzerrten Outputs des ersten Ausgleichsmittels, um ein Outputsignal zu erhalten; worin die Einrichtung eingerichtet ist, ein Trainings-Signal aus der Übertragungsleitung zu empfangen, welches Signal eine Impulskomponente enthält, und worin sie weiter umfaßt:
Konjugiertkomplexberechnungsmittel, die mit den Mitteln zur Rückgewinnung eines Impulses zusammenarbeiten, damit sie einen konjugiert komplexen Wert des aus dem Trainings-Signal rückgewonnenen Taktgeberimpulses erzeugen, für eine Übertragung an das erste Ausgleichsmittel als ein Abgriff-Koeffizient für die Entzerrung mit fixer Einstellung, Berechnungsmittel zum Bestimmen, aus dem rückgewonnenen Impuls, des Abgriff- Koeffizienten für die automatische Entzerrung, um das zweite Ausgleichsmittel zu initialisieren und Einstellmittel zum Einstellen des Betrages der Phasendrehung des Mittels zum Phasendrehen, so daß die Phase des von den Mitteln zum Extrahieren extrahierten Zeitsignals mit der Phase eines internen Taktgebers der Anlage übereinstimmt.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Einrichtung zum Mitziehen der Synchronisation einer Empfangsanlage vorgesehen, umfassend: Mittel zum Abtasten eines aus einer Übertragungsleitung empfangenen Signals durch Ausführen einer bestimmten Abtast-Zeitsteuerung und zur Demodulation eines empfangenen Signals; ein erstes Ausgleichsmittel zur Entzerrung des demodulierten Signals mit fixer Einstellung unter Verwendung eines vorbestimmten Abgriff-Koeffizienten; ein zweites Ausgleichsmittel zum Ausführen einer automatischen Entzerrung des entzerrten Outputs des ersten Ausgleichsmittels, um ein Outputsignal zu erhalten; Mittel zum Extrahieren eines Zeitsignals aus dem entzerrten Output des ersten Ausgleichsmittels; und Mittel zum Justieren der Abtasten-Steuerung des empfangenen Signals durch Ausführen einer Steuerung mittels eines phasenstarren Regelkreises auf Basis des extrahierten Zeitsignals: dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung eingerichtet ist, ein Trainings-Signal aus der Übertragungsleitung zu empfangen, welches Signal eine Impulskomponente enthält, und weiter umfassend:
Konjugiertkomplexberechnungsmittel, die mit den Mitteln zur Rückgewinnung eines Impulses zusammenarbeiten, damit sie einen konjugiert komplexen Wert des aus dem Trainings-Signal rückgewonnenen Taktimpulses erzeugen, für eine Übertragung an das erste Ausgleichsmittel als ein Abgriff-Koeffizient für die Entzerrung mit fixer Einstellung, Berechnungsmittel zum Bestimmen, aus dem rückgewonnenen Impuls, des Abgriff- Koeffizienten für die automatische Entzerrung, um das zweite Ausgleichsmittel zu initialisieren; Einstellmittel zum Einstellen des Betrages der Phasendrehung auf dem Mittels zum Phasendrehen, so daß die Phase des von den Mitteln zum Extrahieren extrahierten Zeitsignals mit der Phase eines internen Taktgebers der Anlage übereinstimmt, und Mittel zum Bestimmen des Abgriff-Koeffizienten für die automatische Entzerrung aus dem rückgewonnenen Impuls, der zum zweiten Initialisierungsmittel initialisiert werden soll.
Die Erfindung umfaßt auch ein Verfahren zum Nachziehen der Synchronisation für ein anfängliches Training einer Empfangsanlage, wie in den Ansprüchen 9, 11, 12, 13 und im Unteranspruch 14 festgelegt.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Das obige Ziel und die obigen Merkmale der vorliegenden Erfindung werden besser ersichtlich aus der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen, worin:
Fig. 1 ein Kommunikationssystem mit mehreren Anschlußpunkten zeigt;
Fig. 2 Abfrage-Signale und Übertragungssignale auf der Leitung L in Fig. 1 zeigt;
Fig. 3 und 4 Zeichnungen sind zum Erklären der PS-CS Zeit;
Fig. 5 eine Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation gemäß dem Stand der Technik zeigt;
Fig. 6 und 7 Wellenformen der jeweiligen, in Fig. 5 gezeigten Signale sind;
Fig. 8 eine Ausführungsform einer Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation gemäß vorliegender Erfindung zeigt;
Fig. 9 bis 12 Zeichnungen zum Erklären der Operation der Einrichtung von Fig. 8 sind;
Fig. 13 bis 16 Zeichnungen zum detaillierteren Erklären des Trainings-Signals sind;
Fig. 17 bis 20 jeden der jeweiligen Blöcke von Fig. 8 detaillierter zeigen;
Fig. 21A bis 21D Zeichnungen sind zum Erklären der Impulsrückgewinnung;
Fig. 22A und 22B Zeichnungen sind zum Erklären des Phasenhaltens;
Fig. 23 ein Flußbild für ein anfängliches Einstellen ist;
Fig. 24 eine weitere Ausführungsform gemäß vorliegender Erfindung ist; und
Fig. 25 ein Format des Trainings-Signals ist.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Vor der Beschreibung der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden zuerst, mit Bezug auf die entsprechenden Figuren, der Stand der Technik und die Probleme darin beschrieben.
Fig. 1 zeigt ein Kommunikationssystem mit mehreren Anschlußpunkten, welches aus einer Zentralstelle CS und Endstellen ES1 bis ESn aufgebaut ist, wobei jede Stelle mit einem MODEM versehen ist. In diesem Kommunikationssystem mit mehreren Anschlußpunkten werden die Zentralstelle CS und die Endstellen ES1 bis ESn über eine Leitung L verbunden. Die Informationsaustausche zwischen der Zentralstelle CS und den Endstellen ES1 bis ESn werden durchgeführt durch Senden eines Abfrage-Signals von der Zentralstelle CS zu jeder der Endstellen ES1 bis ESn, nacheinander über eine stromabwärts führende Leitung, so daß jede der Endstellen ES1 bis ESn nacheinander ein Datensignal zur Zentralstelle CS über eine stromaufwärts führende Leitung senden.
Fig. 2 zeigt Abfrage-Signale von der Zentralstelle CS und Sendesignale von jeder Endstelle ES1 bis ESn auf der Leitung L. Wie in Fig. 2 gezeigt, wenn die Zentralstelle CS ein Abfragen jeder der Endstellen ES1 bis ESn über die stromabwärts führende Leitung ausführt, sendet die Endstelle ES1 bis ESn, welche das Abfrage-Signal empfängt, eine Antwort an die Zentralstelle, wobei sie anzeigt, ob oder ob nicht Sendedaten existieren, und falls Sendedaten existieren, sendet sie nacheinander die Sendedaten. Das Training jedes MODEMs an den Endstellen ES1 bis ESn wird unter Verwendung eines Trägers ausgeführt, der immer über die stromabwärts führende Leitung für das Abfragen von der Zentralstelle CS gesendet wird.
Andererseits muß das MODEM der Zentralstelle CS jedes Mal trainiert werden, wenn ein Datensignal von jeder der Endstellen ES1 bis ESn empfangen wird, da die Charakteristik der Leitung zwischen der Zentralstelle CS und jeder der Endstellen ES1 bis ESn jeweils verschieden ist. Daher sendet jede der Endstellen ES1 bis ESn vor dem Übertragen von Daten ein Trainigs-Signal für ein anfängliches Nachziehen des MODEMs der Zentralstelle CS.
Das heißt, wie in den Fig. 3 und 4 gezeigt, sobald die Endstelle das Abfrage-Signal empfängt, falls es Daten gibt, die gesendet werden sollen, sendet die Datenterminaleinrichtung DTE der Endstelle in der stromaufwärts führenden Leitung, ein RS-Signal (Sendeaufforderung) an das MODEM davon. Ansprechend auf dieses RF-Signal sendet das MODEM der Endstelle das Trainings- Signal TR, detaillierter in Fig. 25 gezeigt, an das MODEM der Zentralstelle CS über die stromaufwärts führende Leitung, um das letztgenannte MODEM zu trainieren. Dann sendet das MODEM der Endstelle ein CS-Signal (bereit zu senden) an die DTE davon, zur passenden Zeit, wenn das Training des MODEMs der Zentralstelle CS beendet ist, um das übertragen der Antwort und der Daten freizugeben.
Die Zeitspanne von der RS-Zeit t&sub1; zur CS-Zeit t&sub3; wird als RS-CS-Zeit bezeichnet, und dies zeigt die Zeitlänge des Trainings-Signals an. Die Länge der RS-CS-Zeit hängt von der für das Training des MODEMs der Zentralstelle CS notwendigen Zeitdauer ab. Falls diese RS-CS-Zeit lang ist im Vergleich mit der Zeitdauer der Anwenderdaten UD, wird die Übertragungsleistung verringert.
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm einer Empfangseinrichtung mit einer Schaltung des Standes der Technik zum Nachziehen der Synchronisation. In Fig. 5 wird ein empfangenes, über eine Übertragungsleitung (nicht gezeigt) geliefertes Signal SR zuerst einem Bandpaßfilter (BPF) 1 zugeführt. Das bandbeschränkte Signal wird dann einem Analog/Digital-Konverter (A/D) angelegt, in welchem das empfangene analoge Signal aus dem Filter 1 zu jeder Periode eines vorbestimmten Abtast-Taktgebers abgetastet und dann in das entsprechende digitale Signal umgewandelt wird. Das digitale Signal wird dann einem digitalen Signalprozessor DSP eingegeben.
