DE3627395A1 - Steuerschaltung fuer ein schaltnetzteil mit sinusfoermiger stromaufnahme zum umwandeln einer sinusfoermigen wechselspannung in eine geregelte gleichspannung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil mit sinusförmiger Stromaufnahme zum Umwandeln einer sinusförmigen Wechselspannung in eine geregelte Gleichspannung. Die Steuerschaltung ist insbesondere bestimmt zum Steuern aktiver Oberwellenfilter in Netzgleichrichterschaltungen. Mit derartigen Oberwellenfiltern kann aus dem Stromversorgungsnetz ein oberwellenarmer nahezu sinusförmiger Strom entnommen werden, wobei der Leistungsfaktor fast 1 beträgt und am Ausgang eine geregelte Gleichspannung zur Verfügung steht.

Aus der Zeitschrift "Siemens Components 24", 1986, Heft 1, Seite 9 bis 13, 30, ist ein derartiges Oberwellenfilter bekannt, das im wesentlichen aus einem Netzgleichrichter mit vorgeschaltetem Funkentstörfilter sowie nachgeschaltetem Schaltnetzteil besteht. Dieses arbeitet in der vorliegenden Anwendung als Hochsetzsteller mit kleiner Eingangskapazität.

Fig. 1 zeigt ein prinzipielles Schaltbild eines bekannten Oberwellenfilters, das als Hochsetzsteller ausgeführt ist. Die Ausgangsspannung U _E des Netzgleichrichters liegt am Eingangskondensator C _E des Schaltnetzteiles an. Der Kondensator C _E liegt einerseits an Masse und ist andererseits über eine Drossel L _s und eine Diode D mit dem einen Anschluß eines Ausgangskondensators C _L verbunden, über dem die geregelte Ausgangsspannung U₀ anliegt, die den Verbraucher R _L speist. Ein Transistor T _Q überbrückt den der Drossel L _s nachgeschalteten Schaltungsteil, wenn er von der Steuerschaltung durchgeschaltet wird. Eine derartige Schaltung arbeitet bekanntlich als Hochsetzsteller, bei dem die minimale Ausgangsgleichspannung U₀ geringfügig über den Spitzenwert der Netzspannung liegt.

Die Steuerspannung hat die Aufgabe, den Transistor T _Q so zu steuern, daß eingangsseitig die Stromaufnahme möglich sinusförmig erfolgt und ausgangsseitig eine Ausgangsspannung U₀, ein Ausgangsstrom I₀ beziehungsweise eine Ausgangsleistung P₀ unabhängig von Netz- und Lastschwankungen geregelt zur Verfügung steht. In der Drossel L _s dürfen keine Stromlücken auftreten, weil sonst der Netzstrom nicht mehr sinusförmig wäre. Dies setzt voraus, daß die Einschaltung des Transistors T _Q erst bei entladener Drossel L _s beginnt. Bei der bekannten Schaltungsanordnung wird deshalb über einer Sekundärwicklung an der Drossel diese Situation abgefühlt. Erfolgt somit die Einschaltung des Transistors T _Q erst bei entladener Drossel L _s , dann ergibt sich bei konstanter Einschaltzeit ein Netzstrom, der proportional zur Netzspannung ist, also im Normalfall sinusförmig verläuft. Zur Regelung der Ausgangsspannung U₀ (bzw. I₀ oder P₀) wird die Einschaltdauer t₁ des Transistors T _Q und damit die Aufladezeit der Drossel L _s verwendet, da die Ausschaltzeit t₂ nur durch die vollständige Entladung der Drossel ist.

