DE3633791C2

DE3633791C2 -

Info

Publication number: DE3633791C2
Application number: DE3633791A
Authority: DE
Inventors: Georg Dipl.-Ing. 7513 Stutensee De Schneider
Original assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Current assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Priority date: 1986-10-03
Filing date: 1986-10-03
Publication date: 1989-12-21
Also published as: GB2195457A; IT1222802B; GB8722796D0; US4816745A; IT8722108A0; DE3633791A1; GB2195457B; FR2604795B1; FR2604795A1; JPS63171372A; JPH0718900B2

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Messen des Wider standsverhältnisses an einer Widerstands-Halbbrücke gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie eine Anordnung zum Durchführen des Verfahrens.

Wiederstands-Halbbrücken mit zwei in Serie geschalteten Wider ständen, deren Wiederstandswerte sich von einem gemeinsamen Grundwiderstand R um gleiche Differenzwiderstände Δ R mit ent gegengesetzten Vorzeichen unterscheiden, kommen insbesondere bei der Kraftmessung mit Hilfe von Dehnmeßstreifen (DMS) vor, die paarweise derart auf einem verformbaren Träger angebracht sind, daß sie unter Krafteinwirkung gegensinnig verformt wer den. Zur Messung der Verformungskraft muß das Verhältnis Δ R/R bestimmt werden. Dieses Verhältnis ist bei Dehnmeßstreifen sehr klein; es kann in der Größenordnung von Promille liegen.

Nach dem Stand der Technik erfolgt die Messung des Widerstands verhältnisses Δ R/R an einer Widerstands-Halbbrücke der angege benen Art dadurch, daß die Wiederstands-Halbbrücke mit einer zweiten Widerstands-Halbbrücke zu einer Vollbrücke ergänzt wird und die durch die Brückenverstimmung an der Ausgangsdiagonale auftretende Spannung ausgewertet wird. In Anwendungsfällen, in denen die relativen Widerstandsänderungen sehr klein sind, aber hohe Anforderungen an die Meßgenauigkeit gestellt werden, erreicht man durch Wechselspannungsspeisung, Wechselspannungs verstärkung sowie anschließende phasenrichtige Gleichrichtung die erforderliche Unterdrückung von Störeinflüssen, wie Kon takt- und Thermospannungen, sowie der Nullpunktsdriften der Verstärker, doch erfordert dies einen großen schaltungstechni schen Aufwand und aufwendige Einstell- und Kalibrationsproze duren. Ferner muß die Brückenspeisespanung gegenüber äußeren Einflüssen stabilisiert werden.

Aus der DE 23 12 858 ist ein Analog-Frequenzwandler zur Mes sung von Widerstandsdifferenzen bekannt, bei dem die Widerstän de, deren Differenz bestimmt werden soll, in den beiden Zweigen einer Wiederstands-Halbbrücke in Serie geschaltet sind und vor zugsweise vom gleichen Strom durchflossen werden. Die Differenz der an diesen Widerständen entstehenden Spannungsabfälle dient der Aufladung eines Integrators, und sobald dessen Ausgangsgrö ße eine Referenzschwelle erreicht, wird die Richtung des die Widerstände durchfließenden Stroms und damit auch die Laderich tung des Integrators umgekehrt, bis beim Erreichen einer zwei ten Referenzschwelle die Stromrichtung erneut umgekehrt wird. Die Frequenz der Auf- und Abladungen des Integrators ist dann der Differenz der Widerstände proportional. Dabei gehen die Werte der die Referenzschwellen bestimmenden Widerstände, der Summierwiderstände des den Integrator bildenden Operationsver stärkers und des Integrationskondensators in das Meßergebnis ein, so daß das Meßergebnis durch die Stabilität und die Ge nauigkeit dieser Schaltungselemente beeinflußt wird. Ferner geht auch die Offsetspannung des Operationsverstärkers in das Meßergebnis ein. Dieser Analog-Frequenzwandler ist auch nicht dazu geeignet, unmittelbar das Verhältnis der entgegen gesetzt gleich großen Differenzwiderstände Δ R zu den gleich großen Grundwiderständen R der beiden Widerstände einer Wider stands-Halbbrücke der oben angegebenen Art zu messen.

Ein aus der DE 31 18 770 A1 bekannter Widerstands-Meßschalt kreis dient zur Messung des Verhältnisses zwischen einem zu messenden Widerstand und einem Referenzwiderstand. Zu diesem Zweck integriert ein Integrator, ausgehend von einem Bezugspo tential, während einer ersten, fest vorgegebenen Zeitperiode die an einem der beiden Widerstände abfallende Spannung und anschließend mit umgekehrter Integrationsrichtung während ei ner zweiten, veränderlichen Zeitperiode die an dem anderen Wi derstand abfallende Spannung, bis wieder das Bezugspotential erreicht ist. Das Verhältnis der beiden Zeitperioden ist dann gleich dem Verhältnis der beiden Widerstände. Auch dieser Wi derstands-Meßschaltkreis ist nicht dazu geeignet, das Wider standsverhältnis Δ R/R an einer Widerstands-Halbbrücke der oben angegebenen Art zu messen. Ferner ist die Genauigkeit des ge messenen Widerstandsverhältnisses durch die Stabilität und Ge nauigkeit des Referenzwiderstandes sowie durch die Offsetspan nung der Integrierstufe beeinflußt.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Verfahrens, das eine sehr genaue Messung des Widerstandsverhältnisses Δ R/R an einer Widerstands-Halbbrücke mit geringem Schaltungsaufwand ermöglicht, wobei das Meßergebnis unabhängig von äußeren oder schaltungsbedingten Störeinflüssen ist. Ferner soll eine Anordnung zum Durchführen des Verfahrens geschaffen werden.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Eine zugehörige Anordnung ist im Anspruch angegeben.

Nach dem erfindungsgemäßen Verfahren wird das Meßergebnis un mittelbar in digitaler Form durch Abzählen von Abtast- und Kom pensationszyklen erhalten. Bei der Bildung der Summen- und Dif ferenzspannungen, die die Anzahl der zu zählenden Zyklen be stimmen, werden Störeinflüsse weitgehend kompensiert, so daß sie die Meßgenauigkeit nicht beeinträchtigen.

Ein besonderer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, daß es die Anwendung der Schalter-Kondensator-Technik, auch als SC-Technik ("Switched Capacitor"-Technik) bekannt, ermöglicht, so daß die Vorteile dieser Technik voll ausgenutzt werden können. Eine bevorzugte Anordnung zur Durchführung des Verfahrens enthält daher nach der Erfindung einen integrieren den SC-Verstärker gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 3.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen des Verfahrens nach der Erfindung und der Anordnung zu seiner Durchführung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnung beschrieben. In der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 das Schaltbild einer Meßschaltung nach der Erfindung,

Fig. 2 und 3 Zeitdiagramme von Spannungen und Signalen, die in der Meßschaltung von Fig. 1 auftreten,

Fig. 4, 5 und 6 vereinfachte Darstellungen des in der Meß schaltung von Fig. 1 enthaltenen SC-Verstär kers in verschiedenen Zuständen,

Fig. 7 das Schaltbild einer anderen Ausführungsform der Meßschaltung von Fig. 1,

Fig. 8 und 9 Zeitdiagramme von Spannungen und Signalen, die in der Meßschaltung von Fig. 7 auftreten,

Fig. 10 das Schaltbild einer anderen Ausführungsform der Meßschaltung von Fig. 7 und

Fig. 11 und 12 Zeitdiagramme von Spannungen und Signalen, die in der Meßschaltung von Fig. 10 auftreten.