Im digitalen Signalprozessor DSP wird der Output aus dem A/D-Konverter 2 von einem Demodulator (DEM) 3 demoduliert, und ein Output davon wird einem Roll-Off-Filter (ROF) 5 als Tiefpaßfilter mit einer Roll-Off-Charakteristik eingegeben, um die Wellenform des Basisbandsignals zu formen. Der Output aus dem Roll-Off-Filter 5 wird einer automatischen Verstärkungsregelung eines automatischen Verstärkungsreglers (AGC) 8 unterworfen und dann einer Zeit-Extraktionseinheit (TIM) 4 geliefert, von welcher ein Zeitsignal dem AGC'ten Signal entzogen wird. Das so entzogene Zeitsignal wird einer Entscheidungseinheit (DCS) 10 zugeleitet, welche entscheidet, ob der interne Taktgeber in Phase voreilt oder nacheilt, hinsichtlich des so entzogenen Zeitsignals.
Es sollte verstanden werden, daß die Elemente 3, 4, 5, 8 und 10 von Fig. 5 vorzugsweise als ein digitaler Signalprozessor DSP eingerichtet sind. Wenn sie so eingerichtet sind, führt der DSP verschiedene Prozesse aus, wie schematisch durch die Blöcke 3, 4, 5, 8 und 10 dargestellt.
Die oben erwähnte Entscheidungseinheit 10 erzeugt einen Entscheidungs-Output, welcher ein Voreilen oder Nacheilen in Phase anzeigt. Der Output über die Voreil/Nacheil-Entscheidung wird einem Mikroprozessor MPU eingegeben. Der Mikroprozessor MPU führt einen Prozess aus, unter einer Vielzahl von Prozessen, welcher eines phasenverriegelten Regelkreises äquivalent ist, wie schematisch durch den phasenverriegelten Regelkreis (PLL) 7 in Fig. 5 dargestellt ist. Der Output des PLL 7 wird gemäß dem Output über die Voreil/Nacheil-Entscheidung justiert, so daß der Output, das heißt die Baud-Rate Taktrate des PLL 7 gesteuert wird, um die Baud-Rate Taktrate in Phase mit dem im empfangenen Signal SR enthaltenen Zeitsignal zu synchronisieren. Der so justierte Baud-Rate Takt wird in der zugehörigen Empfängereinheit als der interne Basistaktgeber verwendet, so daß die Empfängereinheit als Ganzes mit dem im empfangenen Signal enthaltenen Zeitsignal synchronisiert wird. Die oben erwähnte synchrone Nachzieh-Operation wird unten weiter klargestellt.
Die Fig. 6A, 6B und 6C zeigen Wellenformen dreier Signale TM, BC und BC', die in Fig. 5 aufscheinen. Die Wellenform von Fig. 6A entspricht dem Zeitsignal TM in der Gestalt von beispielsweise einer Sinuswelle. Die Wellenform von Fig. 6B entspricht dem vorher genannten Baud-Rate Takt BC. Jede ansteigende Flanke des Baud-Rate Taktes BC muß zum Schluß mit jedem ansteigenden Punkt Pr des Zeitsignals TM synchronisiert sein. Der Baud-Rate Takt BC wird durch Φ in Phase gesprungen, wie in Fig. 6C gezeigt, welche den so gesprungenen Baud-Rate Takt BC' zeigt. Das heißt, die Phase des anfänglichen Taktes BC wird um Φ nacheilend verschoben oder nachgestellt, um den Takt BC' zu erhalten. Das Nachstellen um Φ wird durch einen Phasensprung durch den PLL 7 durchgeführt, welche von dem vorher genannten Output aus der Entscheidungseinheit 10, das Voreilen oder Nacheilen betreffend, gesteuert wird. Es sollte erwähnt werden, daß es auch möglich ist, den verschobenen Takt BC' durch ein Vorstellen in Phase des Taktes BC, bezogen auf die Phase des Zeitsignals TM zu erhalten. So wird das synchrone Nachziehen des Baud-Rate Taktes BC, bezogen auf das Zeitsignal TM, durchgeführt.
Der vorher erwähnte Abtasttakt für den A/D-Konverter 2 wird vom Baud-Rate Takt BC auf eine Weise erzeugt, daß die Frequenz des Abtasttaktes das n-Fache der Frequenz des Taktes BC ist. Die Zahl n ist zum Beispiel 4. Der A/D Konverter 2 kann so das empfangene Signal abtasten, um das entsprechende digitale Signal synchron mit dem Zeitsignal zu erzeugen, welches in diesem empfangenen Signal enthalten ist. Dazu operiert die Entscheidungseinheit 10, um den Output aus der Zeit-Extraktionseinheit 4 zu analysieren. Der so erfaßten Phase entsprechend führt die Entscheidungseinheit 10 des PLL einen Befehl zum Ausführen des Sprung in der Phase um Φ für den Baud-Rate Takt BC zu. Dabei wird der Abtasttakt für den A/D-Konverter 2 in Phase mit dem im empfangenen Signal enthaltenen Zeitsignal TM synchronisiert.
Es sollte erwähnt werden, daß der Phasensprung nur innerhalb der Dauer des Trainings-Signals durchgeführt wird. Während der gewöhnlichen Datenübertragung nach der Dauer des Trainings- Signals operiert der PLL 7, um eine feine Justierung der Frequenz auszuführen, ansprechend auf den Entscheidungsoutput aus der Entscheidungseinheit 10, das Voreilen oder Nacheilen betreffend.
Wie oben erwähnt, wird gemäß der Methode nach dem Stand der Technik eine sofortige, synchrone Nachzieh-Operation durch einen vom PLL 7 ausgeführten Phasensprung erzielt. Dementsprechend wird auch der dem A/D Konverter 2 zugeführte Abtasttakt sofort in der Phase geändert. Die plötzliche Änderung in der Phase schafft notwendigerweise ein unerwünschtes Übergangsverhalten im Dämpfungsfilter 5.
Die Fig. 7A, 7B und 7C zeigen Wellenformen der Signale SR und SROF und den Phasensprung PJ, die in Fig. 5 auftreten, zum Erklären des Übergangsverhaltens. Die Wellenform von Fig. 7A entspricht dem empfangenen Signal SR, von dem der Kopfteil das Trainings-Signal STR aufweist. Das Trainings-Signal STR wird in Phase verschoben mit dem Phasensprung Φ für die Nachzieh- Operation. Dies ist schematisch durch eine Zustandsänderung als Phasensprung PJ in Fig. 7B dargestellt, wodurch das Trainings- Signal STR in Phase von Φ&sub1; auf Φ&sub2; plötzlich aufgrund der Phasenänderung des Taktes BC geändert wird. Auf diese Weise wird die Nachzieh-Operation erzielt. Jedoch danach wird ein unerwünschtes Übergangsverhalten im Output SROF aus dem Roll-Off- Filter 5 induziert, welches Übergangsverhalten durch TRES in Fig. 7C dargestellt ist. In diesem Fall sind die im Signal STR während des Übergangsverhaltens TRES enthaltenen Trainings-Daten nicht verfügbar. Das heißt, die während des Verhaltens TRES empfangenen Trainings-Daten können für die Nachzieh-Operationen für das Entzerren (EQL), die automatische Verstärkungsregelung (AGC) und die automatische Phasensteuerung des Trägers (CAPC) nicht verwendet werden. Dementsprechend müssen im Stand der Technik die Nachzieh-Operationen für EQL, AGC und CAPC warten, bis das Verhalten TRES endet. Die Dauer des Verhaltens TRES ist im allgemeinen 3 bis 5 ms lang.
Es ist daher unmöglich, eine hocheffiziente Datenübertragung durch Verkürzen der Dauer des Trainings-Signals zu erzielen. Um genauer zu sein, wenn es erforderlich ist, die Dauer der synchronen Nachzieh-Operation in der Empfängereinheit zu verkürzen, wirkt das Vorhandensein des Verhaltens TRES als ein Hindernis. Die Dauer der synchronen Nachzieh-Operation wird im allgemeinen durch die RS-CS Zeit definiert, welche der oben erwähnten Dauer des Trainings-Signals entspricht. Das übergangsverhalten TRES kann daher für das MODEM-Training nicht ignoriert werden. Im schlechtesten Fall kann daher die Empfängereinheit in der synchronen Nachzieh-Operation versagen. Das kann leicht passieren in einem Datenübertragungs-System, das auf Übertragungsleitungen sehr schlechter Qualität aufgebaut ist.
Gemäß vorliegender Erfindung kann das oben erwähnte, unerwünschte Übergangsverhalten TRES minimiert, oder im wesentlichen eliminiert werden.
Nun wird eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erklärt. Fig. 8 zeigt eine Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation gemäß der vorliegenden Erfindung. In Fig. 8 bezeichnen die gleichen Bezugsziffern wie, in Fig. 5 Komponenten mit der jeweiligen gleichen Funktion.
Eine Einheit 12 zur Impulsrückgewinnung regeneriert einen Impuls aus einem Muster zur automatischen Justierung der Entzerrung, welches eine Impulskomponente für das Training enthält, was später detaillierter erklärt wird, und erhält dadurch eine Impulsserie Pj (j = 1 . . ., n), die durch die Leitung deformiert ist, und berechnet dann eine normierte Datenserie XJ (j = 1, 2, . . ., n) der Impulsserie Pj und berechnet eine Abgriff-Koeffizienten-Serie Cj (j = 1, 2, . . ., n), welche durch einen konjugiert komplexen Wert der normierten Datenserie XJ erhalten wird. Die normierte Datenserie XJ und der Abgriff- Koeffizient Cj werden dann einem ersten Ausgleichsmittel 13 gesendet. Das heißt, in der Einheit 12 zur Impulsrückgewinnung führt die rückgewonnene Impulsserie Pj die Operation der folgenden Formel (1) aus, um den Abgriff-Koeffizienten Cj des ersten Ausgleichsmittels 13 zu erhalten.
worin Pj* der konjugiert komplexe Wert zu Pj ist.
Der erste Equalizer oder Ausgleicher 13 und ein zweiter Equalizer 14 bilden ein in der ungeprüften Japanischen Veröffentlichung No. 58-121838 geoffenbartes, automatisches Ausgleichmittel, welcher eine Initialisierung mit hoher Geschwindigkeit durchführen kann. Bei dieser Art automatischem Ausgleichsmittel wird der erste Ausgleicher 13 festgelegt als Abgriff-Koeffizient Cj durch den konjugiert komplexen Wert der Impulsantwort, um als Ausgleicher mit fixer Einstellung zu operieren, wodurch der zweite Ausgleicher 14 ein symmetrischer Ausgleicher mit dem Inhalt einer symmetrischen Matrix wird, so daß das anfängliche Einstellen der inversen Charakteristiken für das Impulssignal, asymmetrisch hinsichtlich der Zeit, ausgeführt wird, nachdem das Impulssignal ein asymmetrisches Impulssignal gemacht ist.
