DE3685621T2 - Fernsehsignal-verschluesselungs- und datenuebertragungsanordnung. - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft allgemein Übertragungssysteme zum Übertragen und Empfangen von Daten in Verbindung mit einen verwürfelten Fernsehsendesignal und insbesondere die Übertragung und den Empfang von Daten in Teilnehmerfernsehsystemen, auch Abonnentenfernsehsysteme genannt.
• Bei Teilnehmerfernsehsystemen werden die Fernsehsignale normalerweise in verwürfelter Form über Koaxialkabel oder "durch die Luft" an die Teilnehmer des Systems gesendet. Jeder Systemteilnehmer ist mit einem Decodierer ausgestattet, der zum Entwürfeln des gesendeten Fernsehsignals und zur Übergabe des entwürfelten Signals an einen herkömmlichen Fernsehenpfänger zwecks Fernsehen dient. Außerdem sind viele derzeit betriebene Teilnehmerfernsehsysteme ihrer Natur nach adressierbar, wobei der Betrieb der einzelnen Decodierer durch Senden von Systemsteuerdaten, die in der Zentrale des Systems erzeugt werden, gesteuert wird. Die Systemsteuerdaten können solche Informationen enthalten wie Teilnehmeradreßcodes, Teilnehmerberechtigungscodes, Programmcodes und dergleichen, die es dem Systembetreiber ermöglichen, verschiedene Programmniveaus oder -ebenen, die für die verschiedenen einzelnen Teilnehmer zugelassen sind, zu bezeichnen.
• In der Industrie sind verschiedene Verfahren zum Senden solcher Systemsteuerdaten in Verbindung mit einem Fernsehsignal bekannt. Diese bekannten Verfahren sind jedoch normalerweise auf eine Datenmenge begrenzt, die in einem annehmbaren Zeitrahmen gesendet werden und in allgemeinen die Verwendung einer relativ komplexen und deshalb teuren Datencodier- und Datendecodiereinrichtung erfordern.
• Das Patent US-A-4 467 353 für Citta et. al., dessen gemeinschaftlicher Inhaber Zenith Electronics Corporation ist, offenbart ein Fernsehsignalverwürfelungssystem, das ein Fernsehsignal dadurch codiert, daß die Amplitude unterdrückt und die Phasenlage des Fernsehsignalträgers während gewählter Horizontalaustastlücken verändert wird. Dabei werden die Codierintervalle durch eine einzige Dauer definiert.
• Es ist deshalb eine allgemeine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Verfahren zum Senden von Daten in Verbindung mit einem Fernsehsendesignal bereitzustellen.
• Die vorliegende Erfindung stellt deshalb ein Fernsehsignalcodier- und Datenübertragungssystem bereit, das folgendes aufweist: eine Einrichtung zum Entwickeln eines HF-Fernsehsignals mit einer amplitudenmodulierten HF-Bildsignalkomponente und einer frequenzmodulierten HF-Tonsignalkomponente, eine Einrichtung zum Codieren des HF-Fernsehsignals, eine Einrichtung zum Übertragen des codierten HF-Fernsehsignals, eine Einrichtung zum Empfangen des übertragenen Signals, eine Phasenmodulationsdetektoreinrichtung und eine Decodiereinrichtung zum Wiederherstellen des Fernsehsignals, wobei das System gekennzeichnet ist durch eine Einrichtung, die dazu dient, während jeder Horizontalaustastlücke ein Codierintervall mit einer ersten Dauer oder einer zweiten Dauer, die jeweils unterschiedliche Zustände eines Datenbits wiedergibt, zu definieren, wobei jedes der Codierintervalle mindestens den Horizontalsynchronimpuls und das Farbsynchronsignal der entsprechenden Horizontalaustastlücke aufweist; wobei die Codiereinrichtung folgendes aufweist: eine Einrichtung zum Verändern der Amplitude und zum Ändern der Phasenlage des HF-Fernsehsignals während der Codierintervalle entsprechend der jeweils vorherbestimmten Funktionen, die sich mit der Frequenz zwischen den Trägerfrequenzen der Bildsignal- und der Tonsignalkomponente verändern, so daß die Bildsignalkomponente verwürfelt wird; wobei die Phasenmodulationsdetektoreinrichtung anspricht auf die empfangenen Signale zum Detektieren, auch Erfassen genannt, der dauermodulierten Codierintervalle; und die Decodiereinrichtung anspricht auf die detektierten Intervalle, auch erfaßte Intervalle genannt, und ein Amplituden- und Phasenverhalten hat, das sich komplementär verhält zu den entsprechenden vorherbestimmten Funktionen zum Wiederherstellen des HF-Fernsehsignals; und eine Impulsdauerdiskriminatoreinrichtung anspricht auf die detektierten, impulsdauermodulierten Codierintervalle zum Ableiten der Bits zum Ausdruck der verschiedenen logischen Zustände.
• Die vorliegende Erfindung betrifft auch einen Empfänger zum Verarbeiten eines codierten HF-Fernsehsignals mit einer HF-Bildsignalkomponente, dessen Amplitude und Phasenlage während einer Vielzahl von Codierintervallen entsprechend einer ersten und zweiten Funktion, die sich mit der Frequenz zwischen den Trägerfrequenzen der Bildsignal- und Tonsignalkomponenten des HF-Fernsehsignals ändert, wobei der Empfänger folgende Einrichtungen aufweist: eine Einrichtung zum Empfangen des codierten Fernsehsignals, eine Phasenmodulationsdetektoreinrichtung und eine Decodiereinrichtung zum Wiederherstellen des HF-Fernsehsignals, dadurch gekennzeichnet; daß die Impulsmodulationsdetektoreinrichtung anspricht auf das empfangene Signal zum Detektieren der Codierintervalle mit einer ersten Dauer oder einer zweiten Dauer, die jeweils komplementären Zuständen eines Datenbits entsprechen und von denen jedes mindestens den Horizontalsynchronimpuls und den Farbsynchronimpuls einer entsprechenden Horizontalaustastlücke aufweist; wobei die Decodiereinrichtung anspricht auf die detektierten Intervalle und ein Amplituden- und Phasenverhalten hat, das jeweils Komplementen der ersten und der zweiten Funktion zum Decodieren des HF-Fernsehsignals aufweist; und wobei eine Impulsdauerdiskriminatoreinrichtung anspricht auf die detektierten, dauermodulierten Codierintervalle zum Ableiten der Datenbits zum Ausdruck der komplementären logischen Zustände.
• Eines der Merkmale der Erfindung ist die Bereitstellung eines Teilnehmerfernsehdatenübertragungssystems, das in der Lage ist, relativ große Mengen von Daten in Verbindung mit einem Fernsehsendesignal zu übertragen, wobei doch nur die Verwendung einer relativ nichtkomplexen und billigen Datencodier- und Datendecodiereinrichtung erforderlich ist.
• Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung der bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiele im Zusammenhang mit den Zeichnungen deutlich.
• Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Fernsehsignalsenders;