Bei der bekannten Steuerschaltung wird die Einschaltdauer t₁ des Transistors durch eine verhältnismäßig komplizierte Schaltung gesteuert, der die Information über die augenblickliche Eingangsspannung U _E , die augenblickliche Ausgangsspannung U₀ und der augenblicklich durch den Transistor fließende Strom zugeführt werden. Außerdem liegt an der Schaltung ein von einer Sekundärwicklung auf der Drossel abgeleitetes Signal zur Anzeige der vollständigen Entladung der Drossel. Die bekannte Schaltungsanordnung umfaßt einen ersten Regelverstärker, in dem die Ist-Ausgangsspannung mit der Soll-Ausgangsspannung verglichen wird, einen Multiplizierer, dem der Ausgangsdifferenzwert des ersten Regelverstärkers und die augenblickliche Eingangsspannung zugeführt wird, einen zweiten Regelverstärker, der den Ist-Strom mit dem Soll-Strom durch den Transistor vergleicht und dessen Ausgangssignal eine Treiberstufe steuert, in der neben einem Verstärker eine bistabile Kippschaltung und mehrere Verknüpfungsglieder angeordnet sind. Neben der Kompliziertheit der bekannten Steuerschaltung besteht bei dieser das Problem, daß über die Sekundärwicklung der Drossel der exakte Zeitpunkt der Durchschaltung des Transistors nur ungenau bestimmt ist. Wird der Transistor T _Q zu früh durchgeschaltet, dann besteht die Gefahr, daß bedingt durch die Rückwärtserholzeit der Diode D ein Kurzschlußstrom aus dem Ausgangskondensator C _L durch den Transistor fließt, der zur Überlastung oder Zerstörung des Transistors und/oder der Diode führen kann. Auch verringert sich der Wirkungsgrad des Hochsetzstellers. Ist andererseits die Ausschaltzeit t₂ länger als die Entladezeit der Drossel L _s , dann treten bedingt durch die Streuinduktivität von L _s und parasitären Kapazitäten des Transistors, der Wicklung und der Diode unerwünschte Schwingungen auf, die den Wirkungsgrad der Schaltungsanordnung herabsetzen. Außerdem entstehen unerwünschte Stromlücken, die zu einer Verzerrung der Sinusform führen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Steuerschaltung für das eingangs genannte Schaltnetzteil anzugeben, die bei vereinfachtem Aufbau in ihrer Funktion verbessert ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Steuerschaltung mit den Merkmalen des Kennzeichens des Patentanspruchs 1.

Durch die Anordnung eines Schwellwertschalters zur Steuerung des Transistors in Verbindung mit einer exakten direkten Abfühlung des Spannungszustandes am Verbindungspunkt zwischen der Induktivität und der Diode kann der optimale Einschaltpunkt des Transistors einfach und sicher eingehalten werden.

Bevorzugte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Steuerschaltung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Weitere Merkmale und Vorteile der erfindungsgemäßen Steuerschaltung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnung. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines bekannten Oberwellenfilters,

Fig. 2 ein Schaltbild des Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Steuerschaltung im Einsatz bei einem aktiven Oberwellenfilter und

Fig. 3 Signalformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Steuerschaltung.

Fig. 2 zeigt ein an das Netz angeschlossenes Funkentstörfilter 10, einen Netzgleichrichter 12, einen Hochsetzsteller 14 und eine erfindungsgemäße Steuerschaltung 16.

Das Funkentstörfilter 10 und der Netzgleichrichter 12 sind bekannt und werden nicht näher beschrieben. Am Ausgang des Netzgleichrichters 12 liegt an einem relativ kleinen Kondensator C _E die gleichgerichtete Eingangsspannung U _E in Form von positiven Sinushalbwellen am Hochsetzsteller 14 an. Während der negative Anschluß des Kondensators C _E mit der gemeinsamen (Masse-)Leitung 20 verbunden ist, liegt an seinem oberen Anschluß die Drossel L _s an, die andererseits über eine Diode D₁ mit dem positiven Anschluß des Ausgangskondensators C _L verbunden ist, der ein Elektrolytkondensator mit wesentlich höherer Kapazität als der Eingangskondensator C _E ist und an dem die geregelte Ausgangsspannung U₀ ansteht, die zur Speisung eines Verbrauchers R _L , insbesondere eines elektrischen Vorschaltgeräts für Leuchtstofflampen oder andere Verbraucher, wie Fernsehgeräte oder dergleichen dient. Der Transistor T _Q liegt mit seiner gesteuerten Strecke zwischen einem Verbindungspunkt 22 der Drossel L _s mit der Diode D₁ und Masse, während sein Steuereingang über einen Widerstand R 13 das Ausgangssignal der Steuerschaltung 16 empfängt. Die augenblickliche Eigangsspannung U _E wird an einem Verbindungspunkt 24 zwischen dem positiven Anschluß des Kondensators C _E und der Drossel L _s abgegriffen und der Steuerschaltung 16 an einem Verbindungspunkt 26 zugeführt, eine Leitung 28 legt ferner die Spannung an dem Verbindungspunkt 22 an einen Eingang 30 der Steuerschaltung 16.