Das heißt, der erste Ausgleicher 13 ist nach Art eines Transversalfilters, welches durch den Abgriff-Koeffizienten Cj aus der Einheit 12 zur Impulsrückgewinnung festgelegt wird, und dadurch das demodulierte Signal aus der AGC-Einheit 8 mit fixer Einstellung entzerrt. Ein entzerrtes Output-Signal dieses ersten Ausgleichers 13 nimmt eine Autokorrelations-Serie an, daher gibt der erste Ausgleicher 13 das Output-Signal mit Symmetrie ab. Das heißt, das entzerrte Output-Signal ED1 des ersten Ausgleicher 13 wird wie folgt erhalten.
Diese Formel (2) zeigt, daß das entzerrte Output-Signal ED1 die autokorrelierte Serie wird. Der Term der Phasenkomponente im entzerrten Output-Signal ED1 wird gänzlich eliminiert, aufgrund der Anwesenheit des Terms (Pj*·Pj). Das heißt, das entzerrte Output-Signal ED1, das keine Beziehung zur Abtast-Phase beim A/D Teil 2 besitzt, wird erhalten, da der erste Ausgleicher 13 die Autokorrelationsserie besitzt. Mit anderen Worten, die Unstimmigkeit der Phase zwischen dem Zeitsignal im empfangenen Signal und dem Baud-Rate Takt des PLL 7 beeinflußt nicht das entzerrte Output-Signal ED1 des ersten Ausgleichers 13. Das heißt, daß das Nachziehen der Synchronisation sofort ausgeführt wird.
Ein zweiter Ausgleicher 14 entzerrt automatisch das entzerrte Output-Signal ED1 des ersten Ausgleichers 13, um ein entzerrtes Output-Signal ED2 als Output-Datum abzugeben. Dieser zweite Ausgleicher 14 berechnet eine inverse Matrix der Autokorrelationsserie Am, die vom ersten Ausgleicher 13 erhalten wird, erhält dann eine n-te Näherung, wodurch der Abgriff-Koeffizient Bj bestimmt wird, festgesetzt zu werden.
Ein Phasenhalter (PSH) 9 hält das von der Zeit-Extraktionseinheit 4 extrahierte Zeitsignal, wenn die Amplitude des extrahierten Zeitsignals klein ist, an einem Phasenzustand, wenn die Amplitude davon groß ist, und normiert die Amplitude davon.
Ein Phasendreher (PSR) 6 berechnet den konjugiert komplexen Wert e-jΦ für die Phase ejΦ des von der Zeit-Extraktionseinheit 4 extrahierten Zeitsignals, hält sie dann als den Phasendrehungswert am Ende des Trainings, wodurch die Phase des extrahierten Zeitsignals von der Zeit-Extraktionseinheit 4 um den gehaltenen Drehungswert gedreht wird, so daß die Phase des extrahierten Zeitsignalinputs im PLL Null wird.
Eine Trägerdetektoreinheit 11 erkennt den Träger des empfangenen Signals, um ein Trägerdetektorsignal (CD) abzugeben, um die Anwesenheit des empfangenen Signals anzuzeigen. Eine Entscheidungseinheit 15 erkennt die Daten, aus dem entzerrten Output-Signal des zweiten Ausgleichers 14. Eine Entscheidungseinheit 15 trifft eine Entscheidung über die Daten aus dem entzerrten Output ED2 des zweiten Ausgleichers 14 und korrigiert den Abgriff-Koeffizienten Bj des zweiten Ausgleichers 14 um den Fehler Er der Entscheidungsdaten und des entzerrten Outputs ED2. Ein Descrambler 16 ent-verwürfelt die an der Sendeseite verwürfelten Daten her, stellt sie zu den ursprünglichen Übertragungsdaten wieder zusammen, und der Output ist wie die empfangenen Daten. Ein Signalqualitäts-Detektor (SQD) 17 integriert den Fehler Er aus der Entscheidungseinheit 15, überwacht die Qualität der Daten und gibt einen Erfassungsoutput (SQD) über die Signalqualität ab. Eine Ablaufsteuerung (SEQ) 18 empfängt ein CD-Signal aus dem Trägerdetektor 11, erkennt, daß ein empfangenes Signal vorhanden ist und startet die Trainigs- Operation im entsprechenden Teil.
Als nächstes wird eine Erklärung der Operation der in Fig. 8 dargestellten Einrichtung gegeben, mit Bezug auf in den Fig. 9A bis 9D gegebenen Ansichten zum Erklären der Operation, eine in Fig. 10 gegebene Ansicht zum Erklären der Phasendrehung, und in den Fig. 11 und 12 gegebene Ansichten zum Erklären des Nachziehens.
Das empfangene Signal SR wird von der Sendeseite gesendet. Das Trainings-Signal TR im empfangenen Signal SR besteht aus einer in Fig. 9B gezeigten Zeitkomponente und aus in Fig. 9C gezeigten Impulskomponenten, überlagert. Weiters besitzen die Daten DATA die in Fig. 9B gezeigte Wellenform.
Falls die Empfangsseite das über die Leitung L gelieferte Signal SR empfängt, wird das das analog empfangene Signal SR vom Bandpaßfilter 1 bandbeschränkt, vom Analog/Digital-Konverter 2 in ein digitales Signal umgewandelt, vom Demodulator 3 demoduliert und in der Wellenform vom Roll-Off-Filter 5 geformt. Unter Verwendung des Outputs aus dem Roll-Off-Filters 5 erkennt der Trägerdetektor 11 den Träger, gibt an CD-Signal ab und erkennt den Start der Übertragung. Aufrund dessen gibt die Ablaufsteuerung 18 die Initialisierungsstartbefehle an die entsprechenden Teile aus. Die Ablaufsteuerung 18 veranlaßt zuallererst die Initialisierung des automatischen Verstärkungsreglers 8 durch das Trainings-Signal TR.
Der Output des Roll-Off-Filters 5 wird vom automatischen Verstärkungsregler 8 der automatischen Verstärkungsregelung unterworfen, wonach seine Zeitkomponente wie in Fig. 9B gezeigt von der Zeit-Extraktionseinheit 4 extrahiert wird. Aus dem demodulierten Output des AGC 8 wird der normierte Impuls Xj an der Einheit 12 zur Impulsrückgewinnung rückgewonnen. Wie später erklärt, wird der konjugiert komplexe Wert vom normierten Impuls Xj gefunden, und diese wird als der Abgriff-Koeffizient Cj in den ersten Ausgleicher festgesetzt.
Der erste Ausgleicher 13 nimmt daher eine Autokorrelation an, wodurch die Phase des entzerrten Outputs ED1 davon immer Null wird. Dementsprechend wird die entzerrende Operation normal ausgeführt, sogar falls die Phase des Zeitsignals des empfangenen Signals und die Phase des Abtast-Taktes von dem phasenverriegelten Regelkreis 7 beim A/D-Konverter 2 verschieden sind. Mit anderen Worten, das Nachziehen der Synchronisation wird sofort ausgeführt. Der erste Ausgleicher 13 findet die Autokorrelationsserie Am aus dem normierten Impuls Xj, und dem Abgriff- Koeffizienten Cj und sendet dies dem zweiten Ausgleicher 14 zur Initialisierung.
Andererseits wird die Zeitkomponente der Zeit-Extraktionseinheit 4 dem Phasendreher 6 über den Phasenhalter 9 geliefert, und dadurch wird die Zeitphase ejΦ am Ende des Trainings erfaßt, und der komplex konjugierte Wert e-jΦ wird als der Phasendrehungsbetrag beim Phasendreher 6 gehalten. Daher gibt es eine Phasendrehung von (1 + jΦ) durch e-jΦ, hinsichtlich der Zeitkomponente der Phase ejΦ während des Empfanges der Daten. Das heißt, die Zeitkomponente mit einer NULL-Phase wird dem phasenverriegelten Regelkreis 7 eingegeben. Sie werden aufeinanderfolgend gesteuert durch die Ablaufsteuerung der Ablaufsteuereinheit 18. Das Muster zur automatischen Justierung der Entzerrung (Trainings-Signal) wird für das AGC-Nachziehen, Nachziehen der Synchronisation und das automatische Entzerrungs- Nachziehen verwendet. Der erste Ausgleicher 13 legt daher eine Autokorrelation ohne Rücksicht auf die Abtastphase vor, daher, wie in Fig. 11 gezeigt, ändern sich die optimalen Phasen Φ&sub1;, Φ&sub2;, Φ&sub3; nicht, entsprechend der Leitungscharakteristiken L&sub1;, L&sub2; und L&sub3;, welche konventionelle Verschlechterungscharakteristiken des Musters des Phasenauges darstellen. Wie in Fig. 12 gezeigt, ist es möglich, optimale Werte der gleichen Zeitphase Φ ohne Rücksicht auf die Leitungscharakteristiken L&sub1; bis L&sub3; zu erhalten, und das Festsetzen der optimalen Parameter ist einfach.
Auf dieser Stufe hat der erste Ausgleicher 13 der konjugiert komplexe Wert der Impulsantwort festgesetzt und entzerrt mit fixer Einstellung, also ist der zweite Ausgleicher 14 ein symmetrischer Ausgleicher mit einer symmetrischen Matrix. Der zweite Ausgleicher 14 hat daher Initialisierungscharakteristiken, die umgekehrt sind zu jenen des vorübergehend asymmetrischen Impulssignals, das symmetrisch hinsichtlich der Zeit initialisiert ist, so daß die zum Initialisieren benötigte Zeit verkürzt wird. Das Trainings-Signal TR kann daher verkürzt werden, und daher kann die RC-CS Zeit beträchtlich vermindert werden.
Andererseits extrahiert die Zeit-Extraktionseinheit 4 die Zeitkomponente aus den Ergebnissen der Demodulation, das heißt dem Output des automatischen Verstärkungsreglers 8, also muß die Zeitphase zur Zeit des Nachziehens gehalten und die Phase korrigiert werden. Aus diesem Grund wird die Zeitphase ejΦ zur Zeit des Nachziehens vom Phasendreher 6 gehalten, der konjugiert komplexe Wert e-jΦ erhalten, und die extrahierte Zeitkomponente der Zeit-Extraktionseinheit 4 wird phasenrotiert. Als Ergebnis wird der Input des phasenverriegelten Regelkreises 7 dauernd bei der Phase der Zeit des Nachziehens der Synchronisation gehalten, und eine Frequenz-Nachlaufsteuerung allein kann ausgeführt werden.
Auf diese Weise wird unter Verwendung des Trainings-Signals eine Trainingsserie durchgeführt, das heißt die Trägererkennung, die AGC-Justierung, das Nachziehen der Synchronisation und die Entzerrjustierung.