• Fig. 2A und 2B sind Wellenformendarstellungen, die ein genormtes NTSC-HF-Fernsehsignal und die detektierte Bildsignalhüllkurve des Signals zeigen;
• Fig. 3A - 3B und 4A - 4B sind Wellenformendarstellungen, die zeigen wie das NTSC-Signal gemäß Fig. 2A erfindungsgemäß modifiziert wird und die entsprechenden Steuersignale als Antwort darauf erzeugt werden;
• Fig. 5A - 5B und 6A - 6B zeigen die Amplitude und die normierte Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzverhalten der SAW-Filter, die im erfindungsgemäßen Sender und Empfänger verwendet werden;
• Fig. 7 ist ein Blockschaltbild eines Decoders, der anspricht auf übertragene Daten des Typs gemäß Fig. 3A und 4A; und
• Fig. 8 und 9 sind Blockschaltbilder anderer Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Senders und Decoders.
• Wenn man die Zeichnungen betrachtet, so ist Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen zentralen Fernsehsignalverwürflers und Datencodierers 10. Es versteht sich, daß die Signale, die der Verwürfler und der Datencodierer 10 liefern, zwecks Übertragung über ein geeignetes Medium, z. B. ein Koaxialkabel in einem Kabelfernsehsystem, zum Empfang durch einen Systemteilnehmer gesendet werden sollen. Jeder Systemteilnehmer ist mit einem Decodierer ausgerüstet, der die Berechtigung zum Entwürfeln eines bestimmten Fernsehsendeprogramms als Antwort auf Datensignale, die von der Zentrale 10 kommen, haben kann. In bezug auf ein bestimmtes Fernsehprogramm wird also ein berechtigter Teilnehmer versorgt mit einem entwürfelten Fernsehbild, um fernzusehen, während alle unberechtigten Parteien, ob Systemteilnehmer oder nicht, mit einem Fernsehsignal versorgt werden, das ein verwürfeltes Fernsehbild erzeugt, das im großen und ganzen unerkennbar ist, wenn es auf dem Bildschirm eines herkömmlichen Fernsehempfängers erscheint.
• In Fig. 1 ist insbesondere zu sehen, daß ein herkömmliches, zusammengesetztes NTSC-Basisbandbildsignal an einen Eingang 12 der zentralen Einheit 10 gekoppelt ist, während das dazugehörige Basisbandtonsignal an einen Eingang 14 angelegt wird. Das Basisbandtonsignal ist an einen Tonsignalmodulator 16 gekoppelt, wo es verwendet wird zur Frequenzmodulation eines Tonsignalzwischenfrequenz-(ZF-)Trägers, normalerweise 41,25 MHz, das dann an einen Eingang einer Summierschaltung 18 angelegt wird. Das zusammengesetzte Basisbandbildsignal wird an einen Bildsignalmodulator 20 gekoppelt, wo es verwendet wird zur Amplitudenmodulation eines Bildsignal-ZF-Trägers, der einen Abstand von 4,5 MHz vom Tonsignal-ZF-Träger hat, d. h. 45,75 MHz. Das ZF-Bildsignal, das am Ausgang des Modulators 20 entsteht, wird an die Eingänge eines Filterpaares angelegt, das in einem bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel akustische Oberflächenwellen-(SAW-)Filter 22 und 24 umfaßt. Die Ausgänge der SAW-Filter 22 und 24 sind selektiv über einen HF-Schalter 26 an einen zweiten Eingang der Summierschaltung 18 gekoppelt. Wie später erläutert wird, sorgt das Frequenzverhalten der SAW-Filter 22 und 24 zusammen mit dem Ansprechen des HF-Schalters 26 für die Implementierung des erfindungsgemäßen, neuen Fernsehsignalverwürfelungs- und Datencodierverfahrens.
• Insbesondere zeigt Fig. 2A ein solches genormtes NTSC- Fernsehsignal, das am Ausgang des Bildsignalmodulators 20 entsteht. Das Signal weist einen ZF-Träger 30 mit einem im wesentlichen festen Phasenverhalten und einem Trägerpegel Null 32 auf, der durch ein zusammengesetztes Basisbandbildsignal 34 amplitudenmoduliert ist. Das zusammengesetzte Basisbandbildsignal 34 weist eine Vielzahl von Bildzeilen 36 auf, die das Fernsehbild definieren, wobei die Bildzeilen von einer Vielzahl von Horizontalaustastimpulsen 38 getrennt sind. Jeder horizontale Austastimpuls weist eine vordere Schwarzschulter 40 und eine hintere Schwarzschulter 42 auf, wobei die letztere normalerweise ein 3,58-MHz-Referenzfarbsynchronsignal (nicht dargestellt) einschließt. Jeder Horizontalaustastimpuls, der eine solche Horizontalaustastlücke definiert, weist auch einen Horizontalsynchronimpuls 44 zwischen der vorderen Schwarzschulter 40 und der hinteren Schwarzschulter 42 auf. Der Horizontalsynchronimpuls 44 dient zum Synchronisieren der Horizontalablenkungsschaltungen eines Fernsehempfängers zwecks Auslösung des Horizontalrücklaufs zu den richtigen Zeiten, wobei der Bildschirm des Empfängers während solcher Rücklaufintervalle durch die Horizontalaustastimpulse 38 ausgetastet wird.
• Gemäß NTSC-Normen hat jeder Horizontalaustastimpuls 38 eine Dauer von etwa 12 Mikrosekunden, wobei die vordere Schwarzschulter 40 etwa 1,3 Mikrosekunden, der Horizontalsynchronimpuls 44 etwa 5,0 Mikrosekunden und die hintere Schwarzschulter 42 etwa 5,7 Mikrosekunden dauern. Aufgrund der Anordnung der Bildröhreneinfassung am Bildschirm des Empfängers entsteht normalerweise außerdem ein nicht sichtbares Übertastintervall 46 von etwa 1,5 Mikrosekunden am Anfang und am Ende jeder Bildzeile 36, die unmittelbar an den Austastimpuls 38 angrenzt.
• Beim Empfang durch einen normalen Fernsehempfänger wird das Signal gemäß Fig. 2A detektiert, um ein zusammengesetztes Basisbandbildsignal 34 mit einer Wellenform gemäß Fig. 2B zu reproduzieren. Dieser Erfassungsvorgang wird normalerweise von einem Hüllkurvendetektor auf Diodenbasis ausgeführt, der, wie der Name sagt, die Amplitudenhüllkurve detektiert und das Trägersignal 30 unabhängig von seiner Phasenlage moduliert. Die Polarität des detektierten Signals in bezug auf den Trägerpegel Null 32 wird von der Polarität der Detektordiode in der Empfängerschaltung bestimmt. Wie in Fig. 2B dargestellt, hat das detektierte, zusammengesetzte Basisbandbildsignal 34 eine negative Polarität in bezug auf den Trägerpegel Null 32, wobei Schwarzwertsignale negativer sind als Weißwertsignale.
• Fig. 3A und 4A zeigen, wie das Fernsehsignal gemäß Fig. 2A durch die zentrale Einheit 10 modifiziert wird, um die erfindungsgemäßen Verwürfelungs- und Datencodierungseffekte zu erzielen. Insbesondere ist zu beobachten, daß das Signal unter die meisten Bildsignalpegel gedrückt wird und das Phasenverhalten des Trägersignals 30 sich während eines Codierintervalls, das sich um jeden Horizontalaustastimpuls 38 zentriert, ändert, wobei das Codierintervall eine maximale Dauer T (siehe Fig. 2A) hat, die durch die Grenzen der Übertastintervalle 46 auf beiden Seiten begrenzt ist.