An einem Verbindungspunkt 32 zwischen der Diode D₁ und dem Kondensator C _L wird die Ausgangsspannung U₀ abgegriffen und über in Reihe geschaltete Widerstände R 1 und R 2 einem Eingang 34 der Steuerschaltung 16 zugeführt. Die Steuerschaltung 16 enthält als wichtigsten Baustein einen Schmitt-Trigger STc, der als Schwellwertschalter zum Steuern des Transistors T _Q dient und der die Einschaltzeit des Transistors T _Q und damit die Ladezeit der Drossel L _s abhängig von der Ladung eines an seinem Eingang angeordneten Kondensators C 12 steuert. Die Einschaltdauer des Transistors T _Q wird direkt bestimmt durch die Umladezeit des Kondensators C 12 auf die obere Hysterese-Schwellspannung des Schmitt-Triggers STc.

Diese Umladezeit des Kondensators C 12 wird bestimmt durch den Strom iC₁₂, der wiederum von drei Faktoren bestimmt wird:

• a) Durch den Strom durch einen Widerstand R 12, der einerseits mit einer positiven Bezugsspannung +U _DD , zum Beispiel 12 Volt, und andererseits mit dem Verbindungspunkt 38 zwischen dem Kondensator C 12 und dem Eingang des Schmitt- Triggers STc verbunden ist. Dieser Grundstrom allein würde zur einer konstanten Umladezeit für den Kondensator C 12 führen und somit zu einer konstanten Einschaltzeit des Transistors T₀.
• b) durch einen Strom durch einen zwischen den Verbindungspunkt 24 und den Verbindungspunkt 38 gelegten Widerstand R 11, der einen Strom proportional zur augenblicklichen, von der augenblicklichen Netzspannung abhängenden Eingangsspannung U _E bewirkt und der sich zu dem Strom durch den Widerstand R 12 addiert, wobei bei steigender augenblicklicher Eingangsspannung U _E die Umladezeit des Kondensators C 12 verkürzt wird; c) durch die am Verbindungspunkt 32 über die Widerstände R 1, R 2 abgegriffene Spannung U₀, die über ein noch zu beschreibendes Bezugsspannungsnetzwerk einen Strom i _{R 4}, der an dem Widerstand R 4 einen Spannungsabfall zur Steuerung der Diode D₆ bewirkt. Hierdurch ändern sich die Ströme i _{R 6} und folglich i _{R 5}. Hierdurch wird die Umladezeit des Kondensators C 12 abhängig von der augenblicklichen Ausgangsspannung U₀ verkürzt und damit der Wert der Ausgangsspanung U₀ geregelt.

Ferner ergibt sich, daß sich eine maximale Einschaltzeit t _1max dann ergibt, wenn die Eingangsspannung U _E gegen 0 geht. Damit ist eine untere Betriebsfrequenz des Hochsetzstellers vorgegeben, wobei der Widerstand R 12 proportional zur Einschaltzeit t₁ ist. Diese untere Betriebsfrequenz sollte nicht im menschlichen Hörbereich liegen.

Der Strom i _{R 11} verändert die durch i _{R 12} vorgegebene Einschaltzeit t₁ in Abhängigkeit von der augenblicklichen Eingangsspannung U _E (bzw. der ausgenblicklichen Netzspannung U _N ) im Sinne einer Verkürzung der Einschaltzeit t₁. Der Netzstrom ist bei kleiner Einwirkung von i _{R 11}, das heißt bei einem verhältnismäßig großen Widerstandswert von R 11 annähernd sinusförmig, bei mittlerer Einwirkung etwa halbkreisförmig, was die Übergänge beim Nulldurchgang der Netzspannung verbessert, und bei großer Einwirkung von R 11 nahezu trapezförmig. Bei halbkreisförmiger bzw. trapezförmiger Netzstromaufnahme ergibt sich ein geringerer Maximalstrom durch den Transistor T _Q bzw. die Diode D₁, und die Verluste werden geringer. Ein weiterer Vorteil ist die kleinere Brummwechselspannung am Ausgang der Hochsetzstellers 14.