Fig. 1 zeigt eine Widerstands-Halbbrücke 10 mit zwei in Reihe geschalteten Widerständen 11 und 12. Die Wider standswerte der Widerstände 11 und 12 unterscheiden sich um gleiche Beträge, aber mit entgegengesetzten Vorzeichen von einem gleichen Grundwert R. Als Beispiel ist angenom men, daß der Widerstand 11 den Widerstandswert R₁₁ = R + Δ R und der Widerstand 12 den Widerstandswert R₁₂ = R - Δ R hat. Der Differenzwiderstand Δ R kann variabel und größer oder kleiner als Null sein. Für Δ R < 0 ist bei der gewählten Zuordnung R₁₁ < R₁₂, und bei Δ R < 0 ist R₁₁ < R₁₂.

Widerstände dieser Art kommen insbesondere in der Form von Dehnmeßstreifen (DMS) vor, die paarweise derart auf einem verformbaren Träger angebracht sind, daß sie unter Krafteinwirkung gegensinnig verformt werden. Zur Messung der Verformungskraft muß das Verhältnis Δ R/R bestimmt werden. Die in Fig. 1 dargestellte Meßschaltung, an deren Eingang die Widerstands-Halbbrücke 10 liegt, erzeugt ein digitales Ausgangssignal, das das Widerstandsverhältnis Δ R/R angibt.

Zur Erzeugung von Signalen, die den Widerstandswerten R₁₁ = R + Δ R und R₁₂ = R - Δ R proportional sind, sind die beiden Außenklemmen 13 und 14 der Widerstands-Halbbrücke mit den beiden Polen +U und -U einer Geleichspannungsquel le verbunden, die eine Gleichspannung an die Wider stands-Halbbrücke 10 anlegt. Diese Gleichspannung kann beispielsweise die Versorgungsgleichspannung U _B der Schaltung sein. Über die Widerstands-Halbbrücke 10 fließt dann ein Gleichstrom I _B, der durch die angelegte Spannung U _B und den Gesamtwiderstand der Halbbrücke bestimmt ist:

Wie zu erkennen ist, ist der Strom I _B unabhängig von dem veränderlichen Differenzwiderstand Δ R und daher konstant.

Der Strom I _B verursacht an dem Widerstand 11 zwischen der Außenklemme 13 und dem Mittelabgriff 15 der Widerstands- Halbbrücke 10 einen Spannungsabfall U₁ des Wertes

Der gleiche Strom I _B durchfließt den Widestand 12 und verursacht an diesem zwischen dem Mittelabgriff 15 und der Außenklemme 14 einen Spannungsabfall U₂ des Wertes

Die Spannungen U₁ und U₂ sind also unabhängig von dem Absolutwert des Stromes I _B.

Ferner gilt natürlich die Beziehung

U₁ + U₂ = U _B (4)

Die Meßschaltung enthält als wesentlichen Bestandteil einen integrierenden Schalter-Kondensator-Verstärker 20, der auch unter der Bezeichnung SC-Verstärker ("Switched Capacitor"-Verstärker) bekannt ist und daher in der fol genden Beschreibung so genannt werden soll.

Der SC-Verstärker ist durch einen Operationsverstärker 21, zwei Kodensatoren 22, 23 und drei Schalter 24, 25 und 26 gebildet. Die drei Schalter 24, 25 und 26 sind als mecha nische Umschalter mit zwei Schalterstellungen dargestellt; in Wirklichkeit handelt es sich dabei um schnelle elek tronische Schalter, beispielsweise MOS-Feldeffekttransi storen. Da ein elektronischer Schalter nur als Ein-Aus Schalter betrieben werden kann, ist jeder der dargestell ten Umschalter durch zwei elektronische Schalter reali siert. Die in der Zeichnung dargestellten Stellungen der drei Schalter sind als Stellung 1 bezeichnet; die anderen Stellungen werden Stellung 2 genannt.

Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 21 ist dauernd mit dem Mittelabgriff 15 der Widerstands- Halbbrücke 10 verbunden. Das veränderliche Potential am Mittelabgriff 15 stellt somit das "schwimmende" Bezugs potential der Schaltung dar. An den invertierenden Ein gang des Operationsverstärkers 21 ist die eine Elektrode des Kondensators 22 angeschlossen, dessen andere Elektro de durch den Schalter 25 in der Stellung 1 mit dem inver tierenden Eingang und dem Mittelabgriff 15 und in der Stellung 2 mit dem Schalter 24 verbunden wird. Der Schal ter 24 stellt seinerseits in seiner Stellung 1 eine Ver bindung zu der Außenklemme 14 und in der Stellung 2 eine Verbindung zu der Außenklemme 13 her.

Der Kondensator 23 und der Schalter 26 liegen im Rück kopplungskreis des Operationsverstärkers 21. Die eine Elektrode des Kondensators 23 ist an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 21 angeschlossen. Der Schalter 26 stellt in seiner Stellung 1 eine direkte Kurz schlußverbindung vom Ausgang des Operationsverstärkers 21 zu dem invertierenden Eingang her, wobei die Verbindung zu der nicht mit dem invertierenden Eingang verbundenen Elektrode des Kondensators 23 unterbrochen ist. In der Stellung 2 des Schalters 26 ist dagegen die Kurzschluß verbindung unterbrochen und statt dessen eine Rückkopp lungsverbindung vom Ausgang des Operationsverstärkers 21 über den Kondensator 23 zum invertierenden Eingang herge stellt.

Der Kondensator 23 hat die Kapazität C. Die Kapazität des Kondensators 22 unterscheidet sich von der Kapazität des Kondensators 23 um den Faktor a; der Kondensator 22 hat also die Kapazität a · C.

Die Schalter 24, 25 und 26 werden durch Steuersignale be tätigt, die von einer Steuerschaltung 30 kommen. Ein Steuersignal S _A betätigt den Schalter 24. Ein Steuer signal S _B betätigt die Schalter 25 und 26, die somit ihre Stellungen 1 oder 2 immer gleichzeitig einnehmen.

An den Ausgang des Operationsverstärkers 21 ist ein Mo mentanwertspeicher 31 angeschlossen, der durch ein von der Steuerschaltung 30 kommendes Steuersignal S _C betätigt wird. Ein Momentanwertspeicher, auch unter der Bezeichnung "S & H" ("Sample & Hold") bekannt, tastet bekanntlich bei jedem an seinen Steuereingang angelegten Steuerimpuls die an seinem Signaleingang anliegende Signalspannung ab, spei chert den Abtastwert bis zum nächsten Steuerimpuls und stellt den gespeicherten Abtastwert an seinem Ausgang zur Verfügung. Der Momentanwertspeicher 31 kann auch entfal len, wenn die Abtastung und Speicherung im digitalen Teil der Schaltung erfolgt.