• Das Signal in Fig. 3A wird also bezüglich der Amplitude unterdrückt, und die Phasenlage des Trägers 30 verändert sich während eines Codierintervalls T1 etwas weniger als die Dauer des Horizontalaustastimpulses 38, während in Fig. 4A die Amplitudenunterdrückung und die Phasenlageänderung des Trägers während eines längeren Codierintervalls T2 stattfindet, das sich etwa zeitlich 1 Mikrosekunde in die entsprechenden Übertastintervalle 46 auf beiden Seiten des Horizontalaustastimpulses 38 erstreckt. Die Amplitudenunterdrückung und die Phasenlagenänderung des Trägers, die dem Fernsehsignal während der Codierintervalle auferlegt werden, dienen dazu, das Signal effektiv zu verwürfeln, während die Dauermodulation der Codierintervalle eine Möglichkeit zur Imbandübertragung von Daten bietet.
• Betrachtet man noch einmal Fig. 1, so werden die erwähnten Verfahren im wesentlichen durch SAW-Filter 22 und 24 zusammen mit dem Ansprechen des HF-Schalters 26 realisiert. SAW-Filter 22, das eine Verzögerung von etwa 700 Nanosekunden haben kann, ist so ausgelegt, wie es Amplitude und normierte Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzverhalten, dargestellt durch die durchgezogenen Kurven 51 und 53 in Fig. 5A, zeigen. Der Ausdruck normierte Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzverhalten, wie er hier verwendet wird, bedeutet Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzgang eines bestimmten Filters relativ zur Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzgang einer echten Verzögerungsleitung gleicher Länge; d. h. die Differenz zwischen der Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzgang des Filters und einer echten Verzögerungsleitung gleicher Länge. Man beachte, daß das Amplitudenverhalten 51 bei der Bild-ZF von 45,75 MHz von einem Wert von etwa -6 db abweicht und bei der Tonsignal-ZF von 41,25 MHz allmählich in die Nähe von 0 db kommt, wobei sich bei der Farb-ZF von 42,17 MHz ein kleiner negativer Abstand, vorzugsweise etwa 15 Grad, ergibt. Ebenso weicht das normierte Phasenverhalten 53 bei der Bild-ZF von einem Wert von etwa -180 Grad ab und kommt allmählich in die Nähe von 0 Grad, wobei sich bei der Farb-ZF ein kleiner negativer Abstand, vorzugsweise etwa 15 Grad, ergibt. SAW-Filter 24, das eine Verzögerung hat, die angeglichen oder gleich der Verzögerung des Filters 22 ist, ist gekennzeichnet durch eine im wesentlichen flache Amplitude und normierte Phasenlage in Abhängigkeit von den Frequenzgängen 55 und 57 bei 0 db bzw. 0 Grad zwischen der Bild- und Tonzwischenfrequenz, wie Fig. 6A zeigt. Ansonsten könnten die flachen Frequenzgänge 55 und 57 zu den gewählten kleinen Werten, die nicht 0 sind, verschoben sein.
• HF-Schalter 26 reagiert in Abhängigkeit eines Impulsdauermodulators 50, der ein Zeilenfrequenzausgangssignal bereitstellt, das die Dauer jedes Codierintervalls definiert. Das System arbeitet mit zwei verschiedenen Dauercodierintervallen T1 und T2, die die komplementärem Zustände eines entsprechenden Datenbits darstellen. Das relativ lange Codierintervall T2 gemäß Fig. 4A kann also ein Datenbit mit Logikpegel "1" haben, während das kürzere Codierintervall T1 gemäß Fig. 3A ein Datenbit mit dem Logikpegel "0" hat. In Abhängigkeit von den Taktsignalen für die Zeilen- und Vertikalfrequenz, die vom Taktgenerator 52 kommen, koppelt Impulsdauermodulator 50 ein zeilenfrequenzimpulsdauermoduliertes Signal, das das längere und kürzere Codierintervall T1 und T2 definiert, an den HF-Schalter 26 entsprechend einem Datensignal an, das von einem Datenprozessor 54 kommt. Das heißt, wenn ein bestimmtes Bit des Datensignals, das vom Datenprozessor 54 kommt, einen Logikpegel "1" hat, würde ein Impuls, der das längere Codierintervall T2 gemäß Fig. 4A definiert, vom Modulator 50 an den HF-Schalter 26 übergeben werden, während ein Impuls, der das kürzere Codierintervall T1 gemäß Fig. 3A definiert, übergeben würde, wenn das Datenbit den Logikpegel "0" hätte.
• HF-Schalter 26 dient lediglich zum Ankoppeln des Ausgangs des SAW-Filters 24 (Fig. 6A) an die Summierschaltung 18, und zwar zu jeder Zeit, außer während eines Codierintervalls T1 oder T2, wie es vom Ausgangssignal des Impulsdauermodulators 50 definiert wird. Während eines Codierintervalls T1 oder T2 ist nur der Ausgang des SAW-Filters 22 (Fig. 5A) an die Summierschaltung gekoppelt. Folglich wird während jedes Codierintervalls T1 oder T2 das ZF-Signal, das über den HF- Schalter 26 an die Summierschaltung 18 gekoppelt ist, von der Amplitude und normierten Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzgang des SAW-Filters 22 (Fig. 5A) modifiziert, um die verwürfelten und datencodierten Signale gemäß Fig. 3A und 4A zu erzeugen. Die Signalverwürfelung wird insbesondere bewirkt durch Unterdrücken der Amplitude, und die Änderung der Phasenlage des ZF-Signals entsprechend den Frequenzgängen der Amplitude und der normierten Phasenlage 51 und 53 während der Codierintervalle und der Datenübertragung wird insbesondere bewirkt durch das Modulieren der Dauer des Codierintervalls zwischen den beiden Werten T1 und T2 entsprechend dem Datensignal, das vom Datenprozessor 54 kommt.
• Da sich, wie in Fig. 5A angemerkt ist, sowohl die Abschwächung als auch Phasenänderung, die dem ZF-Signal durch das SAW-Filter 22 auferlegt sind, kontinuierlich zwischen ZF- Bildträgerfrequenz (-6 db bzw. -180 Grad) und der ZF-Tonträgerfrequenz (im wesentlichen null db und null Grad) ändern, werden verschiedenen Frequenzkomponenten des Signals sich ändernden Graden der Abschwächung und Phasenverschiebung unterworfen. Infolge der Phasenverschiebung um 180 Grad, die dem Signal bei ZF-Bildträgerfrequenz auferlegt wird, wird beispielsweise während des Codierintervalls das 3,58-MHz-Referenzfarbsynchronsignal von einem herkömmlichen Zwischenträgerempfänger bei fast entgegengesetzter Polarität in bezug auf ein nichtcodiertes Referenzfarbsynchronsignal detektiert. Die Verwendung dieses Referenzfarbsinchronsignals mit entgegengesetzter Polarität zur Codierung der Farbinformation im Bildsignal führt zur Erzeugung von Farben, die nahezu die Komplementen der übertragenen Farbinformation sind, wobei sie ferner das Verwürfeln des Signals verbessern. Ebenso koppelt ein Zwischenträgerempfänger während der Codierintervalle ein 4,5-MHz- Zwischenträgertonsignal mit der falschen Polarität an die Tonsignalschaltungen des Empfängers an, was zur Erzeugung eines verzerrten Tonsignals führt.