Eine gewöhnliche Datenempfangsoperation wird wie folgt durchgeführt:
Das dem Trainingssignal TR folgende Datensignal DATA wird auf die gleiche Weise wie oben beschrieben demoduliert vom Bandpaßfilter 1, dem Analog/Digital-Konverter 2, dem Demodulator 3, dem Roll-Off-Filter 5 und dem automatischen Verstärkungsregler 8, und wird der Zeit-Extraktionseinheit 4 und dem ersten Ausgleicher 13 eingegeben, und wird beim ersten Ausgleicher 13 durch den festgesetzten Abgriff-Koeffizienten Cj mit fixer Einstellung entzerrt. Der entzerrte Output ED1 wird dem zweiten Ausgleicher 14 eingegeben, wo er automatisch entzerrt wird, und der entzerrte Output ED2 wird von der Entscheidungseinheit 15 beurteilt. Der Fehler Er von der Entscheidungseinheit 15 wird zur Korrektur des Abgriff-Koeffizienten des zweiten Ausgleichers 14 verwendet. Die Output-Daten aus der Entscheidungseinheit 15 werden entverwürfelt durch den Descrambler 16 und werden als die empfangenen Daten RD ausgegeben.
Andererseits extrahiert die Zeit-Extraktionseinheit 4 die Zeitkomponente aus dem demodulierten Signal aus dem automatischen Verstärkungsregler 8. Die Phase wird genau um die Nachziehphase beim Phasendreher 6 gedreht, und der phasenverriegelte Regelkreis 7 wird gesteuert. Als Ergebnis führt der phasenverriegelte Regelkreis 7 die Frequenzsteuerung durch das Phasenjitter aus, das heißt die Frequenzabweichung, und führt die Frequenz-Nachlaufsteuerung des Abtast-Taktes des A/D-Konverters 2 aus. Die Operation zum Empfang eines gesendeten Signals wird auf diese Weise durchgeführt. Weiter, wenn der Signalqualitätsdetektor 17 den Fehler Er integriert und der integrierte Wert erreicht einen vorbestimmten Wert, wird das Qualitätsverschlechterungssignal SQD gesendet, worauf die Qualitätsverschlechterung bewertet wird.
Wie oben beschrieben, wird in der Nachzieh-Einrichtung gemäß vorliegender Erfindung, um den Baud-Rate Takt in das Zeitsignal zu ziehen, die in den phasenverriegelten Regelkreis 7 eingegebene, extrahierte Zeitkomponente in der Phase gedreht, statt des Phasen-Springens des Abtasttaktes des A/D-Konverters 2. Dementsprechend erscheint das Übergangsverhalten aufgrund des Phasensprunges des Abtasttaktes am A/D-Konverter 2 nicht, und als Ergebnis kann die Trainingszeit verkürzt werden.
Ein detaillierterer Aufbau der in Fig. 8 gezeigten Nachzieh- Schaltung und die Operation davon werden nun beschrieben. Zuerst wird ein Beispiel des Trainingsmustersignals, das von der Sendeseite gesendet wird, erklärt. Die Fig. 13, 14 und 16 sind Ansichten zum Erklären des Trainingsmusters in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und Fig. 15 ist ein Blockdiagramm, das die Impulsrückgewinnung erklärt.
Das Trainingsmuster ist ein 16-QAM-Signal und aus drei Segmenten SEG1, SEG2 und SEG3 zusammengesetzt, wie in Fig. 13A gezeigt. Unten wird eine Erklärung des Musters von jedem Segment gegeben.
Das erste Übertragungsmuster des Trainingsmusters, das ist das Segment SEG1, erfüllt vorzugsweise die folgenden Bedingungen:
(1) die CD-Erkennung ist einfach, (2) das AGC-(automatische Verstärkungsregelungs)-Nachziehen kann mit hohen Geschwindigkeiten durchgeführt werden (das heißt, die Daten des Leitungspegels können exakt extrahiert werden), und (3) ist eine Zeitkomponente vorhanden. Das Muster, welches diese drei Bedingungen erfüllt, ist eines in welchem die Phase von Fig. 14 um 90 Grad verschoben ist und welches abwechselnd die Punkte A und B der gleichen Amplitude annimmt. Als Trainingsstartmuster des Segmentes SEG1 wird ein "AB" Muster verwendet, welches aus den sechs Symbolen "ABABAB" zusammengesetzt ist.
Als nächstes muß das Segment SEG2 ein Muster sein, welches geeignet ist, den ersten Impuls zusammen mit dem Segment SEG1 rückzugewinnen. Andererseits verzögert der Algorithmus zur Impulsrückgewinnung an der Empfängerseite den Input, das heißt das empfangene Signal, durch den Abgriff 152 um die Zeit, welche einem Symbol entspricht, wie in Fig. 15 gezeigt, erhält die Summe mit dem empfangenen Signal vom Addierer 153, welche weiter durch den Abgriff 155 um die Zeit verzögert wird, welche einem Symbol entspricht, und erhält dann die Differenz aus dem addierten Output vom Addierer 156, um die Impulse rückzugewinnen. Daher wird das Segment SEG2 als "X&sub1;, X&sub2;, X&sub3;, X&sub4;, X&sub5;, X&sub6;" bezeichnet, und die optimalen Symbole für die Impulsrückgewinnung werden mit Bezug auf die Fig. 16 bestimmt. Der Input IN, der aus den Segmenten SEG1 und SEG2 zusammengesetzt ist, ist "A, B, A, B, A, B, X&sub1;, X&sub2;, X&sub3;, X&sub4;, X&sub5;, X&sub6;". Falls eine Ein-Symbol-Verschiebung am Abgriff T1 existiert, wird er SX&sub1;. Daher wird der addierte Output am Addierer 153 SX&sub2;.
Weiter, falls der addierte Output SX&sub2; vom Abgriff 155 um das verschoben wird, was einem Symbol entspricht, wird er SX&sub3;. Wenn die Differenz vom Addierer 156 erhalten wird, wird der Output OUT der Differenz zu "A, B, 0, 0, 0, 0, X&sub1; - A, X&sub2; - B, X&sub3; - X&sub1;, X&sub4; - X&sub2; X&sub5; - X&sub3;, X&sub6; - X&sub4;, - X&sub5;, - X&sub6;".
Daher werden X&sub1; bis X&sub6; für die Rückgewinnung des ersten Impulses Z von Fig. 13B wie folgt mit Bezug auf das QAM Muster von Fig. 14 bestimmt:
X&sub1;:A=Z
X&sub2;-B=0
X&sub3;-X&sub1;=0
X&sub4;-X&sub1;=0
X&sub5;-X&sub3;=0
X6-X&sub4;=0
X&sub1;=-A
X&sub2;=B
X&sub3;=X&sub1;=-A
X&sub4;=X&sub2;=B
X&sub5;=X&sub3;=-A
X&sub6;=X&sub4;=B
Die maximale Leistung X&sub1; - A wird mit X&sub1;= - A erhalten, so auch mit dem Punkt C, der um 180 Grad vom Punkt A in der Phasenebene von Fig. 14 gedreht ist. Daher ist X&sub1; = X&sub3; = X&sub5; - C. Andererseits ist X&sub2;, X&sub4;, X&sub6; der Punkt B, der um 90 Grad vom Punkt C gedreht ist. Auf diese Weise kann das Muster des Segmentes SEG2 für das Rückgewinnen des ersten Impulses Z aus dem "CB" Muster gefunden werden, das aus den sechs Symbolen "CBCBCB" zusammengesetzt ist.
Falls das Segment SEG1 als ein "AB"-Muster bestimmt wird und das Segment SEG2 auf diese Weise als ein "CB"-Muster, und das Segment SEG3 ähnlich auf diese Weise wie oben als ein Muster angestrebt wird, das die Rückgewinnung eines zweiten Impulses mit dem Segment SEG2 ermöglicht, dann wird das Segment SEG3 ein "DC"-Muster, das aus den sechs Symbolen "DCDCDC" zusammengesetzt ist.
Das Trainigsmuster wird so wie in Fig. 14 gezeigt. Die Muster der Segmente SEG1, SEG2 und SEG3 sind aus Punkten zusammengesetzt, die sich senkrecht im Phasenraum in Fig. 14 schneiden. Es sollte erwähnt werden, daß unter den Segmenten SEG1, SEG2 und SEG3 einer der Komponentenpunkte eines früheren Segmentes als einer der Komponentenpunkte eines letzteren Segmentes enthalten ist.
Andererseits, falls das Segment SEG2 X&sub2; - B = Z (Impuls) ist, dann ist X&sub2; = -B und X&sub1; = A, X&sub3; = A, X&sub4; = X&sub2; = -B, X&sub5; = X&sub3;= A, X&sub6; = X&sub4; = D, und das Muster kann ein "DA"-Muster sein, das auch aus den sechs Symbolen "DADADA" zusammengesetzt ist. In diesem Fall kann entweder das "DC" -Muster oder das "BA" -Muster für das Segment SEG3 ausgewählt werden.
Auf diese Weise werden, wie in Fig. 13A gezeigt, die Segmente SEG1, SEG2 und SEG3 für die Rückgewinnung des zweiten Impulses gebraucht.
Die Fig. 17 zeigt detaillierte Diagramme von Ersatzschaltungen des Demodulators 3, des Roll-Off-Filters 4 und des automatischen Verstärkungsreglers 8. In Fig. 17 sind 31 und 32 Multiplizierer zum Demodulieren und Ausgeben einer Realteilkomponente X und einer Imaginärteilkomponente Y durch Multiplizieren mit den Trägern CosΦ bzw. -sinΦ. 50X ist ein X-seitiger Roll-Off-Filter 50X, der n-Stufen Verzögerungsschaltungen (Abgriff) 51a bis 51n umfaßt, Muliplizierer 51a bis 51n zum Multiplizieren der Abgriff-Koeffizienten C&sub1; bis Cn mit den Outputs der Verzögerungsschaltungen 51a bis 51n und einen Addierer 53 zum Addieren der Outputs der Multiplizierer 52a bis 52n·50Y ist ein Y-seitiger Roll-Off-Filter 50Y, der die gleichen Komponenten besitzt, wie jene des X-seitigen Roll-Off-Filters 50X.
Der automatische Verstärkungsregler 8 umfaßt Multiplizierer 80a und 80b, welche eine Verstärkung G mit den Outputs RX und RY des Roll-Off-Filters 5 multiplizieren, Multiplizierer 81a und 81b, welche RX und RY mit einem Quadrat davon multiplizieren, einen Addierer 82, welcher die Outputs der Multiplizierer 81a und 81b addiert, um die Leistung zu erhalten, einen Addierer 83, welcher die Outputleistung des Addierers 82 von der Referenzspannung m subtrahiert, einen Multiplizierer 84, welcher einen Feedbackkoeffizienten n multipliziert, um eine Feedbackgröße (Fehlergröße) zu erhalten, einen Addierer 85 und einen Abgriff 86, welche eine integrierende Schaltung oder eine mittelnde Schaltung aufbauen, um die Fehlergröße zu integrieren, einen Multiplizierer 87, welcher einen vorbestimmten Koeffizienten β&sub1; multipliziert, und einen Addierer 88, welcher einen vorbestimmten Koeffizienten β&sub2; zur Grenze addiert, wodurch er eine Verstärkung G erzeugt. Der digitale, automatische Verstärkungsregler, der aus diesen Komponenten aufgebaut ist, ist gut bekannt, und, da die Operation davon ebenfalls gut bekannt ist, wird eine detaillierte Erklärung davon hier weggelassen.