Der Ausgang des Momentanwertspeichers 31 ist mit den Si gnaleingängen von zwei Schwellwert-Komparatoren 32 und 33 verbunden, die bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel durch Operationsverstärker mit offenem Rückkopplungszweig gebildet sind. An den Vergleichseingängen der Schwellwert- Komparatoren liegen Schwellwertspannungen U _{S 1} bzw. U _{S 2} an, die an den Abgriffen einer aus drei Widerständen 34, 35 und 36 gebildeten Spannungsteilerkette abgegriffen werden. Die Schwellwertspannung U _{S 1} ist höher als die Schwellwert spannung U _{S 2} und liegt am invertierenden Eingang des den Schwellwert-Komparator 32 bildenden Operationsverstärkers an, der die Ausgangsspannung U _H des Momentanwertspeichers 31 am nichtinvertierenden Eingang empfängt. Somit geht das Ausgangssignal S _{K 1} des Schwellwert-Komparators 32 vom nied rigen auf den hohen Signalpegel, wenn die Ausgangsspannung U _H des Momentanwertspeichers 31 die Schwellwertspannung U _{S 1} überschreitet. Die niedrigere Schwellwertspannung U _{S 2} liegt am nichtinvertierenden Eingang des den Schwellwert- Komparator 33 bildenden Operationsverstärkers an, der die Spannung U _H an seinem invertierenden Eingang empfängt. So mit geht das Ausgangssignal S _{K 2} des Schwellwert-Kompara tors 33 vom niedrigen auf den hohen Signalpegel, wenn die Spannung U _H die Schwellwertspannung U _{S 2} unterschreitet.

Die Ausgänge der beiden Schwellwert-Komparatoren 32 und 33 sind mit den Eingägen 37 a bzw. 37 b einer Decodierlogik 37 verbunden, die auf die Ausgangssignale S _{K 1}, S _{K 2} der Schwellwert-Komparatoren 32, 33 anspricht. Ein Ausgang 37 c der Decodierlogik 37, an dem ein Kompensations-Freigabe signal K abgegeben wird, ist mit einem Eingang der Steuer schaltung 30 und mit dem Zähleingang eines Meßzyklus-Zäh lers 38 verbunden. Ein zweiter Ausgang 37 d der Decodier logik 37, an dem ein Vorzeichensignal V abgegeben wird, ist mit einem weiteren Eingang der Steuerschaltung 30 ver bunden.

Ein Taktgeber 40 liefert zu der Steuerschaltung 30 ein Taktsignal S _T, das aus einer Taktimpulsfolge mit vorgege bener Taktfrequenz besteht. Diese Taktimpulsfolge S _T wird auch einem Frequenzteiler 41 zugeführt, der die Taktfre quenz in einem vorgegebenen Teilerverhältnis teilt, das bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel 1 : 4 beträgt. Die am Ausgang des Frequenzteilers 41 abgegebene Impulsfolge mit der herabgesetzten Folgefrequenz wird als Zähltaktsignal S _Z einem Zeitfenster-Zähler 42 sowie einem Takteingang 37 e der Decodierlogik 37 zugeführt. Ein Aus gang des Zeitfenster-Zählers 42 ist mit einem Eingang des Meßzyklus-Zählers 38 verbunden.

Die Ausgänge der Zählerstufen des Meßzyklus-Zählers 38 sind mit den Eingängen eines Anzeigegeräts 43 verbunden. Wenn der Meßzyklus-Zähler 38 vom Zeitfenster-Zähler 42 einen Impuls empfängt, wird der Zählerstand des Meßzyklus- zählers 38 in das Anzeigegerät 43 übertragen, und gleich zeitig wird der Meßzyklus-Zähler auf 0 zurückgestellt. Das Anzeigegerät 43 empfängt auch das Vorzeichensignal V vom Ausgang 37 d der Decodierlogik 37. Es zeigt den Zäh lerstand des Meßzyklus-Zählers 38 mit dem durch das Vor zeichensignal V bestimmten Vorzeichen an.

Die Funktionsweise der Schaltung von Fig. 1 soll anhand der Diagramme von Fig. 2 und 3 sowie der vereinfachten Schaltbilder von Fig. 4 und 5 erläutert werden.

Die Diagramme von Fig. 2 zeigen den zeitlichen Verlauf der in der Schaltung von Fig. 1 auftretenden Spannungen und Signale für den Fall, daß Δ R < 0 ist. Es ist in sehr vereinfachter Form ein vollständiger Meßzyklus Z _M darge stellt, der sich aus mehreren Abtastzyklen Z _A und einem Kompensationszyklus Z _K zusammensetzt. Die Meßzyklen Z _M wiederholen sich periodisch. Jeder Abtastzyklus Z _A ist in vier Taktzeiten unterteilt, die für den ersten Abtast zyklus dargestellt und mit 1, 2, 3, 4 bezeichnet sind. Die Taktzeiten werden durch die Taktimpulse des vom Takt geber 40 gelieferten Taktsignals S _T bestimmt.

Die Diagramme S _A und S _B zeigen die Steuersignale, die die Schalter 24, 25 und 26 betätigen. Jeder Schalter nimmt beim niedrigen Signalpegel des Steuersignals die Stel lung 1 und beim hohen Signalpegel des Steuersignals die Stellung 2 ein.

In der Taktzeit 1 am Beginn des Abtastzyklus Z _A haben die beiden Steuersignale S _A und S _B den niedrigen Signalpegel.

Die drei Schalter 24, 25, 26 nehmen also alle die in Fig. 1 dargestellte Stellung 1 ein. Zur Verdeutlichung ist der entsprechende Zustand des SC-Verstärkers 20 in Fig. 4 nochmals dargestellt. Dabei ist angenommen, daß zwischen den beiden Eingängen des Operationsverstärkers 21 eine Offsetspannung U₀ besteht. Prinzipiell läßt sich die Funk tion einer SC-Schaltung am besten über die transportier ten Ladungen beschreiben. Im Zustand von Fig. 4 liegt der Kondensator 22 an der Offsetspannung U₀. Er nimmt daher die folgende Ladung Q₀ auf:

Q₀ = -U₀ · a · C (5)

Die Taktzeit 1 dient somit der Offseterfassung.

In der Taktzeit 2 nehmen die beiden Steuersignale S _A und S _B den hohen Signalpegel an; alle drei Schalter 24, 25 und 26 gehen daher in den Zustand 2. Der entsprechende Zustand des SC-Verstärkers 20 ist in Fig. 5 dargestellt. In diesem Zustand liegt der Kondensator 23 im Rückkopp lungskreis des Operationsverstärkers 21, und die Spannung U₁ ist über den Kondensator 22 an den Operationsverstär ker 21 angelegt. Dieser Zustand dient der Erfassung der Spannung U₁. Am Kondensator 22 liegt die Spannung U₁ - U₀ an. Er wird daher auf die folgende Ladung Q₁ umgeladen:

Q₁ = (U₁ - U₀) · a · C (6)

Die hierfür erforderliche Differenzladung beläuft sich auf

Δ Q₁ = Q₁ - Q₀ = (U₁ - U₀) · a · C + U₀ · a · C = -U₁ · a · C (7)

Diese Differenzladung Q₁ ist somit unabhängig von der Offsetspannung U₀. Sie muß vom Kondensator 23 geliefert werden. Demzufolge ändert sich die Spannung U _A am Konden sator 23, die zugleich die Ausgangsspannung des Opera tionsverstärkers 21 darstellt, um den Betrag

Dieser Spannungssprung ist im Diagramm U _A von Fig. 2 er kennbar.

In der Taktzeit 3 nimmt das Steuersignal S _B wieder den niedrigen Signalpegel an, so daß die beiden Schalter 25 und 26 wieder in die Stellung 1 gehen. Der Schalter 24 bleibt in der Stellung 2, doch ist dies bedeutungslos, da er durch den Schalter 25 abgetrennt ist. Die SC-Schal tung hat also wieder den Zustand von Fig. 4. Es erfolgt wieder eine Offseterfassung, wobei der Kondensator 22 auf die Ladung

Q₀ = -U₀ · a · C (5)

umgeladen wird. Die Ladung des Kondensators 23 bleibt un verändert. Die Ausgangsspannung U _A geht wieder, bis auf die Offsetspannung U₀, auf das Bezugspotential am Mittel abgriff 15.