• Wie oben erwähnt, wird die Dauer der Codierintervalle, die durch das Ausgangssignal des Impulsdauermodulators 50 definiert sind, entsprechend dem Datensignal, das vom Datenprozessor 54 an den Modulator geht, zwischen den beiden Werten T1 und T2 moduliert. In einem bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel sind die Codierintervalle auf den Horizontalaustastimpulsen 38 zentriert und haben eine erste Dauer, auch Breite genannt, T2, die sich etwa 0,5 Mikrosekunden in die Übertastintervalle 46 auf beiden Seiten des Austastimpulses, wie durch die Phasenumkehrung des Trägers 30 in den Punkten 60 gemäß Fig. 4A dargestellt, ausdehnt. Es ist zu erkennen, daß dies zu einer Impulsdauer von etwa 13 Mikrosekunden führt. Die Phasenumkehrpunkte 60 des Codierintervalls T2 dehnen sich dabei in den aktiven Bildsignalbereich des Fernsehsignals aus, wodurch es äußerst schwierig wird, sie mit herkömmlichen Mitteln zu detektieren. Die zweite Dauer oder Breite T1 des Codierintervalls wird vorzugsweise durch ein Phasenumkehrpunktepaar 62, das sich in der vorderen bzw. hinteren Schwarzschulter 40 bzw. 42 des Horizontalaustastimpulses gemäß Fig. 3A befindet, definiert. Insbesondere liegen die Phasenumkehrpunkte 62 etwa 0,5 Mikrosekunden von jeder Flanke des Horizontalaustastimpulses 38 entfernt, so daß die Dauer des Codierintervalls T1 etwa 11 Mikrosekunden beträgt. Also beträgt bei dem erfindungsgemäßen bevorzugten Ausführungsbeispiel die Differenz zwischen den beiden Zeiten T1 und T2 der Codierintervalle etwa 2 Mikrosekunden, obwohl ein zufriedenstellender Betrieb mit Differenzen von nur 1 Mikrosekunde erreicht worden ist. Es ist festgestellt worden, daß das Zentrieren des Codierintervalls im Hinblick auf den Horizontalaustastimpuls zur Reduzierung des hörbaren Summtones im reproduzierten Signal beiträgt.
• Das verwürfelte und datencodierte ZF-Bildsignal (Fig. 3A und 4A), das am Ausgang des HF-Schalters 26 erzeugt wird, wird in Summierschaltung 18 mit dem ZF-Tonsignal kombiniert und an einen HF-Umsetzer 64 angelegt. HF-Umsetzer 64 wandelt das kombinierte ZF- Signal in eine genormte HF-Fernsehfrequenz zur Übertragung über ein Kabelsystem um. Dabei muß man von folgendem ausgehen: obwohl die erfindungsgemäßen Verwürfelungs- und Datencodierungsverfahren in bezug auf die ZF-Signale beschrieben worden sind, hätte die Verwürfelung und die Datencodierung auf ebenso einfache Weise durchgeführt werden können in Verbindung mit der Sendekanalfrequenz am Ausgang des Umsetzers 64. Der Ausdruck HF-Frequenz, wie er hier verwendet wird, beinhaltet also sowohl die ZF-Frequenz als auch die Sendekanalfrequenz.
• Fig. 7 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines Decoders, der so beschaffen ist, daß er die Daten im Sendesignal entwürfelt und decodiert. Der Decodierer weist einen HF- Umsetzer 66 auf, der das gesendete Signal empfängt und es in die Frequenz z. B. entweder des Kanals 3 oder 4 umsetzt. Nimmt man an, daß in die Frequenz von Kanal 3 umgesetzt wird, so wird das umgesetzte Signal von Kanal 3 über einen Verstärker 68, dessen Verstärkung durch ein Potentiometer 70 gesteuert wird, an die Eingänge eines SAW-Filters 72, eines SAW-Filters 74 und eines Bandfilters 76 gekoppelt. Der Ausgang des Bandfilters 76 ist über einen Begrenzer 78 an den Eingang eines Phasenmodulationsdetektors 80 gekoppelt, dessen Ausgang einen HF-Schalter 82 steuert, um entweder den Ausgang des SAW-Filters 72 oder den Ausgang des SAW-Filters 74 zwecks Weitergabe an den Fernsehempfänger des Teilnehmers an eine Ausgangsleitung 84 selektiv zu koppeln.
• Fig. 5B zeigt die Amplitude und die normierte Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzgang 71 und 73 des SAW-Filters 72 bei den Frequenzen des Kanals 3. Es wird deutlich, daß diese Frequenzgänge Komplementen der entsprechenden Frequenzgänge 51 und 53 des SAW-Filters 22 (Fig. 5A) sind. Das Amplitudenverhalten 71 des Filters 72 ändert sich also von +6 db bei dem Bildträger des Kanals 3 bis gegen 0 db bei dem Tonträger des Kanals 3 komplementär zum Amplitudenverhalten 51 des SAW-Filters 22. Ebenso ändert sich das normierte Phasenverhalten 73 des Filters 72 von +180 Grad beim Bildträger des Kanals 3 bis zu 0 Grad beim Tonträger des Kanals 3 komplementär zum Phasenverhalten 53 des SAW-Filters 22. Es wird deutlich, daß das SAW-Filter 72 eine geeignete Verstärkungsschaltung enthalten kann, um das abgebildete Amplitudenverhalten zu erzeugen. Die Amplitude und die normierte Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzgang 75 und 77 des SAW-Filters 74 werden in Fig. 6B dargestellt und haben, wie man sieht bei 0 db bzw. 0 Grad zwischen Bild- und Tonträger des Kanals 3 flaches Verhalten. Die SAW-Filter 72 und 74 haben auch durchschnittliche Verzögerungen, die aneinander angepaßt sind.
• In Anbetracht der oben gemachten Erläuterungen gilt es als günstig, daß das empfangene Signal vom Decodierer entwürfelt werden kann, indem der HF-Schalter 82 angesprochen wird zum Ankoppeln des Ausgang des SAW-Filters 72 an die Ausgangsleitung 84 während jedes Codierintervalls T1 und T2 oder, im anderen Fall, zum Ankoppeln des Ausgangs des SAW-Filters 74 an die Ausgangsleitung 84. Aufgrund der komplementären Natur des Verhaltens der SAW-Filter 22 und 72 führt dies zur Rückgewinnung der Amplitude und der Phasenlage des empfangenen Signals während der Codierintervalle, so daß das Ausgangssignal des HF-Schalters 82 der genormten NTSC-Wellenform gemäß Fig. 2A entspricht.
• Wie bereits erwähnt, wird die Arbeitsweise des HF- Schalters 82 vom Phasenmodulationsdetektor 80 gesteuert, der in einem erfindungsgemäßen bevorzugten Ausführungsbeispiel einen zweiphasigen stabilen Phasenmodulationsdetektor, der aus der US-Patentanmeldung US-A4 072 909 bekannt ist, aufweist. Bandfilter 76, das vorzugsweise auch ein SAW-Filter aufweist, hat einen relativ engen Frequenzgang zum Koppeln des Bildträgers des Kanals 3 an den Eingang des Begrenzers 78. Begrenzer 78 entfernt die Amplitudenmodulation vom Bildträger des Kanals 3 und legt das resultierende, amplitudenbegrenzte Signal an den Eingang des Phasenmodulationsdetektors 80 an. Die Demodulation im Phasenmodulationsdetektor 80 geschieht durch einen Vektormultiplikationsvorgang, bei dem das angelegte Trägersignal mit einem festen Phasenreferenzsignal multipliziert wird. Daraufhin erzeugt der amplitudenbegrenzte Bildträger des Kanals 3, der an den Detektor 80 angelegt wird, ein detektiertes Signal, das während jedes Codierintervalls T1 oder T2 eine Phasenumkehr aufweist, wie durch die "Superweiß"-Pegelimpulse (d. h. ein Pegel über der Trägerachse Null 32) 90 und 92 in Fig. 3B und 4B dargestellt. Der detektierte Impuls 92 entspricht dem breiteren Codierintervall T2, das ein empfangenes Signal gemäß Fig. 4A charakterisiert, während der detektierte Impuls 90 dem schmaleren Codierintervall T1, der ein empfangenes Signal gemäß Fig. 3A charakterisiert, entspricht.