Fig. 18 ist ein detailliertes Schaltdiagramm der Zeit-Extraktionseinheit 4 und des Phasenhalters 9, die in Fig. 8 dargestellt sind. In der Figur geben die Bezugsziffern, die die gleichen sind, wie in Fig. 8 gezeigt, die gleichen Teile an. Die Bezugsziffern 41 und 42 sind Zeit-Extraktionsfilter, zum Beispiel 1200 Hz Bandfilter, welche die Zeitkomponenten des Bandes der Zeitsignale in den Realteil und den Imaginärteil AX und AY aus dem automatischen Verstärkungsregler 8 extrahieren. Die Bezugsziffern 43 und 44 sind quadrierende Schaltungen, welche den Output der Filter 41 und 42 quadrieren. Die Bezugsziffer 45 ist ein Addierer, welcher die Outputs der quadrierenden Schaltungen 43 und 44 addiert und die Leistung der Zeitsignalkomponente erhält. Die Bezugsziffer 46 ist ein Tiefpaßfilter, zum Beispiel ein 2400 Hz Bandpaßfilter, welches die abwechselnde Komponente im Signal aus dem Addierer 45 eliminiert und die Zeitkomponente TX ausgibt. Die Bezugsziffer 47 ist ein 90 Grad Komponentendetektor, welcher die Y Zeitkomponente TY ausgibt, die 90 Grad von der X Zeitkomponente TX des Tiefpaßfilters 46 gedreht ist.
Der Phasenhalter 9 ist vorgesehen, um ein kleines Amplitudensignal der Zeitkomponente durch ein großes Amplitudensignal der früheren Zeitkomponente zu ersetzen, um einer Erhöhung des Phasejitters, der auf die Frequenzjustierung um das kleine Amplitudensignal zurückzuführen ist, vorzubeugen. Der Phasenhalter 9 vergleicht die beim Zeitextraktor 4 extrahierten Zeitkomponenten TX und TY mit einem vorbestimmten Schwellenwert TH. Falls die Zeitkomponente über dem Schwellenwert TH liegt, wird die Zeitkomponente gehalten. Wenn sie unter dem Schwellenwert TH liegt, wird die gehaltene Zeitkomponente als die Zeitdaten TX' und TY' ausgegeben.
Die Bezugsziffer 9a ist eine Halteschaltung für die Zeitphase, welche Schaltung aus einer Einheit 90 zur Vektorbeurteilung und einer Halteeinheit 91 zusammengesetzt ist. Diese Schaltung vergleicht die Zeitkomponenten TX und TY aus der Zeit-Extraktionseinheit 4 mit dem Schwellenwert TH. Falls die Vektorkomponente größer ist als der Schwellenwert TH, hält sie die Zeitkomponenten TX und TY, und gibt sie dann aus. Falls sie niedriger ist als der Schwellenwert TH, gibt sie die gehaltenen Zeitkomponenten TX und TY als die Zeitdaten TX' und TY' aus. Die Bezugsziffer 9b ist eine Schaltung zur Amplitudennormierung, welche aus einem Vektorkomponentenrechner 92 und einem Normierer 93 zusammengesetzt ist. Diese Schaltung normiert die Outputs XTMR und XTMI aus der Halteschaltung 9a für die Zeitphase auf die Amplitude eines Kreises mit dem Radius 1.
Die Bezugsziffern 901 und 902 sind Multiplizierer, welche die Zeitkomponenten TX und TY quadrieren. Die Bezugsziffer 903 ist ein Addierer, welcher die Outputs TX² und TY² der Multiplizierer 901 und 902 addiert, um die Vektorkomponente TX² + TY² der Zeitkomponenten zu erhalten. Die Bezugsziffer 904 ist ein Subtrahierer, welcher eine Subtraktion zwischen der Vektorkomponente TX² + TY² und einem vorbestimmten Schwellenwert TH durchführt. Die Bezugsziffer 905 zeigt eine Polaritätsentscheidungseinheit (DEC2) an, welche die Polarität des Outputs (TX² + TY²) - TH des Subtrahierers 904 bestimmt und den Steueroutput ATL "1" und BTL "0" setzt, falls die Polarität positiv ist, das heißt (TX²+ TY²) ≥ TH, und setzt den Steueroutput ATL "0" und BTL "1", falls die Polarität negativ ist, das heißt (TX² + TY²) < TH. Die Bezugsziffern 911 und 912 sind Multiplizierer, welche die Zeitkomponenten TX und TY und den Steueroutput ATL multiplizieren. Die Bezugsziffern 913 und 914 sind Addierer, welche die Outputs aus den Multiplizierern 911 und 912 und den Multiplizierern 915 und 916 addieren, um Outputs XTMR und XTMI auszugeben. Die Multiplizierer 915 und 916 multiplizieren die Outputs der Abgriffe 917 und 918 und den Steueroutput BTL, und geben die Ergebnisse den Addierern 913 und 914 aus. Die Abgriffe 917 und 918 halten die Outputs XTMR und YTMI der Addierer 913 und 914, und geben sie den Multiplizierern 915 und 916 aus.
Die Bezugsziffern 921 und 922 sind Multiplizierer, welche die Outputs XTMR und XTMI mit 1/ 32 multiplizieren. Die Bezugsziffern 923 und 924 sind Multiplizierer, welche die Outputs der Multiplizierer 921 und 922 quadrieren. Die Bezugsziffer 925 ist ein Addierer, welcher die Outputs der Multiplizierer 923 und 924 addiert und die Vektorkomponente (XTMR² + YTMI²)/2 erhält. Die Bezugsziffer 931 ist ein Nur-Lese-Speicher vom Typ eines Inverters (IV-ROM), welcher inverse Zahlen der Vektorkomponente aus dem Addierer 925 speichert und die inversen Zahlen gemäß den Werten der Vektorkomponente ausgibt. Die Bezugsziffern 932 und 933 sind Multiplizierer, welche die inversen Outputs des IV-ROM 931 und die Outputs XTMR und YTMI multiplizieren, und die normierten Zeitkomponenten TX' und TY' dem Phasendreher 6 ausgeben.
Fig. 19 ist ein detailliertes Schaltdiagramm des in Fig. 15 gezeigten Phasendrehers 6. In der Figur ist 60 ein Konjugiertkomplexrechner, welcher die konjugiert komplexen Werte (TX12 + TX13)/TX' und 1/TY' der normierten Zeitkomponenten TH' und TY' aus dem Phasenhalter 49 in der Zeit-Extraktionseinheit 4 zur Zeit des Trainings berechnet. Die Bezugsziffern 61 und 62 sind Register für die H-Komponente und die Y-Komponente, die die Ergebnisse der Berechnung des Rechners 60, das heißt die konjugiert komplexen Werte ( (TX12 + TX13)TX')/TX' und (1/TY'), speichert. Die Bezugszeichen 63 und 64 sind Multiplizierer, welche die normierten Zeitkomponenten TX' und TY' und die konjugiert komplexen Werte der Register 61 und 62 für die Phasendrehung multiplizieren.
Fig. 20 ist ein detailliertes Diagramm der Einheit 12 zur Impulsrückgewinnung, des ersten Ausgleichers 13, des zweiten Ausgleichers 14 und der in Fig. 8 gezeigten Entscheidungseinheit 15.
Die Einheit 12 zur Impulsrückgewinnung besitzt eine Extraktionsschaltung (REP) 121 zum Extrahieren der Datenserie Pj, die dem Impulssignal aus dem Inneren des Trainingssignals entspricht. Eine Normierungsschaltung (NR) 122 zum Normieren der extrahierten Datenserie, und eine Konjugiertkomplexschaltung (CN) 123 zum Konvertieren der Datenserie Xj, die bei der Normierungsschaltung (NR) 122 normiert wurde in den konjugiert komplexen Wert.
Der erste Ausgleicher 13 besitzt eine erste Entzerroutputschaltung (OPU1) 131, welche aus dem automatischen Verstärkungsregler 8 empfangene Daten als erste Abgriffdaten eingeschrieben besitzt, und welche den ersten entzerrten Output ED1 aus den ersten Abgriffdaten und dem ersten Abgriff-Koeffizienten Cj berechnet, ein erstes Abgriff-Koeffizientenregister (TPR1) 132, welches mit dem ersten Abgriff-Koeffizienten Cj aus der Konjugiertkomplexschaltung 123 initialisiert wird, und eine erste Berechnungssteuerschaltung (CNT1) 133, welche die Datenserie aus der Normierungsschaltung 122 als zweite Abgriffdaten eingeschrieben besitzt und welche die Autokorrelationsserie Am des Impulssignals berechnet.
Der zweite Ausgleicher 14 besitzt eine zweite Entzerroutputschaltung (OPU2) 141, welche die entzerrten Outputdaten ED1 als dritte Abgriffdaten eingeschrieben besitzt, und welche den zweiten entzerrten Output ED2 aus den dritten Abgriffdaten ED1 und dem zweiten Abgriff-Koeffizienten Bj berechnet, ein zweites Abgriffkoeffizientenregister (TPR2) 142, welches den zweiten Abgriff-Koeffizienten Bj speichert, und eine zweite Berechnungssteuerschaltung (CNT2) 143, welche die Autokorrelationsserie Am des Impulses aus der ersten Berechnungssteuerschaltung 133 eingeschrieben besitzt, welche die n-te Näherung der inversen Matrix aus der Autokorrelationsserie Am findet, und welche den entzerrten Output aus der Autokorrelationsserie Am des Impulses und dem zweiten Abgriff-Koeffizienten Bj berechnet, um den zweiten Abgriff-Koeffizienten Bj, basierend auf dem Fehler mit dem Referenzoutput Ref, zu korrigieren. Die Entscheidungseinheit 15 besitzt eine Schaltung zur automatischen Phasensteuerung des Trägers (CAPC) 151, eine Entscheidungsschaltung (DEC) 152 und eine Fehlerberechnungsschaltung (ERR1) 153.
Fig. 21D ist ein Welleformbild des rückgewonnenen Impulses, die Fig. 22A und 22B sind Ansichten zum Erklären des Phasenhaltens, und die Fig. 23 ist ein Flußbild der Initialisierungsoperation.
Zuerst wird eine Erklärung der Initialisierung des ersten Ausgleichers 13 und des zweiten Ausgleichers 14, mit Bezug auf die Fig. 21 und die Fig. 23, gegeben.