Schließlich geht in der Taktzeit 4 das Steuersignal S _A auf den niedrigen Signalpegel, während gleichzeitig das Steuersignal S _B wieder den hohen Signalpegel annimmt. Der SC-Verstärker 20 hat somit den Zustand von Fig. 6 angenommen, der mit dem Zustand von Fig. 5 übereinstimmt, jedoch mit dem Unterschied, daß anstelle der Spannung U₁ nunmehr die Spannung -U₂ über den Kondensator 22 an die Eingänge des Operationsverstärkers 21 angelegt ist. Die se Taktzeit dient also der Erfassung der Eingangsspannung -U₂. Der Kondensator 22 wird auf die Ladung

Q₂ = (-U₂ - U₀) · a · C (9)

umgeladen. Die hierfür erforderliche Differenzladung be läuft sich auf

Δ Q₂ = Q₂ - Q₀ = (-U₂ - U₀) · a · C + U₀ · a · C = -U₂ · a · C (10)

Diese Differenzladung ist erneut unabhängig von der Offset spannung U₀ und muß vom Kondensator 23 geliefert werden. insgesamt hat sich also die Ladung des Kondensators 23 im Verlauf des Abtastzyklus Z _A um die folgende Differenzla dung Δ Q geändert:

Δ Q = Δ Q₁ + Δ Q₂ = -U₁ · a · C + U₂ · a · C = -(U₁ - U₂) · a · C (11)

Demzufolge hat sich die Ausgangsspannung U _A im Verlauf des Abtastzyklus Z _A insgesamt um die folgende Differenzspan nung Δ U _A geändert:

Es ist zu beachten, daß auch hier die Offsetspannung voll ständig ohne Einfluß ist.

Am Ende des Abtastzyklus Z _A erscheint im Steuersignal S _C ein kurzer Impuls, der einen Abtast- und Speichervorgang im Momentanwertspeicher 31 auslöst. Der Momentanwertspei cher 31 tastet den neuen Wert der Ausgangsspannung U _A ab, der bis zum Ende des nächsten Abtastzyklus am Ausgang des Momentanwertspeichers 31 erscheint. Die Ausgangsspannung U _H des Momentanwertspeichers 31 ändert sich also am Ende des Abtastzyklus Z _A gegenüber dem zuvor gespeicherten Wert um den Betrag Δ U _A. Da die Spannungsänderung negativ ist, wird die Spannung U _H um diesen Betrag kleiner.

Der gleiche Vorgang wiederholt sich in jedem folgenden Abtastzyklus Z _A, so daß die Spannung U _H nach Art einer fallenden Treppenkurve kleiner wird, wie das Diagramm U _H von Fig. 2 zeigt. Diese sich treppenförmig ändernde Span nung U _H wird fortlaufend in den Schwellwert-Komparatoren 32 und 33 mit den beiden Schwellwertspannungen U _{S 1} und U _{S 2} verglichen, doch spricht die Decodierlogik 37 nicht an, solange die Spannung U _H zwischen den beiden Schwell wertspannungen U _{S 1} und U _{S 2} liegt.

Im Diagramm U _H von Fig. 2 ist der Zeitpunkt zu erkennen, in welchem die Spannung U _H am Ende eines Abtastzyklus Z _A die Schwellwertspannung U _{S 2} unterschreitet. Dieses Unter schreiten bewirkt, daß das Ausgangssignal S _{K 2} des Schwell wert-Komparators 33 den hohen Signalpegel annimmt, wie in dem Diagramm S _{K 2} von Fig. 2 zu erkennen ist. Dieses Signal wird der Decodierlogik 27 zugeführt, die daraufhin am Aus gang 37 c ein Kompensations-Freigabesignal K abgibt, das die Ausführung eines Kompensationszyklus erlaubt.

Das am Ausgang 37 d der Decodierlogik 37 abgegebene Vorzei chensignal V nimmt den niedrigen Signalpegel an, wenn der Schwellwertkomparator 33 durch das Signal S _{K 2} ein Unter schreiten der Schwellwertspannung U _{S 2} anzeigt, während es den hohen Signalpegel annimmt, wenn der Schwellwert-Kompa rator 32 durch das Signal S _{K 1} ein Überschreiten der Schwell wertspannung U _{S 1} anzeigt. Wenn somit das Vorzeichensignal V im vorhergehenden Meßzyklus wegen Unterschreitung der Schwellwertspannung U _{S 2} den niedrigen Signalpegel ange nommen hatte, behält es im laufenden Meßzyklus Z _M diesen Signalpegel unverändert bei, wie im Diagramm V von Fig. 2 durch eine ausgezogene Linie dargestellt ist. Hatte dage gen im vorhergehenden Meßzyklus das Vorzeichensignal V den hohen Signalpegel, weil dort die höhere Schwellwertspan nung U _{S 1} überschritten wurde, so ändert sich der Signal pegel des Vorzeichensignals V mit der ansteigenden Flanke des Kompensations-Freigabesignals K, wie in Fig. 2 durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist.

Im Kompensationszyklus Z _K werden die in den vorhergehen den Abtastzyklen Z _A erfolgten stufenweisen Spannungsände rungen durch eine Kompensationsspannung U _K kompensiert. Zu diesem Zweck wird die Ladung

-Q _K = -(U₁ + U₂) · a · C (13)

zusätzlich übertragen. Dies führt zu einer Änderung der Spannung U _A um die Kompensationsspannung

+U _K = +(U₁ + U₂) · a (14)

Sinnvollerweise kombiniert man einen Abtastzyklus mit dem Kombinationszyklus. In diesem kombinierten Zyklus muß also die folgende Gesamtladung Q _G übertragen werden:

Q _G = Δ Q - Q _K = (U₁ - U₂) · a · C - (U₁ + U₂) · a · C

= - 2 U₂ · a · C (15)

Die Kompensation kann also auf einfache Weise dadurch er folgen, daß in einem Abtastzyklus zweimal die Spannung U₂ erfaßt wird. Zu diesem Zweck muß nur der Schalter 24 auch in der Taktzeit 2 des Kompensationszyklus in der Stellung 1 stehen. Wie das Diagramm S _A von Fig. 2 zeigt, bleibt des halb das Steuersignal S _A während des ganzen Kompensations zyklus Z _K auf dem niedrigen Signalspegel. Diese Zusammen fassung des Kompensationszyklus mit einem Abtastzyklus ist sehr vorteilhaft, da die Ladung Q _K allein nicht ohne weiteren Aufwand erfaßt werden könnte, die beiden Abta stungen der Spannung U₂ aber sowieso fehlerfrei erfol gen.

Mit dem Kompensationszyklus Z _K ist der Meßzyklus Z _M been det. Im nächsten Meßzyklus fällt die Spannung U _H erneut von dem durch die Kompensationsspannung U _K erreichten An fangswert treppenförmig ab, bis wieder die Schwellenspan nung U _{S 2} unterschritten wird.