• Die detektierten Signale gemäß Fig. 3B und 3A, die am Ausgang des Phasenmodulationsdetektors 80 entstehen, dienen zum Steuern der Arbeitsweise des HF-Schalters 82. Insbesondere wenn das detektierte Signal L-Pegel hat, wird das Ausgangssignal des SAW-Filters 64 auf den Ausgang 84 geschaltet. Als Antwort auf einen Impuls 90 oder 92 wird jedoch das Ausgangs- Signal des SAW-Filters 72 für die Dauer des Impulses auf den Ausgang 84 geschaltet. Wie bereits erläutert, wird mit dieser Arbeitsweise des HF-Schalters 82 das empfangene Signal wirkungsvoll entwürfelt.
• Die detektierten Signale, die am Ausgang des Phasenmodulationsdetektors 80 entstehen, werden auch an den Eingang eines Impulsdauerdiskriminators 86 angelegt. Der Impulsdauerdiskriminator 86 spricht an auf die Länge der Impulse 90 und 92 zum Ankoppeln der Komplementärzustandslogiksignale an den Eingang eines Datendecoders 88. Der Impulsdauerdiskriminator 86 kann z. B. ein Datenbit logisch "1" als Antwort auf einen relativ langen Impuls 92 und ein Datenbit logisch "0" als Antwort auf einen kurzen Impuls 90 an den Datendecoder 88 ankoppeln. Der Datendecoder 88 decodiert diese Datenbits, um verschiedene Aspekte des Decoders zu steuern. Die decodierten Datenbits können z. B. eine Datennachricht darstellen, die dem Decodierer die Berechtigung entziehen, wobei ein entsprechendes Signal über einen Leiter 94 zum Sperren des HF-Schalters 82 angelegt wird. Natürlich könnten auch zahlreiche andere Aspekte des Decoders auf ähnlich Weise gesteuert werden.
• Fig. 8 und 9 zeigen andere Ausführungsbeispiele der zentralen Einheit und des Decoders gemäß Fig. 1 und 7, die ein höheres Niveau der Signalverwürfelung bieten. Anhand von Fig. 8 wird deutlich, daß die zentrale Einheit 10 modifiziert worden ist, indem ein drittes SAW-Filter 96 parallel zu den SAW- Filtern 22 und 24 hinzugefügt worden ist und ein Eingang des Datenprozessors 54 an den HF-Schalter 26 angekoppelt worden ist. Das SAW-Filter 96 hat eine solche Amplitude und normierte Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzverhalten 91 und 93, wie mit der gestrichelten Linie in Fig. 5A dargestellt. Es wird deutlich, daß das Amplitudenverhalten 91 dem des SAW-Filters 22 ähnlich ist, außer daß es nach unten verschoben worden ist, wobei die Abschwächung bei der ZF-Bildträgerfrequenz -10 db statt -6 db beträgt. Das normierte Phasenverhalten 93 hat dagegen über der 0-Grad-Achse einen Knick, so daß die 180 Grad Phasenumkehr bei der ZF-Bildträgerfrequenz erhalten bleibt. Der HF-Schalter 26 spricht auf ein Steuersignal vom Datenprozessor 54 an, um den Schalter zu veranlassen, entweder den Ausgang des SAW-Filters 22 oder den Ausgang des SAW-Filters 96 zu wählen zum Ankoppeln an die Summierschaltung 18 während der Codierintervalle T1 und T2. Der Verwürfelungseffekt, der durch die Wahl entweder des Filters 22 oder 96 während der Codierintervalle erzeugt wird, ist gleich, außer daß eine stärkere Abschwächung und die Phasenänderung zur entgegengesetzten Polarität entstehen, wenn Filter 96 statt Filter 22 gewählt wird.
• Es wird als günstig angesehen, daß die oben erwähnte Arbeitsweise der zentralen Einheit 10 zu einem dynamischen System mit mehrfachen Verwürfelungsfunktionen führt, die hergestellt werden können, wenn man während der Codierintervalle T1 und T2 zwischen den SAW-Filtern 22 und 96 selektiv hin- und herschaltet. Der Ausgang des SAW-Filters 22 kann z. B. während der Codierintervalle T1 und T2 für eine bestimmte Zeit an die Summierschaltung 18 gekoppelt werden, nachdem der Ausgang des SAW-Filters 96 während der Codierintervalle T1 und T2 für eine weitere bestimmte Zeitdauer an die Summierschaltung 18 gekoppelt worden ist usw. HF-Schalter 26 koppelt den Ausgang entweder des SAW-Filters 22 oder des SAW-Filters 96 während der Codierintervalle T1 und T2 entsprechend einem Steuersignal vom Datenprozessor 54 an die Summierschaltung 18. Außerdem erzeugt der Datenprozessor 54 eine geeignete Datennachricht zur Auswahl der Arbeitsweise und koppelt sie an den Impulsdauermodulator 50, wobei festgelegt wird, welches Filter, 22 oder 96, ausgewählt wird. Diese Datennachricht zur Auswahl der Arbeitsweise wird durch einen Impulsdauermodulator 50 in eine entsprechende Sequenz von Impulsen 90 und 92 umgewandelt, um die Übertragung der Datennachricht an die Systemdecoder zu bewirken, indem die Dauer der Codierintervalle, wie oben beschrieben, moduliert wird. Auf diese Weise können die Decodierer die Anweisung erhalten, ob während der Codierintervalle das Ausgangssignal des SAW-Filters 22 oder das Ausgangssignal des SAW-Filters 96 übertragen wird.
• Anhand von Fig. 9 ist zu erkennen, daß der Decodierer modifiziert worden ist, indem ein drittes SAW-Filter 98 hinzugefügt worden ist, dessen Amplitude und normierte Phasenlage in Abhängigkeit vom Frequenzverhalten 81 und 83 komplementär zu denen des SAW-Filters 96 sind, wie mit der gestrichelten Linie in Fig. 5B dargestellt. Der Datendecoder 88, der auf eine empfangene Datennachricht zur Auswahl der Arbeitsweise von der zentralen Einheit 10 anspricht, koppelt ein Steuersignal an den HF-Schalter 82 zum Auswählen des Ausgangs des entsprechenden SAW-Filters 72 bzw. 98 während der Codierintervalle zum Anlegen an Ausgang 84. Das heißt, bei der dynamischen Arbeitsweise spricht der Datendecoder 88 auf die empfangenen Datennachrichten zur Auswahl der Arbeitsweise an, um zu veranlassen, daß das Ausgangssignal des SAW-Filters 82 immer dann an den Leiter 84 angelegt wird, wenn das SAW-Filter 22 in der zentralen Einheit verwendet wird, und daß das Ausgangssignal des SAW-Filters 98 immer dann an den Leiter 84 angelegt wird, wenn das SAW-Filter 96 in der zentralen Einheit verwendet wird.