Schritt S010

Eine empfangene Datenserie, welche durch einen komplexen Wert benannt ist, die dem Trainigs-Signal TR entspricht, welches demoduliert wird beim Demodulator 3, dem Roll-Off-Filter 5 und dem automatischen Verstärkungsregler 8, wird der Impulsextraktionsschaltung 121 zugeführt, wo die empfangene Datenserie der verzögerten Datenserie addiert wird, welche durch Verzögern der empfangenen Datenserie um ein Datensymbol erhalten wird. Das heißt, wie in Fig. 21 gezeigt, die Trainingsdaten SA1 und die verzögerten Daten SA2, die durch Verzögern der Trainingsdaten SA1 um ein Datensymbol erhalten werden, werden addiert, wodurch eine Impulsserie SA3, welche ein Impulsrückgewinnungssignal SA3 ist, das nur eine zentrale Komponente P&sub0; besitzt, deren Amplitude nicht Null ist und andere Komponenten Null. Das in Fig. 21C gezeigte Impulsrückgewinnungssignal SA3 zeigt einen idealen Fall, wo keine Verzerrung durch die Leitung besteht. In der Praxis jedoch, wie in Fig. 21D gezeigt, wird die aufgrund der Leitung verzerrte Impulsserie Pj (j = 0, ±1, ±2, . . ., ±n) erhalten.

Schritt S020

Die dem extrahierten Impuls entsprechende Datenserie Pj wird der Normierungsschaltung 122 zugeführt, wo sie normiert wird. Die Normierungsschaltung 122 berechnet die Größenordnung der Datenserie Pj, das heißt die 0-te Korrelation, durch folgende Formel:
worin Pn* der konjugiert komplexe Wert von Pn ist, das heißt
Als nächstes wird die Datenserie Pj durch P dividiert, um den Impuls zu normieren. Falls die normierte Datenserie Xj ist, ist Xj durch die folgende Gleichung gegeben:
Xj = Pj/P (5)

Schritt S030

Die normierte Datenserie Xj wird der Konjugiertkomplexschaltung 123 zugeführt. Die konjugiert komplexe, konvertierte Datenserie Cj wird im ersten Abgriffkoeffizientenregister TPR 132 initialisiert als ein Abgriff-Koeffizient Cj des ersten Ausgleichers 13.
Cj=Xj*=PK*/P (6)

Schritt S040

Die normierte Datenserie Xj und die konjugiert komplexen Daten Cj werden der Berechnungsschaltung 1 des ersten Ausgleichers 13 zugeführt, und die Autokorrelationsserie Am wird wie folgt durchgeführt. Zuerst, für die 0-te Korrelation A&sub0;,
Die komplexen Werte werden durch Realteile und Imaginärteile ausgedrückt. Für das verbleibende Am,
Hier wird gefunden, daß A-m = Am*. Mit anderen Worten, die Autokorrelationsserie Am ist symmetrisch. Die Autokorrelationsserie Am kann angesehen werden, das Ergebnis der Deformation des Impulses durch die Leitung L und den ersten Ausgleicher 13 zu sein. Daher ist es im zweiten Ausgleicher 14 erforderlich, daß inverse Charakteristiken der symmetrischen Impulscharakteristiken gegeben werden.

Schritt S050 1

Die Autokorrelationsserie Am wird der Berechnungsschaltung 143 des zweiten Ausgleichers 14 zugeführt, wo die Serie Bj(1), eine erste Näherung der inversen Charakteristikenmatrix, wie folgt gefunden wird:
Die auf diese Weise gefundene Serie Bj(1) wird verwendet, um die inverse Matrix zu finden und als der Initialisierungswert.