Die Anzahl der Abtastzyklen, die erforderlichist, bis die Kompensationsspannung U _K durch die Spannungsstufen Δ U _A wieder rückgängig gemacht ist, beträgt

Nun gilt:

U₁ + U₂ = i _B · (R + Δ R) + i _B · (R - Δ R) = 2 i _B · R (17)

U₁ - U₂ = i _B · (R + Δ R) - i _B · (R - Δ R) = 2 i _B · Δ R (18)

Daraus folgt:

Die Anzahl der Abtastzyklen in einem Meßzyklus ist also direkt ein Maß für das gesuchte Widerstandsverhältnis Δ R/R. Durch die gleichzeitige Nutzung eines Zyklus zur Abtastung und Kompensation wird dabei ein Fehler um eine Einheit bei der Zählung der Zyklen vermieden.

Hinsichtlich der erzielten Meßgenauigkeit ist zu beachten, daß bei der Kompensation die der Überschreitung der Schwell wertspannungen entsprechenden Restladungen bzw. die diesen Restladungen entsprechenden Restspannungen erhalten blei ben. Im Diagramm U _H von Fig. 2 ist die Restspannung U _R dargestellt. Die Treppenkurve beginnt also in den aufein anderfolgenden Meßzyklen bei unterschiedlichen Spannungs pegeln, wodurch sich wiederum die am Ende jedes Meßzyklus verbleibende Restspannung U _R verändert. Sobald die Rest spannung U _R in einem Meßzyklus gleich der Differenzspan nung Δ U _A wird, ändert sich die Anzahl der Abtastzyklen in diesem Meßzyklus um eine Einheit. Beispielsweise würde der Wert R/Δ R = 5,1 in den aufeinanderfolgenden Meßzyklen zu den folgenden Zählwerten führen:

n = 5, 5, 5, 5, 5, 5, 5, 5, 5, 6, 5, 5 . . .

Durch Mittelung der Zählwerte über eine größere Anzahl von Meßzyklen erhält man also ein genaueres Meßergebnis. Dabei ist die erzielte Meßgenauigkeit um so größer, je größer die Anzahl der gezählten Meßzyklen ist.

In Wirklichkeit ist in den praktisch vorkommenden Anwen dungsgebieten der Meßschaltung das Verhältnis Δ R/R sehr viel kleiner als bei dem vorstehenden Zahlenbeispiel, das nur zur Erläuterung gewählt wurde. So liegen bei Dehnmeßstrei fen, für die die Meßschaltung in erster Linie bestimmt ist, die vorkommenden relativen Widerstandsänderungen Δ R/R im Promillebereich. Die Anzahl n der Abtastzyklen pro Meßzy klus liegt daher in der Größenordnung von 1000.

Anstatt die Abtastzyklen pro Meßzyklus zu zählen ist es günstiger, die Meßzyklen in einem Zeitfenster zu zählen, das einer vorgegebenen, sehr großen Zahl von Abtastzyklen entspricht. Für k Meßzyklen beträgt nach der Gleichung (19) die Anzahl m der Abtastzyklen:

In einem Zeitfenster, das einer vorgegebenen festen Anzahl m von Abtastzyklen entspricht, ergibt sich somit die Anzahl k der Meßzyklen zu

daraus folgt:

Der gesuchte Wert Δ R/R ist also dem im Zeitfenster erreich ten Zählerstand k direkt proportional.

Vorzugsweise wählt man die Zahl m gleich einer Zehnerpotenz. Der Zählerstand k ist dann der dezimale Zahlenwert des ge suchten Verhältnisses Δ R/R, abgesehen von dem Exponenten der Zehnerpotenz.

Wählt man beispielsweise ein Zeitfenster, das m = 10⁶ Ab tastzyklen entspricht, so gilt für das Verhältnis Δ R/R:

Die in Fig. 1 im Anschluß an die Decodierlogik 37 und den Taktgeber 40 dargestellte Zählanordnung ermittelt den Meß wert Δ R/R nach diesem Prinzip. Die vom Ausgang des Frequenz teilers 41 abgegebenen Zähltaktimpulse S _Z haben die Folge frequenz der Abtastzyklen, so daß jedem Abtastzyklus ein Zähltaktimpuls entspricht. Der Zeitfenster-Zähler 42 zählt die Zähltaktimpulse S _Z und damit die Abtastzyklen. Er ist so eingestellt, daß er jeweils nach Zählung einer vorbe stimmten Anzahl von m Zähltaktimpulsen S _Z einen Impuls an den Meßzyklus-Zähler 38 anlegt. Die Zahl m bestimmt die Dauer des Zeitfensters und hat beispielsweise den zuvor angegebenen Wert von 10⁶.

Der Meßzyklus-Zähler 38 zählt die vom Ausgang 37 c der De codierlogik 37 abgegebenen Kompensations-Freigabesignale K. Dies ist gleichbedeutend mit einer Zählung der Meßzyklen, da am Ende jedes Meßzyklus ein Kompensations-Freigabesignal erzeugt wird.

Am Ende jedes Zeitfensters von m Abtastzyklen bewirkt der vom Zeitfenster-Zähler 42 an den Meßzyklus-Zähler 38 ange legte Impuls, daß der im Verlauf des Zeitfensters erreich te Zählerstand k in das Anzeigegerät 43 übertragen wird. Gleichzeitig wird der Meßzyklus-Zähler 38 zurückgestellt, so daß er im folgenden Zeitfenster die Meßzyklen wieder von Null an zu zählen beginnt. Wenn der übertragene Zähler stand k im Anzeigegerät 42 dezimal angezeigt und das Komma an die durch den Faktor m bedingte Stelle gesetzt wird, ist am Anzeigegerät der Zahlenwert des Verhältnisses Δ R/R un mittelbar ablesbar. Aufgrund des dem Anzeigegerät 43 zuge führten Vorzeichensignals V wird zusätzlich angezeigt, ob dieses Verhältnis positiv oder negativ ist. Wie zuvor er läutert wurde, kennzeichnet die Unterschreitung der Schwell wertspannung U _{S 2} das positive Vorzeichen von Δ R.

Die Diagramme von Fig. 3 zeigen die in der Schaltung von Fig. 1 auftretenden Spannungen und Signale für den Fall Δ R < 0. Gegenüber dem Diagramm von Fig. 2 bestehen nur die folgenden Unterschiede:

- Die Differenzspannung Δ U _A ist positiv, so daß die trep penförmige Ausgangsspannung U _H des Momentanwertspeichers 31 aufsteigend verläuft;
- der Kompensationszyklus wird vom Schwellwert-Komparator 32 ausgelöst, wenn die Spannung U _H die Schwellwertspan nung U _{S 1} überschreitet;
- das Vorzeichensignal S geht mit der ansteigenden Flanke des Kompensations-Freigabesignals K auf den das negative Vorzeichen anzeigenden hohen Signalpegel, wenn es diesen Signalpegel nicht bereits zuvor innehatte;
- im kombinierten Kombinations- und Abtastzyklus Z _K wird, bedingt durch das an die Steuerschaltung 30 angelegte Vorzeichensignal V, das Steuersignal S _A auch in der Takt zeit 4 auf dem hohen Signalpegel gehalten, so daß zwei mal hintereinander die Spannung U₁ abgetastet wird.

Es ist ohne weiteres erkennbar, daß dadurch hinsichtlich der Bestimmung des Verhältnisses Δ R/R durch Zählung der Abtastzyklen und Meßzyklen gegenüber dem zuvor erläuter ten Fall nichts geändert wird.