Claims (15)

1. System zum Codieren von Fernsehsignalen und zum Datenübertragen mit einer Einrichtung zum Erzeugen eines HF-Fernsehsignals mit einer amplitudenmodulierten HF-Bildsignalkomponente und einer frequenzmodulierten HF-Tonsignalkomponente, einer Einrichtung (10) zum Codieren des HF-Fernsehsignals, einer Einrichtung (64) zum Senden des codierten HF-Fernsehsignals, einer Einrichtung (66) zum Empfang des gesendeten Signals, einem Phasenmodulationsdetektor (80) und einer Decodiereinrichtung (72, 74, 82) zum Wiederherstellen des HF-Fernsehsignals, wobei das System gekennzeichnet ist durch eine Bestimmungseinrichtung (50, 54), die während jedes Horizontalaustastlücke ein Codierintervall bestimmt, das zur Darstellung verschiedener Zustände eines Datenbits eine erste oder eine zweite Dauer hat, wobei jedes der Codierintervalle mindestens den Horizontalsynchronimpuls und das Farbsynchronsignal der entsprechenden Horizontalauslücke beinhaltet, die Codiereinrichtung eine Veränderungseinrichtung (22, 24, 26) zum Verändern der Amplitude und der Phasenlage der Videokomponente des HF-Fernsehsignals während der Codierintervalle entsprechend je einer vorherbestimmten Funktion besitzt, die jeweils frequenzabhängig zwischen den Trägerfrequenzen der Bildsignal- und der Tonsignalkomponente derart variieren, daß die Bildsignalkomponente effektiv verwürfelt wird; wobei der Phasenmodulationsdetektor (80) die dauermodulierten Codierintervalle erfaßt; die Decodiereinrichtung (72, 74, 78) auf die erfaßten Intervalle anspricht und einen solchen den genannten vorherbestimmten Funktionen komplementäre Frequenzgänge der Amplitude bzw. Phasenlage hat, daß das HF-Fernsehsignalwiederhergestellt wird; und durch einen Impulsdauerdiskriminator (66), der in Abhängigkeit von den erfaßten dauermodulierten Codierintervallen die Datenbits mit ihren unterschiedlichen Logikzuständen ableitet.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestimmungseinrichtung (50, 54) geeignet ist, die Codierintervalle so zu bestimmen, daß sie in Bezug auf die Mitte der Horizontalaustastlücken symmetrisch sind und mindestens einige der Codierintervalle sich auf beiden Seiten bis in die nicht sichtbaren, nutzflächenüberschreitenden Teile der Videozeilen erstrecken.