Schritt S060

Die im Schritt S050 als der Abgriff-Koeffizient Bj des zweiten Ausgleichers 14 erhaltene Datenserie Bj (1) wird verwendet, um den entzerrten Output S zu berechnen, mit der Autokorrelationsserie Am als die Abgriffdaten. Der entzerrte Output S wird mit der Referenzoutputserie Ref verglichen, und Bj wird aufeinanderfolgend korrigiert, um den Fehler nahe an Null zu bringen.
Der entzerrte Output S ist die Datenserie SL, die gegeben ist durch
Die Korrektur des Abgriff-Koeffizienten Bj wird durchgeführt unter der Verwendung der folgenden aufeinanderfolgenden Näherung:
wo Er der Realteil von E ist.
Für die andere Bj,
In der Korrektur von Bj ist der Zentralabgriff dominat, so daß die Korrektur in der folgenden Reihenfolge ausgeführt wird:
B&sub0; → B±2 → . . . → B±n → B&sub0; → B±1
Die auf diese Weise gefundene Datenserie Bj ist symmetrisch, da die Inputserie Am symmetrisch ist. Mit anderen Worten, Bj = B-j*. Auf diese Weise wird der Abgriff-Koeffizient Bj des zweiten Ausgleichers 14 initialisiert und im Abgriffkoeffizientenregister 142 festgesetzt.
Mit den obigen Schritten sind die Initialisierungen der Abgriff-Koeffizienten Cj und Bj des automatischen Ausgleichers 13 und 19 vervollständigt. Mit anderen Worten, der konjugiert komplexe Wert der Impulsantwort der Leitung L wird im ersten Ausgleicher 13 als der Abgriff-Koeffizient Cj festgesetzt, und der zweite Ausgleicher 14 wird als ein symmetrischer Ausgleicher mit einer symmetrischen Matrix als ihr Inhalt verwendet. Da der konjugiert komplexe Wert der Impulsantwort in dem ersten Ausgleicher 13 als ein Abgriff-Koeffizient festgesetzt wird, wird die Autokorrelation dargestellt. Ein Output wird daher erhalten, der mit der Zeitphase nicht verbunden ist, und das Nachziehen der Synchronisation wird sofort durchgeführt. Das heißt, der Output des ersten Ausgleichers 13 ist einer, auf welchem die Zeitphasenkorrektur durchgeführt ist.
Als nächstes wird eine Erklärung der Initialisierung der Zeitrückgewinnung mit Bezug auf die Fig. 22A und 22B gegeben.
Die empfangene Datenserie des Trainings-Signals TR des vorher erwähnten Schrittes S020 wird in die Zeit-Extraktionseinheit 4 eingegeben. Bei der Zeit-Extraktionseinheit 4 werden die Zeitkomponenten von den Zeitextraktionsfiltern 41 und 42 extrahiert. Diese werden dann von den quadrierenden Schaltungen 43 und 44 quadriert und vom Addierer 45 addiert, wonach die Leistung angestrebt wird. Die abwechselnde Komponente wird vom Tiefpaßfilter 46 geschnitten, und die Komponente TX der Zeit X wird erhalten. Weiters wird die Komponente TY der Zeit Y aus der Komponente TX der Zeit X vom 90 Grad Komponentendetektor 47 erzeugt. Falls die Zeitkomponenten TX und TY von der Zeit-Extraktionseinheit 4 zur Zeitphasenhalteschaltung 9a des Zeitphasenhalters 9 geliefert werden, werden die Zeitkomponenten TX und TY von den Multiplizierern 901 und 902 der Vektorbeurteilungseinheit 90 quadriert. Die Ergebnisse werden vom Addierer 903 addiert, und die Vektorkomponente (TX²+ TY²) wird erhalten. Diese Vektorkomponente hat von ihr den Schwellenwert TH vom Subtrahierer 904 subtrahiert und wird dann der Polaritätsentscheidungseinheit 905 zugeleitet. Die Polaritätsentscheidungseinheit 905 macht den Steueroutput ATL "1" und den Steueroutput BTL "0", falls der Output des Subtrahierers 905 positiv ist, das heißt, die Vektorkomponente (TX² + TY²) ≥ TH. Falls daher die Vektorkomponente größer oder gleich TH ist, werden die Zeitkomponenten TX und TY von den Multiplizierern 911 und 912 an die Addierer 913 und 914, so wie sie sind, ausgegeben. Andererseits, da der Steueroutput BTL "0" ist, geben die Multiplizierer 915 und 916 nicht an die Addierer 913 und 914 aus. Die Zeitkomponenten TX und TY werden daher von den Addierern 913 und 914 als die Outputs XTMR und XTMI ausgegeben und von den Abgriffen 917 und 918 gehalten.
Umgekehrt stellt die Polaritätsentscheidungseinheit 905 den Steueroutput ATL "0" und den Steueroutput BTL "1", falls die Vektorkomponente (TX² und TY²) weniger als TH ist. Da der Steueroutput BTL "1" ist, werden die gehaltenen Werte der Abgriffe 917 und 918 den Addierern 913 und 914 eingegeben, und die gehaltenen Werte der Abgriffe 917 und 918 werden als die Outputs XTMR und XTMI der Addierer 913 und 914 ausgegeben.
Falls daher die Vektorkomponente der Zeitkomponente, wie in Fig. 22A gezeigt, größer oder gleich dem Schwellenwert TH ist, werden die Zeitkomponenten TX und TY ausgegeben und gehalten. Falls umgekehrt die Vektorkomponente der Zeitkomponente weniger als der Schwellenwert ist, wird die früher gehaltene Zeitkomponente ausgegeben.
Die Outputs XTMR und YTMI werden der Schaltung 9b zum Normieren der Amplitude zugeleitet, und werden mit 1/ 2 von den Multiplizierern 921 und 922 des Vektorkomponentenrechners 92 multipliziert. Weiters werden sie von den Multiplizierern 923 und 924 multipliziert und vom Addierer 925 addiert. Auf diese Weise wird die Vektorkomponente (XTMR2 + YTMI2)/2 erhalten.
Der IV-ROM 931 gibt die inversen Zahlen der Vektorkomponente aus. Die Outputs XTMR und YTMI werden mit den inversen Zahlen von den Multiplizierern 932 und 933 multipliziert, wodurch die in Fig. 10 gezeigten Zeitdaten TX' und TY' mit dem Radius 1 erhalten werden.
Der Teil von der Zeit t&sub1; bis zur Zeit t&sub2; der Fig. 22A unterhalb des Schwellenwertes wird durch die Zeitkomponente der Zeit t&sub1; oberhalb des Schwellenwertes ersetzt, wie in Fig. 22B gezeigt. Mit anderen Worten, während des Teils unterhalb des Schwellenwertes wird die gerade vor ihm gewesene Zeitkomponente gehalten und ausgegeben. Die Zeitphasen während dieser Zeit werden dieselben, sogar falls sie tatsächlich variiert werden. Während dieser Zeit tritt Desynchronisation auf, und das Phasenjitter vergrößert sich, aber die Zeit, wo die Zeitkomponente klein ist, dauert nicht lang, und weiters ist die Phasenfluktuation während dieser Zeit klein, so daß im wesentlichen das minimale Phasenjitter erhalten werden kann.
Andererseits, wenn die Zeitkomponente klein ist, sogar falls eine Synchronisationsoperation durchgeführt wird, kann eine Synchronisierung nicht möglich sein, oder die Synchronisierungsoperation kann fehlerhaft sein, so daß das Phasenjitter groß werden kann.
Diese Zeitdaten TX' und TY' werden dem Phasendreher 6 eingegeben. Wie früher erwähnt, nimmt der Konjugiertkomplexrechner 60 während des Trainings die konjugiert komplexen Werte der Zeitdaten TX' und TY' und setzt sie in die Register 61 und 62.
Auf diese Weise, in Vorwegnahme des Vervollständigung der Initialisierung im MODEM der Empfängerseite, beginnt das MODEM der Sendeseite die Übertragung der Sendedaten. Am MODEM der Empfängerseite wird das empfangene Signal, vom Demodulator 3 zu der Datenserie demoduliert und dem ersten Ausgleicher 13 zugeführt. Im ersten Ausgleicher 13 wird die empfangene Datenserie von der entzerrten Outputschaltung 131 unter Verwendung des Abgriff- Koeffizienten Cj des Abgriffkoeffizientenregisters 132 verarbeitet, um den ersten entzerrten Output ED1 zu berechnen. Die entzerrte Outputdatenserie ED1 aus dem ersten Ausgleicher 13 wird der entzerrten Outputschaltung 141 des zweiten Ausgleichers 14 zugeführt, wo der zweite Abgriff-Koeffizient Bj verwendet wird, die end-entzerrten Outputdaten ED2 zu berechnen. Weiters wird der entzerrte Output ED2 als Daten von der Beurteilungseinheit 15 beurteilt und als Outputdaten ausgegeben. Weiters wird der Fehler zwischen den Outputdaten und dem entzerrten Output ED2 verwendet, um über die zweite entzerrte Outputschaltung 141 den zweiten Abgriff-Koeffizienten Bj des zweiten Abgriffkoeffizientenregisters 142 zu korrigieren.
Die oben erwähnte demodulierte Datenserie wird der Zeit-Extraktionseinheit (TMGEXT) 4 eingegeben, wo die Zeitkomponenten TX' und TY' extrahiert werden. Diese werden dann beim Phasenhalter 9 amplitudenkorrigiert, normiert und dem Phasendreher 6 eingegeben. Beim Phasendreher 6 werden die normierten Zeitkomponenten TX' und TY' von den Multiplizierern 63 und 64 mit den konjugiert komplexen Werten der Register 61 und 62 für die Phasendrehung und Steuerung des phasenverriegelten Regelkreises multipliziert. Beim phasenverriegelten Regelkreis 7 wird das Phasenjitter justiert.
Obwohl eine bevorzugte Ausführungsform hier oben beschrieben wurde, sind zahlreiche Modifikationen und Änderungen innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung möglich. Zum Beispiel ist Fig. 24 eine strukturelle Ansicht einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der Figur sind die Teile, die die gleichen sind, wie jene in Fig 15 gezeigt, mit den gleichen Bezugszeichen angezeigt. In dieser Ausführungsform ist ein Phasendreher 6 nicht vorgesehen im Vergleich mit der Ausstattung von Fig. 8. Die Zeit-Extraktionseinheit 4 ist konstruiert, um die Zeitrückgewinnung aus dem entzerrten Output ED1 des ersten Ausgleichers (EQL1) 13 durchzuführen. Weiters ist in dieser Ausführungsform die Verarbeitung des digitalen Signalprozessors DSP und des Mikroprozessors MPU durch äquivalente Blöcke gezeigt.
Der Demodulator 3, das Roll-Off-Filter 5 und die AGC 8 sind die gleichen wie in Fig. 17. Die Zeit-Extraktionseinheit 4 und der Phasenhalter 9 sind die gleichen wie in Fig. 18. Die Impulsrückgewinnungseinheit 12, der erste Ausgleicher 13, der zweite Ausgleicher 14 und die Beurteilungsschaltung 15 sind die gleichen wie in Fig. 20.
Die Initialisierung in dieser Ausführungsform kann gerade genug sein für die oben erwähnte Initialisierung des ersten Ausgleichers 13 und des zweiten Ausgleichers 14, durch welche das Nachziehen der Synchronisation und das Entzerrnachziehtraining durchgeführt werden. Das heißt, daß die Phasenkomponente vom entzerrten Output ED1 des ersten Ausgleichers 13 gelöscht worden ist, das heißt, daß die Phase des entzerrten Outputs ED1 Null ist. Da daher die Zeit-Extraktionseinheit 4 von Fig. 23 eine Zeitrückgewinnung aus dem entzerrten Output ED1 durchführt, ist eine Phasendrehung nicht notwendig, um die Zeitkomponente des phasenverriegelten Regelkreises zuzuleiten. Während des Datenempfangs ist daher keine Phasendrehung notwendig, und der phasenverriegelten Regelkreis 7 wird nach dem Phasenjitter vom Output der Zeit-Extraktionseinheit 4 justiert.
In dieser Ausführungsform besteht, verglichen mit der vorher erwähnten Ausführungsform, der Vorteil, daß kein anfängliches Festsetzen für die Phasendrehung oder Drehungsoperation erforderlich ist. Bei einer Übertragungsgeschwindigkeit von 9600 Baud muß jedoch der erste Ausgleicher 13 mit 9,6 kHz verarbeiten. Eine Verarbeitung mit höherer Geschwindigkeit wird angestrebt, verglichen mit der Konstruktion von Fig. 15. Weiters gibt es manchmal Verzögerungseffekte aufgrund des ersten Ausgleichers 13.

Claims

1. Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation einer Empfangsanlage, umfassend:

Mittel (2, 3, 5) zum Abtasten eines aus einer Übertragungsleitung empfangenen Signals (SR) durch Ausführen einer bestimmten Abtast-Zeitsteuerung und zur Demodulation eines empfangenen Signals;

Mittel (4) zum Extrahieren eines Zeitsignals aus dem demodulierten Signal;

Mittel (6) zum Phasendrehen des extrahierten Zeitsignals um einen vorbestimmten Phasendrehungsbetrag;

Mittel (7) zum Justieren der Abtast-Zeitsteuerung des empfangenen Signals durch Ausführen einer Steuerung mittels eines phasenstarren Regelkreises auf Basis des phasengedrehten Zeitsignals;

Mittel (12) zur Rückgewinnung eines Impulses aus dem demodulierten Signal;

ein erstes Ausgleichsmittel (13) zum Ausgleichen oder Entzerren des demodulierten Signals mit fixer Einstellung unter Verwendung eines vorbestimmten Abgriff-Koeffizienten (Cj); und

ein zweites Ausgleichsmittel (14) zum Ausführen eines automatischen Entzerrens des entzerrten Outputs des ersten Ausgleichsmittels (13), um ein Outputsignal (ED2) zu erhalten;

worin die Einrichtung eingerichtet ist, ein Trainings-Signal (16) aus der Übertragungsleitung zu empfangen, welches Signal eine Impulskomponente enthält, und worin sie weiter umfaßt:

Konjugiertkomplexberechnungsmittel (123), die mit den Mitteln zur Rückgewinnung eines Impulses zusammenarbeiten, damit sie einen konjugiert komplexen Wert (C*j) des aus dem Trainings- Signal rückgewonnenen Taktgeberimpulses erzeugen, für eine Übertragung an das erste Ausgleichsmittel als ein Abgriff- Koeffizient für die Entzerrung mit fixer Einstellung, Berechnungsmittel (143) zum Bestimmen, aus dem rückgewonnenen Impuls, des Abgriff-Koeffizienten (Bj) für die automatische Entzerrung, um das zweite Ausgleichsmittel zu initialisieren und

Einstellmittel (61, 62) zum Einstellen des Betrages der Phasendrehung des Mittels (6) zum Phasendrehen, so daß die Phase des von den Mitteln zum Extrahieren extrahierten Zeitsignals mit der Phase eines internen Taktgebers der Anlage übereinstimmt.

2. Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation nach Anspruch 1, weiter umfassend ein Phasenhaltemittel (9), welches eine Amplitude und eine Phase des extrahierten Zeitsignals aus dem Mittel (4) zur Zeitextraktion speichert, wenn die Amplitude davon unter einem vorbestimmten Schwellwert liegt, und die Amplitude und die Phase des gespeicherten Zeitsignals an die Mittel (2, 3) zur Justierung der Abtastzeit statt des direkt extrahierten Zeitsignals der Mittel zur Zeitextraktion ausgibt, wenn die Amplitude davon unter dem vorbestimmten Schwellenwert liegt.

3. Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation nach Anspruch 2, worin die Mittel (6) zum Phasendrehen umfassen;

Mittel (60, 123) zum Berechnen des konjugiert komplexen Wertes (C*j) des extrahierten Zeitsignals;

Mittel (61, 62) zum Speichern des berechneten konjugiert komplexen Wertes; und

Mittel (63, 64) zum Multiplizieren des extrahierten Zeitsignals mit dem berechneten und gespeicherten konjugiert komplexen Wert, um die Phase des Zeitsignals zu drehen.

4. Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation nach Anspruch 1, worin die Mittel zum Abtasten und Demodulieren aus einem Analog/Digital-Konverter (2), einem Demodulator (3) und einem Roll-Off-Filter (5) aufgebaut sind.

5. Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation nach Anspruch 1, weiter umfassend Mittel (8) zur automatischen Verstärkungsregelung des demodulierten Signals.

6. Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation nach Anspruch 1, worin der dem ersten Ausgleichsmittel (13) festzusetzende Abgriff-Koeffizient gefunden wird durch komplexes Konjugieren einer Datenserie, die durch Normieren der rückgewonnenen Impulsserie erhalten wird.

7. Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation nach Anspruch 6, worin der zum zweiten Entzerr-Koeffizienten zu initialisierende Abgriff-Koeffizient gefunden wird durch Ausführen einer vorbestimmten Operation auf die Näherung einer Inverscharakteristikenmatrix einer Autokorrelationsserie, die auf Basis des Abgriff-Koefizienten des ersten Ausgleichsmittels und der normierten Datenserie berechnet wird.

8. Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation nach Anspruch 1, worin die Demodulationsmittel (3), die Extraktionsmittel (4), die Phasendrehmittel (6), die Mittel (7) zum Justieren der Abtast-Zeiten, die Mittel (12) zur Impulsrückgewinnung, das erste Ausgleichsmittel und das zweite Ausgleichsmittel (14) durch einen Digitalprozessor realisiert werden.

9. Verfahren zum Nachziehen der Synchronisation für ein anfängliches Training einer Empfangsanlage, welches die folgenden Schritte umfaßt:

Abtasten eines aus einer Übertragungsleitung empfangenen Signals durch eine bestimmte Abtast-Zeitsteuerung und Demodulieren des empfangenen Signals;

Extrahieren eines Zeitsignals aus dem demodulierten Signal;

Phasendrehen des extrahierten Zeitsignals um einen Phasendrehungsbetrag, wo die Phase davon mit einer Phase eines internen Taktgebers übereinstimmt;

Justieren der Abtast-Zeiten des empfangenen Signals durch Ausführen einer Steuerung des phasengedrehten Zeitsignals mittels eines phasenstarren Regelkreises;

Rückgewinnen eines Impulses aus einem Trainings-Signal, welches den Impuls des demodulierten Signals enthält;

Festsetzen eines konjugiert komplexen Wertes des rückgewonnenen Impulses als ein Abgriff-Koeffizient für eine Fix- Entzerrung in ein fix-eingestelltes Ausgleichsmittel;

Anfangs-Festsetzen eines Abgriff-Koeffizienten für eine automatische Entzerrung, der auf Basis des rückgewonnen Impulses berechnet wird, in ein automatisches Ausgleichsmittel, welches den entzerrten Output des fix-eingestellten Ausgleichsmittels automatisch entzerrt, um das Output-Signal zu erhalten.

10. Einrichtung zum Nachziehen der Synchronisation einer Empfangsanlage, umfassend:

ein erstes Ausgleichsmittel (13) zur Entzerrung des demodulierten Signals mit fixer Einstellung unter Verwendung eines vorbestimmten Abgriff-Koeffizienten (Cj);

ein zweites Ausgleichsmittel (14) zum Ausführen einer automatischen Entzerrung des entzerrten Outputs des ersten Ausgleichsmittels, um ein Outputsignal (ED2) zu erhalten;

Mittel (4) zum Extrahieren eines Zeitsignals aus dem entzerrten Output des ersten Ausgleichsmittels; und

Mittel (7) zum Justieren der Abtast-Zeitsteuerung des empfangenen Signals durch Ausführen einer Steuerung mittels eines phasenstarren Regelkreises auf Basis des extrahierten Zeitsignals;

worin die Einrichtung eingerichtet ist, ein Trainings-Signal (TR) aus der Übertragungsleitung zu empfangen, welches Signal eine Impulskomponente enthält, und worin sie weiter umfaßt:

Konjugiertkomplexberechnungsmittel (60), die mit den Mitteln zur Rückgewinnung eines Impulses zusammenarbeiten, damit sie einen konjugiert komplexen Wert (C*j) des aus dem Trainings- Signal rückgewonnenen Taktimpulses erzeugen, für eine Übertragung an das erste Ausgleichsmittel als ein Abgriff-Koeffizient für die Entzerrung mit fixer Einstellung,

Berechnungsmittel (143) zum Bestimmen, aus dem rückgewonnenen Impuls, des Abgriff-Koeffizienten (Bj) für die automatische Entzerrung, um das zweite Ausgleichsmittel zu initialisieren;

Einstellmittel (61, 62) zum Einstellen des Betrages der Phasendrehung auf dem Mittel (6) zum Phasendrehen, so daß die Phase des von den Mitteln zum Extrahieren extrahierten Zeitsignals mit der Phase eines internen Taktgebers der Anlage übereinstimmt, und

Mittel (123) zum Bestimmen des Abgriff-Koeffizienten (Bj) für die automatische Entzerrung aus dem rückgewonnenen Impuls, der zum zweiten Initialisierungsmittel (14) initialisiert werden soll.

11. Verfahren zum Nachziehen der Synchronisation für ein anfängliches Training einer Empfangsanlage, umfassend die folgenden Schritte;

Festsetzen eines konjugiert komplexen Wertes des rückgewonnenen Impulses als ein Abgriff-Koeffizient für eine fixe Entzerrung in ein Ausgleichsmittel mit fixer Einstellung;

Anfangs-Festsetzen eines Abgriff-Koeffizienten für eine automatische Entzerrung, der auf Basis des rückgewonnen Impulses berechnet wird, in ein automatisches Ausgleichsmittel, welches den entzerrten Output des fix-eingestellten Ausgleichsmittels automatisch entzerrt, um das Output-Signal zu erhalten;

Extrahieren eines Zeitsignals aus dem entzerrten Output des Ausgleichsmittels mit fixer Einstellung;

Justieren der Abtast-Zeitsteuerung des empfangenen Signals durch Ausführen einer Steuerung des extrahierten Zeitsignals mittels eines phasenverriegelten Regelkreises.

12. Verfahren zum Rückgewinnen einer Zeitsteuerung einer Datenempfangsanlage, welche ein aus einer Leitung empfangenes Signal demoduliert, das demodulierte Signal mit einem festgesetzten Abgriff-Koeffizienten fix-entzerrt und den fix-entzerrten Output automatisch entzerrt, um die Output-Daten zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, daß:

das Verfahren einen Zeit-Extraktionsschritt zum Ausführen einer Zeit-Extraktion aus dem demodulierten Signal und einen Phasendrehungsschritt zum Drehen des extrahierten Zeitsignals um eine festgesetzte Phase umfaßt;

einen konjugiert komplexen Wert eines rückgewonnenen Impulses, welcher als Reaktion auf ein aus einer Übertragungsseite zur Trainingszeit übertragenen Trainings-Signal, welches eine Impulskomponente enthält, rückgewonnen wird, als ein Abgriff-Koeffizient für die Entzerrung mit fixer Einstellung festgesetzt wird, und ein Abgriff-Koeffizient zur automatischen Entzerrung, der unter Verwendung des rückgewonnenen Impulses erhalten wird, anfänglich festgesetzt wird, so wie eine Zeitsteuerphase zum Phasendrehteil gemäß dem Trainingssignal festgesetzt wird.

13. Verfahren zum Rückgewinnen einer Zeit einer Datenempfangsanlage, welche ein aus einer Leitung empfangenes Signal demoduliert, das demodulierte Signal mit einem festgesetzten Abgriff-Koeffizienten fix-entzerrt und den fix-entzerrten Output automatisch entzerrt, um die Output-Daten zu erhalten, worin:

das Verfahren einen Zeit-Extraktionsschritt zum Ausführen einer Zeit-Extraktion aus dem fix-entzerrten Output besitzt;

einen konjugiert komplexen Wert eines rückgewonnenen Impulses, welcher als Reaktion auf ein aus einer Übertragungsseite zur Trainingszeit übertragenen Trainings-Signal, welches eine Impulskomponente enthält, rückgewonnen wird, als ein Abgriff-Koeffizient für die Fix-Entzerrung festgesetzt wird, und die automatischen Entzerrung anfänglich gesetzt wird.

14. Verfahren zum Nachziehen der Synchronisation nach Anspruch 9, weiter umfassend eine Synchronisation einer Empfangsanlage, umfassend:

einen Zeit-Extraktionsschritt zum Extrahieren einer Zeitkomponente aus einem Inputsignal;

einen Phasenhalteschritt zum Halten einer Amplitude und einer Phase der extrahierten Zeitkomponente, wenn die Amplitude davon unterhalb eines vorbestimmten Schwellenwertes liegt, und zum Ausgeben der gehaltenen Amplitude und Phase der Zeitkomponente, wenn die Amplitude davon unterhalb eines vorbestimmten Schwellenwertes liegt; und

einen Synchronisationsschritt zum Ausführen einer synchronen Operation auf Basis des Outputs des Phasenhalteschrittes.