Fig. 7 zeigt eine abgeänderte Ausführungsform der Meßschal tung von Fig. 1, und die Fig. 8 und 9 zeigen die zuge hörigen Diagramme der Spannungen und Signale für die Fäl le Δ R < 0 bzw. Δ R < 0 entsprechend den Diagrammen der Fig. 2 und 3. Die Schaltung von Fig. 7 unterscheidet sich von derjenigen von Fig. 1 nur hinsichtlich der Ausbildung des SC-Verstärkers 20. Es bestehen die folgenden Unter schiede:

1. Statt des Kondensators 22 sind zwei Kondensatoren 22 a, 22 b vorgesehen, von denen jeweils eine Elektrode mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 21 verbunden ist.
2. Statt des Schalters 25 sind zwei Schalter 25 a, 25 b vor gesehen, die durch das Steuersignal S _B gemeinsam betä tigt werden. Jeder Schalter 25 a, 25 b verbindet den zu gehörigen Kondensator 22 a bzw. 22 b in der Stellung 1 mit dem Bezugspotential am nichtinvertierenden Eingang und in der Stellung 2 mit einem zugehörigen Schalter 24 a bzw. 24 b.
3. Statt der Schalter 24 sind zwei Schalter 24 a, 24 b vor gesehen, die durch das Steuersignal S _A gemeinsam betä tigt werden. Der Schalter 24 a stellt, wie der Schalter 24 von Fig. 1, in der Stellung 1 eine Verbindung zur Außenklemme 14 und in der Stellung 2 eine Verbindung zur Außenklemme 13 her. Dagegen stellt der Schalter 24 b in der Stellung 1 eine Verbindung zur Außenklemme 13 und in der Stellung 2 eine Verbindung zur Außenklemme 14 her.
4. Es ist ein zusätzlicher Kondennsator 27 vorgesehen, von dem eine Elektrode mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 21 verbunden ist. Ein Schalter 28 verbindet in der Schließstellung den Kondensator 27 mit der Außenklemme 13, und ein Schalter 29 verbindet in der Schließstellung den Kondensator 27 mit der Außen klemme 14. Die Steuerschaltung 30 liefert ein Steuer signal S _D zur Betätigung des Schalters 28 und ein Steuersignal S _E zur Betätigung des Schalters 29.
5. Der Teilerfaktor des Frequenzteilers 41 ist nunmehr 1 : 2 anstatt 1 : 4.

Alle übrigen Schaltungsbestandteile haben den gleichen Aufbau und die gleiche Funktionsweise wie in der Schal tung von Fig. 1. Sie sind daher mit den gleichen Bezugs zeichen wie dort bezeichnet und werden nicht nochmals be schrieben.

Wenn der Kondensator 23, wie in Fig. 1, die Kapazität C hat, kann der Kondensator 22 a die Kapazität a · C und der Kondensator 22 b die Kapazität b · C haben. Der Kondensator 27 hat die Kapazität k · C.

Wie die Diagramme von Fig. 8 und Fig. 9 für zwei aufein anderfolgende Abtastzyklen Z _{A 1} und Z _{A 2} zeigen, besteht infolge der Verdoppelung der Kondensatoren 22 a, 22 b und der Schalter 24 a, 24 b und 25 a, 25 b jeder Abtastzyklus Z _A nur noch aus zwei Taktzeiten 1 und 2. In der Taktzeit 1 jedes Abtastzyklus Z _A nehmen die beiden Schalter 25 a und 25 b die Stellung 1 ein, so daß die beiden Kondensatoren 22 a und 22 b an die Offsetspannung U₀ gelegt sind. Diese Taktzeit dient zur Offseterfassung an den beiden Konden satoren.

In der Taktzeit 2 des Abtastzyklus Z _{A 1} haben die Schalter 24 a, 24 b die Stellung 2 und die Schalter 25 a, 25 b die Stellung 2. Demzufolge wird der Kondensator 22 a auf die Spannung +U₁ und der Kondensator 22 b auf die Spannung -U₂ aufgeladen. Die Erfassung der beiden Spannungen U₁ und U₂ erfolgt also gleichzeitig in einer Taktzeit. Der Konden sator 23 liefert die hierfür erforderliche Differenzla dung

Δ Q₁ = a · C · U₁ - b · C · U₂ (24)

Die Ausgangsspannung U _A ändert sich um eine entsprechen de Differenzspannung Δ U _{A 1} und wird im Momentanwertspei cher 31 abgetastet. In der Taktzeit 1 des Abtastzyklus Z _{A 2} erfolgt wieder eine Offseterfassung, und in der Takt zeit 2 des Abtastzyklus Z _{A 2} werden wieder gleichzeitig die Spannungen U₁ und U₂ erfaßt. In dieser Taktzeit 2 stehen aber die Schalter 24 a und 24 b in der Stellung 1, so daß die Rolle der Kondensatoren 22 a und 22 b vertauscht ist: Nunmehr wird der Kondensator 22 a auf die Spannung -U₂ und der Kondensator 22 b auf die Spannung U₁ aufgeladen. Der Kondensator 23 liefert die hierfür erforderliche Differenzladung:

Δ Q₂ = b · c · U₁ - a · C · U₂ (25)

Die Ausgangsspannung U _A ändert sich um eine entsprechende Differenzspannung Δ U _{A 2} und wird im Momentanwertspeicher 31 abgetastet.

Nach zwei vollen Abtastzyklen gilt somit für den Ladungs transport

Δ Q = Δ Q₁ + Δ Q₂ = (a · C · U₁ - b · C · U₂) + (b · C · U₁ - a · C · U₂)

= (a + b) · (U₁ - U₂) · C (26)

Infolge der Vertauschung der Kondensatoren 22 a und 22 b in zwei aufeinanderfolgenden Abtastzyklen mitteln sich somit Fehler infolge einer Ungleichheit der Faktoren a und b aus. Dennoch sollten diese beiden Faktoren und da mit die Kapazitäten der Kondensatoren 22 a und 22 b mög lichst gleich groß sein, damit keine unnötigen Spannungs sprünge von Abtastzyklus zu Abtastzyklus auftreten. Diese würden eine höhere Verstärkung für die Differenzspannung in Verbindung mit der begrenzten Aussteuerbarkeit der Operationsverstärker einschränken.

Die beschriebenen Abtastzyklen mit zyklischer Vertauschung der Kondensatoren 22 a und 22 b wiederholen sich, bis die Ausgangsspannung U _H des Momentanwertspeichers 31 entweder in absteigender Richtung die Schwellwertspannung U _{S 2} unterschreitet (Fig. 8) oder in aufsteigender Richtung die Schwellwertspannung U _{S 1} überschreitet (Fig. 9).

In diesem Augenblick gibt die Decodierlogik 37 wieder ein Kompensations-Freigabesignal K ab. Der Ablauf des folgen den Abtastzyklus Z _An wird aber hiervon nicht beeinflußt; die Erfassung der Spannungen U₁ und U₂ in den Kondensa toren 22 a und 22 b erfolgt unverändert in der zuvor be schriebenen Weise.

Gleichzeitig wird aber mittels des Kondensators 27 und der Schalter 28, 29 ein Kompensationszyklus Z _K durchge führt, in welchem die Summenspannung U₁ + U₂ getrennt erfaßt wird. Der Kompensationszyklus Z _K besteht eben falls aus zwei Taktzeiten 1 und 2. In der Taktzeit 1 nimmt das Steuersignal S _E den hohen Signalpegel an, so daß der Schalter 28 geschlossen wird. Dadurch wird der Kondensator 27 während der Offseterfassung, also bei ab getrenntem Kondensator 23, auf die Spannung -U₂ - U₀ auf geladen. In der Taktzeit 2 des Kompensationszyklus Z _K nimmt das Steuersignal S _D den hohen Signalpegel an, so daß der Schalter 29 geschlossen wird, während der Schal ter 28 wieder offen ist. Dadurch wird der Kondensator 27 auf die folgende Spannung umgeladen.