3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenmodulationsdetektor einen zweihasenstabilen Phasenmudulationsdetektor (80) umfaßt.

4. System nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderungseinrichtung (22, 24, 26) eine Einrichtung zum Verändern der Amplitude des Fernsehsignals während der Codierintervalle gemäß einer ersten Funktion aufweist, die durch eine erste vorherbestimmte Schwächung bei der Trägerfrequenz der Bildsignalkomponente und eine unterschiedliche, zweite vorherbestimmte Schwachung bei der Trägerfrequenz der Tonsignalkomponente gekennzeichnet ist, sowie eine Einrichtung zum Ändern der Phasenlage des Fernsehsignals nach einer zweiten Funktion, die gekennzeichnet ist durch eine erste vorherbestimmte normierte Phasenverschiebung bei der Trägerfrequenz der Bildsignalkomponente und eine Unterschiedliche zweite vorherbestimmte normierte Phasenverschiebung bei der Trägerfrequenz der Tonsignalkomponente.

5. System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderungseinrichtung (22, 24, 26) ein erstes Filter (22) mit einer gegebenen Laufzeit sind der genannten ersten und zweiten Frequenz entsprechenden Frequenzgängen der Amplitude bzw. der normierten Phasenlage aufweist, ferner ein zweites Filter (24), das die genannte Laufzeit hat und das im wesentlichen lineare Frequenzgänge der Amplitude bzw. der normierten Phasenlage aufweist, ferner ein zweites Filter (24), das die genannte Laufzeit hat und das imwesentlichen lineare Frequenzgänge der Amplitude bzw. der normierten Phasenlage hat, eine Einrichtung (20) zum Ankoppeln der HF-Bildsignalkomponente an die Eingänge des ersten und des zweiten Filters (22, 24) und eine Einrichtung (26) zur Auswahl des Ausgangssignals des ersten Filters zum Senden während der Codierintervalle und zur Auswahl des Ausgangssignals des zweiten Filters zum senden während anderer Zeiten.

6. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Codiereinrichtung (72, 74, 82) ein drittes Filter (72) besitzt, das eine ausgewählte Laufzeit und Komplementen der ersten und der zweiten Funktion entsprechende Frequenzgange der Amplitude und der normierten Phasenlage hat, ferner ein viertes Filter (74), das die genannte ausgewählte Laufzeit und im wesentlichen lineare Frequenzgänge der Amplitude. bzw. der normierten Phasenlage hat, und eine Schalteinrichtung (82), die auf Grund der erfaßten Codierintervalle das Ausgangssignal des dritten Filters (72) und sonst das Ausgangssignal des vierten Filters (72) ankoppelt.

7. System nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß das erste, zweite, dritte und vierte Filter (22, 24, 72, 74) je ein Oberflächenwellenfilter besitzen.

8. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderungseinrichtung (22, 24, 26) ein fünftes Filter (96) besitzt, das die genannte Laufzeit und Frequenzgänge der Amplitude bzw. der normierten Phasenlage hat, die sich zwischen den Trägerfrequenzen der Bild- und der Tonsignalkomponente frequenzabhängig in anderer Weise ändern als die erste und die zweite Funktion, wobei die normierte Phasenverschiebung des fünften Filters (95) bei der Bildsignal-Trägerfrequenz mit der normierten Phasenverschiebung des ersten Filters (22) bei der Bildsignal-Trägerfrequenz betragsgleich, aber ihr gegenpolig ist, ferner eine Einrichtung (20) zum Ankoppeln des HF- Bildsignals an den Eingang des fünften Filters (96) und eine Einrichtung (26) zur selektiven Auswahl des Ausgangssignals des fünften Filters (96) oder des Ausgangssignals des ersten Filters (22) zum Senden während der Codierintervalle.

9. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichndet, daß die Decodiereinrichtung (72, 74, 82) ein sechstes Filter (98) besitzt, das die genannte ausgewählte Laufzeit hat und das Komplementen der Frequenzgänge des fünften Filters (95) entsprechende Frequenzgänge der Amplitude bzw. der normierten Phasenlage hat, wobei die Schalteinrichtung (82) das Ausgangssignal des sechsten Filters (98) auf Grund des Sendens des Ausgangssignals des fünften Filters (96) ankoppelt.

10. System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite vorherbestimmte Schwächung aus einer Schwachung auf einen ersten von null verschiedenen Pegel bzw. einer Schwächung um etwa null dB bestehen und daß die erste und die zweite normierte Phasenverschiebung etwa 180 Grad bzw. null Grad betragen.

11. System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Funktion bei der Farb-Hilfsträgerfrequenz des HF-Fernsehsignals durch eine Schwächung auf einen zweiten von null abweichenden Pegel gekennzeichnet ist, der niedriger ist als der erste von null abweichende Pegel, und daß die zweite Funktion bei der Farb-Hilfsträgerfrequenz gekennzeichnet ist durch eine normierte Phasenverschiebung um einen relativ kleinen von null abweichenden Betrag von weniger als 180 Grad.

12. Empfänger zum Verarbeiten eines codierten HF-Fernsehsignals mit einer HF-Bildsignalkomponente, deren Amplitude und Phasenlage während einer Mehrzahl von Codierintervallen nach einer ersten bzw. zweiten Funktion variieren, die sich frequenzabhängig zwischen den Trägerkomponenten der Bild- bzw. der Tonsignalkomponente des HF-Fernsehsignals ändern, wobei der Empfänger eine Einrichtung (55) zum Empfang des codierten Fernsehsignals besitzt, ferner einen Phasenmodulationsdetektor (80) und eine Decodiereinrichtung (72, 74, 82) zum Wiederherstellen des HF-Fernsehsignals, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenmodulationsdetektnr (80) auf Grund des empfangenen Signals die Codierintervalle erfaßt, die eine erste Dauer oder eine zweite Dauer haben, die komplementäre Zustände eines Datenbits darstellten und jeweils mindestens den Horizontalsynchronimpuls und das Farbsynchronsignal des entsprechenden Horizontalaustastlücke enthalten, wobei die Decodiereinrichtung (72, 74, 82) zum Decodieren des HF-Fernsehsignals dient und auf die erfaßten Intervalle anspricht und Komplementen der ersten und der zweiten Funktion entsprechende Frequenzgänge der Amplitude und der Phasenlage hat; ferner einen Impulsdauerdiskriminator (86), der auf Grund der erfaßten dauermodulierten Codierintervalle die Datenbits mit den genannten, komplementären Logikzuständen ableitet.

13. Empfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Funktion jeweils einer Funktion entsprechen, die zwischen einer vorherbestimmten Schwächung und einer Phasenverschiebung von 180 Grad bei der Trägerfrequenz der Bildsignalkomponente und einer Schwächung von im wesentlichen null und der Phasenverschiebung null bei der Trägerfrequenz der Tonsignalkomponente variieren, dadurch gekennzeichnet, daß die Decodiereinrichtung (72, 74, 82) ein erstes Filter (72) besitzt, des eine ausgewählte Laufzeit und Komplementen der ersten und der zweiten Funktion entsprechende Frequenzgänge der Amplitude und der normierten Phasenlage hat, ferner ein zweites Filter (74), das die genannte ausgewählte Laufzeit und im wesentlichen lineare Frequenzgänge der Amplitude bzw. der normierten Phasenlage hat, eine Einrichtung (68) zum Ankoppeln des empfangenen Signals an die Eingänge des ersten und des zweiten Filters (72, 74), einen Ausgangsanschluß (84) und eine Einrichtung (82), die auf Grund der erfaßten Intervalle den Ausgang des ersten Filters an den Ausgangsanschluß (84) ankoppelt und sonst den Ausgang des zweiten Filters an den Ausgangsanschluß (84) ankoppelt.

14. Empfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenmodulationsdetektor (80) einen zweiphasenstabilen Phasenmodulationsdetektor aufweist.

15. Empfänger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Filter (72, 74) ein Oberflächenwellenfilter aufweisen.