(U₁ - U₀) - (-U₂ - U₀) = U₁ + U₂ (27)

Die hierfür erforderliche Kompensationsladung

Q _K = (U₁ + U₂) · k (28)

liefert der Kondensator 23. Dementsprechend ändert sich die Ausgangsspannung U _A um die Kompensationsspannung

U _K = (U₁ + U₂) · k (29)

Die Anzahl n der Abtastzyklen, die erforderlich sind, um die Kompensationsspannung wieder aufzuheben, beträgt

Der Faktor 2 ergibt sich durch das arithmetische Mittel zweier aufeinanderfolgender Abtastzyklen.

Auch bei der Meßschaltung von Fig. 7 ist also die Anzahl n der Abtastzyklen pro Meßzyklus ein Maß für das Verhältnis Δ R/R, und insbesondere ist wieder die Anzahl der Meßzyklen in einem Zeitfenster, das einer großen Anzahl von Abtast zyklen entspricht, dem Verhältnis Δ R/R proportional. Wie zuvor kann also das Meßergebnis unmittelbar durch Zählung und Anzeige mittels der bereits beschriebenen Anordnung erfolgen. Dabei ist, wie im Fall von Fig. 1, das Meßer gebnis unabhängig von äußeren Einflußgrößen.

Ferner erlaubt die Meßschaltung in Fig. 2 durch die Wahl von

(a + b) < 2 k (31)

eine Verstärkung der Differenzspannung Δ U _A und somit we sentlich kürzere Zählzeiten.

Fig. 10 zeigt eine weitere Ausgestaltung der Schaltung von Fig. 7, und die Fig. 11 und 12 zeigen die zugehö rigen Diagramme der Spannungen und Signale für die Fälle Δ R < 0 bzw. Δ R < 0. Die Schaltung von Fig. 10 unterscheidet sich von derjenigen von Fig. 7 nur dadurch, daß anstelle des Momentanwertspeichers 31 ein Integrator 50 vorgesehen ist. Der Integrator 50 besteht aus einem Operationsver stärker 51, in dessen Rückkopplungskreis ein Kondensator 52 mit der Kapazität i · C liegt. Ferner ist ein Schalter 53 vorgesehen, der durch das Steuersignal S _B synchron mit dem Schalter 26 so betätigt wird, daß er geschlossen ist, wenn der Schalter 26 in der Stellung 1 steht, wäh rend er offen ist, wenn der Schalter 26 in der Stellung 2 steht. In der geschlossenen Stellung verbindet der Schalter 53 die freie Elektrode des Kondensators 23 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 51. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 21 ist dauernd mit der anderen Elektrode des Kondensa tors 23 verbunden.

Alle übrigen Schaltungsbestandteile der Schaltung von Fig. 10 haben den gleichen Aufbau und die gleiche Funk tionsweise wie in der Schaltung von Fig. 7. Die sind da her mit den gleichen Bezugszeichen wie dort bezeichnet und werden nicht nochmals beschrieben.

Die Abtast- und Kompensationszyklen laufen in der gleichen Weise wie bei der Schaltung von Fig. 7 ab. Wie zuvor wer den in jedem Abtastzyklus die Ladungen aus den Kondensa toren 22 a und 22 b und zusätzlich in jedem Kompensatins zyklus die Ladung aus dem Kondensator 27 auf den Konden sator 23 übertragen, und nach dem Ende jedes Zyklus wird der Kondensator 23 durch den Schalter 26 vom Ausgang des Verstärkers 21 abgetrennt. Er sei in diesem Zustand auf die Spannung U _C aufgeladen. Wenn nun der Schalter 53 ge schlossen wird, entlädt sich der Kondensator 23 in den Kondensator 52. Am Ende des Entladevorgangs weist er die Offsetspannung U₀₂ des Verstärkers 51 auf. Die Spannung am Kondensator 52 hat sich um den Wert

geändert. Dieser Vorgang wiederholt sich bei jedem neuen Abtastzyklus. Da die nachfolgenden Aufladungen des Kon densators 23 mit den Ladungen der Kondensatoren 22 a, 22 b und gegebenenfalls 27 jeweils auf die Restladung U₀₂ · C aufsummiert werden, erfolgt der Ladungstransfer zum Kon densator 52 ohne Einfluß der Offsetspannung U₀₂ des Ver stärkers 51.

Die Integrationsspannung U _T am Kondensator 52, die zu gleich die Ausgangsspannung des Integrators 50 bildet, ändert sich in jedem Abtastzyklus um eine Differenzspan nung Δ U _I, so daß sie den in den Diagrammen U _I der Figu ren 11 und 12 dargestellten treppenförmigen Verlauf hat, der in diesem Fall für Δ R < 0 fällt (Fig. 11) und für Δ R < 0 ansteigt (Fig. 12). Die Spannung U _I hat somit den gleichen Ver lauf wie die Spannung U _H bei den Schaltungen von Fig. 1 und Fig. 7. Die Spannung U _I kann daher unmittelbar an die Signaleingänge der Schwellwertkomparatoren 32 und 33 angelegt werden, ohne daß ein Momentanwertspeicher er forderlich ist.

Die Diagramme U _A und U _I der Fig. 11 und 12 lassen er kennen, daß die beiden Verstärker 21 und 51 an ihren Aus gängen nicht mehr die großen Spannungssprünge durchführen müssen, die bei den beiden Schaltungen von Fig. 1 und Fig. 7 vorkamen. Nur in den Kompensationszyklen finden naturgemäß noch große Spannungsänderungen statt. Die Aus gangsspannung U _A des Verstärkers 21 ändert sich in den übrigen Abtastzyklen nur zwischen dem Bezugspegel und der Differenzspannung Δ U _A. Die in den Diagrammen dargestell ten abwechselnd unterschiedlichen Werte der Differenz spannung Δ U _A ergeben sich aus dem Unterschied zwischen den Faktoren a und b.

Der Fortfall der ständigen großen Spannungssprünge ergibt eine beträchtliche Stromersparnis. Auch sind dadurch die Anforderungen an die Slew-Rate der Verstärker geringer.

Claims

1. Verfahren zum Messen des Widerstandsverhältnisses Δ R/R an einer Widerstands-Halbbrücke mit zwei in Serie geschalteten Widerständen, deren Widerstandswerte sich von einem gemeinsa men Grundwiderstand R um gleiche Differenzwiderstände Δ R mit entgegengesetzten Vorzeichen unterscheiden, wobei die beiden Widerstände von dem gleichen Strom durchflossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß in aufeinanderfolgenden Abtastzyklen (Z _A) Differenzspannungen ( Δ U _A), die der Differenz (U₁-U₂) zwischen den Spannungsabfällen (U₁, U₂) an den beiden Widerständen (11, 12) proportional sind, zu einer Integrationsspannung (U _H) in tegriert werden, daß bei jedem Überschreiten eines oberen Schwellwerts (U _{S 1}) durch die im Fall positiver Differenzspan nungen ( Δ U _A) ansteigende Integrationsspannung (U _H) bzw. bei jedem Unterschreiten eines unteren Schwellwerts (U _{S 2}) durch die im Fall negativer Differenzspannungen ( Δ U _A) abfallende In tegrationsspannung (U _H) ein Kompensationszyklus (Z _K) ausgelöst wird, in dem der Integrationsspannung (U _H) eine entgegengesetzt zu den Differenzspannungen ( Δ U _A) gerichtete Kompensationsspan nung (U _K) überlagert wird, die der Summe (U₁ + U₂) der Spannungs abfälle (U₁, U₂) an den beiden Widerständen (11, 12) proportio nal ist, und daß das Verhältnis (n) der Anzahl der Kompensa tionszyklen (Z _K) zu der Anzahl der Abtastzyklen (Z _A) ermittelt wird, das dem Widerstandsverhältnis Δ R/R proportional ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationszyklen (Z _K) in einem einer vorgegebenen Anzahl (m) von Abtastzyklen (Z _A) entsprechenden Zeitfenster gezählt werden.

3. Anordnung zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen integrierenden SC-Verstär ker (20), bestehend aus einem Operationsverstärker (21) mit einem im Rückkopplungskreis angeordneten ersten Integrationskondensa tor (23), mit wenigstens einem Eingangskondensator (22; 22 a, 22 b) und mit zyklisch gesteuerten Schaltern (24, 25, 26; 24 a, 24 b, 25 a, 25 b, 26) zum abwechselnden Aufladen des mindestens einem Eingangskondensators (22; 22 a, 22 b) durch einen der Spannungs abfälle (U₁, U₂) in einer Taktzeit (2, 4; 2) jedes Abtastzyk lus (Z _A) mit Ladungstransport auf den Integrationskondensator (23) und zum Entladen des mindestens einen Eingangskondensators (22; 22 a, 22 b) in einer weiteren Taktzeit (1, 3; 1) jedes Abtastzyk lus (Z _A) bei abgetrenntem ersten Integrationskondensator (23).

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der mindestens eine Eingangskondensator (22; 22 a, 22 b) in der Ent lade-Taktzeit (1, 3; 1) jedes Abtastzyklus (Z _A) an die Offset spannung (U₀) des Operationsverstärkers (21) angelegt wird.

5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß nur ein Eingangskondensator (22) vorgesehen ist, der in einer Taktzeit (2) jedes Abtastzyklus (Z _A) durch den Spannungs abfall (z. B. U₁) an einem der Widerstände (z. B. 11) und in ei ner weiteren Taktzeit (4) des gleichen Abtastzyklus (Z _A) durch den Spannungsabfall (z. B. U₂) an dem anderen Widerstand (z. B. 12) mit entgegengesetztem Vorzeichen aufgeladen wird.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zum Durchführen eines Kompensationszyklus (Z _K) der Eingangs kondensator (22) zweimal nacheinander durch den Spannungsab fall (z. B. U₂) an dem gleichen Widerstand (z. B. 12) aufgeladen wird.

7. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Eingangskondensatoren (22 a, 22 b) vorgesehen sind, von denen der eine in einer Taktzeit (2) jedes Abtastzyklus (Z _A) durch den Spannungsabfall (z. B. U₁) an dem einen Widerstand (z. B. 11) und der andere in der gleichen Taktzeit (2) durch den Spannungsabfall (z. B. U₂) an dem anderen Widerstand (z. B. 12) mit entgegengesetztem Vorzeichen aufgeladen wird.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsabfälle (U₁, U₂), durch welche die beiden Eingangs kondensatoren (22 a, 22 b) aufgeladen werden, von Abtastzyklus zu Abtastzyklus vertauscht werden.

9. Anordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Eingangskondensator (27) vorgesehen ist, der in jedem Kompensationszyklus (Z _K) auf die Summe (U₁ + U₂) der Spannungsabfälle (U₁, U₂) an den beiden Widerständen (11, 12) aufgeladen wird.

10. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 9, gekennzeich net durch einen Integrator (50), der einen zweiten Integrations kondensator (52) enthält und nach jedem Abtast- oder Kompensa tionszyklus (Z _A, Z _K) mit dem abgetrennten ersten Integrations kondensator (23) des SC-Verstärkers (20) derart verbunden wird, daß die Ladung des ersten Integrationskondensators (23) auf den zweiten Integrationskondensator (52) überführt wird.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator (50) durch einen weiteren Operationsverstärker (51) ge bildet ist, in dessen Rückkopplungskreis der zweite Integra tionskondensator (52) liegt, und daß der erste Integrations kondensator (23) zur Ladungsüberführung mit den beiden Eingän gen des weiteren Operationsverstärkers (51) verbunden wird.

12. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 9, dadurch ge kennzeichnet, daß an den Ausgang des SC-Verstärkers (20) ein Momentanwertspeicher (31) angeschlossen ist, der nach jedem Abtastzyklus (Z _A) und nach jedem Kompensationszyklus (Z _K) zur Abtastung und Speicherung der Ausgangsspannung des SC-Verstär kers (20) betätigt wird.

13. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 12, dadurch ge kennzeichnet, daß der Ausgang des SC-Verstärkers (20) bzw. der Ausgang des Integrators (50) oder des Momentanwertspeichers (31) mit den Eingängen von zwei Schwellwert-Komparatoren (32, 33) verbunden ist, von denen der eine Schwellwert-Komparator (32) einen oberen Schwellwert (U _{S 1}) aufweist und ein das Über schreiten des oberen Schwellwerts anzeigendes Signal (S _{K 1}) ab gibt, während der zweite Schwellwert-Komparator (33) einen un teren Schwellwert (U _{S 2}) aufweist und ein das Unterschreiten des unteren Schwellwerts anzeigendes Signal (S _{K 2}) abgibt, daß an die Ausgänge der beiden Schwellwert-Komparatoren (32, 33) eine Decodierlogik (37) angeschlossen ist, die beim Empfang eines Ausgangssignals von einem der beiden Schwellwert-Kompa ratoren (32, 33) ein Kompensations-Freigabesignal (K) abgibt, daß das Kompensations-Freigabesignal (K) an den Zähleinang eines Meßzyklus-Zählers (38) angelegt ist, und daß ein Zeit fenster-Zähler (42) vorgesehen ist, der an seinem Zähleingang für jeden Abtastzyklus (Z _A) einen Zähltaktimpuls (S _Z) empfängt und beim Erreichen eines vorbestimmten Zählerstandes zu dem Meßzyklus-Zähler ein Signal liefert, das die Übertragung des Zählerstandes des Meßzyklus-Zählers (38) zu einem Anzeige- oder Auswertegerät (43) und die Rückstellung des Meßzyklus-Zählers (38) auslöst.

14. Anordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Decodierlogik (37) ein Vorzeichensignal (V) abgibt, dessen Signalwert dadurch bestimmt ist, welcher Schwellwert-Kompara tor (32, 33) zuletzt das Überschreiten bzw. Unterschreiten des zugeordneten Schwellwerts (U _{S 1}, U _{S 2}) angezeigt hat, und daß das Vorzeichensignal (V) dem Anzeige- oder Auswertegerät (43) zugeführt wird.

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß eine die zyklische Betätigung der Schalter (24, 24 a, 24 b, 25, 25 a, 25 b, 26, 28, 29, 53) steuernde Steuerschaltung (30) das Kompensations-Freigabesignal (K) und das Vorzeichensignal (V) empfängt und bei jedem Empfang eines Kompensations-Freigabesi gnals (K) die zyklische Betätigung der Schalter zur Durchfüh rung eines Kompensationszyklus (Z _K) in Abhängigkeit von dem Vorzeichensignal (V) ändert.