Am Eingang 34 der Steuerschaltung 16, an dem die Ausgangsspannung U₀ anliegt, ist eine Bezugsspannungsschaltung angeschlossen, die eine steuerbare Zenerdiode D 6 enthält, deren Kathode mit positivem Bezugspotential +U _DD verbunden ist, während ihre Anode an den Widerstand R 5 angeschlossen ist und über Spannungsteiler-Widerstände R 6 und R 7 an Masse liegt. Die Anode der Zenerdiode D 6 ist ferner über einen veränderbaren Widerstand R 4 an den Eingang 34 der Steuerschaltung 16 angeschlossen, der über einen Kondensator C 13 auf positives Bezugspotential +U _DD gelegt ist und mit dem Steuereingang R der steuerbaren Zenerdiode D 6 in Verbindung steht. Bei steigender Ausgangsspannung U₀ steigt die Spannung zwischen der Anode und dem Steuereingang R, so daß der Strom i _{D 6} größer wird und über den Widerstand R 5 und die Diode D 11 die Aufladezeit des Kondensators C 12 verkürzt. Hierdurch wird die Ladezeit t₁ der Drossel L _s kleiner, und die Ausgangsspannung U₀ wird auf ihren Sollwert geregelt. Mittels des veränderbaren Widerstandes R 4 kann der Sollwert der Ausgangsspannung U₀ auf unterschiedliche Werte eingestellt werden.

Von wesentlicher Bedeutung für die Erfindung ist die Bestimmung des Zeitpunktes, zu dem die Aufladung der Drossel L _S nach ihrer Entladung wieder zu beginnen hat, also die Durchschaltung des Transistors T _Q . Wie eingangs erwähnt, ist Voraussetzung dafür, daß zuvor die Drossel L _S vollständig entladen ist und die Rückwärtserholzeit der Diode D₁ nach Aussetzen der Entladung der Drossel L _S abgeklungen ist. Hierzu wird die Spannung am Verbindungspunkt 22 zwischen der Drossel L _S und der Diode D₁ abgegriffen und über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator C 10 und einem Widerstand R 8 am Eingang 30 der Steuerschaltung 16 zugeführt. Nach Beendigung der Entladung der Drossel L _S und nach endgültigem Sperren der Diode D₁ tritt am Verbindungspunkt 22 ein Spannungssprung von U₀ gegen 0 auf, der unmittelbar durch das RC-Glied C 10, R 8 über die Schmitt-Trigger STa, STb und STc den Transistor T _Q sofort einschaltet, so daß die Drossel L _S so lange geladen wird, bis die Spannung am Verbindungspunkt 38 aufgrund der Aufladung des Kondensators C 12 wieder die obere Hysterese-Schwellspannung des Schmitt-Triggers STc erreicht, so daß dieser umgeschaltet wird und den Transistor T _Q sperrt. Zum Erreichen der Startbedingungen beim Einschalten der Schaltungsanordnung ist die Steuerschaltung 16 mit einem weiteren Schmitt-Trigger STa ausgestattet, dessen Eingang an den freien Anschluß des Widerstandes R 8 angeschlossen und durch Dioden D 7 und D 8 bezüglich der Eingangsspannung zwischen Masse und +U _DD geklemmt ist. Hierdurch wird die beim Spannungssprung sehr hohe Eingangsspannung am Widerstand R 8 auf einen Wert geklemmt, der eine Zerstörung des Schmitt-Triggers STa vermeidet. Der Ausgang des Schmitt-Triggers STa ist über einen Widerstand R 9 mit dem Eingang des Schmitt-Triggers STa und über einen Widerstand R 10 mit dem Eingang eines weiteren Schmitt-Triggers STb verbunden, der als Inverter arbeitet und dessen Ausgang an dem einen Anschluß des Kondensators C 12 liegt. Der Eingang des Schmitt-Triggers STb steht ferner über eine Diode D 9 mit dem Verbindungspunkt des Spannungsteilers R 6 und R 7 in Verbindung. Eine Diode D 12 schließt den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 5 und der Diode D 11 an den Ausgang des als Schwellwertschalter wirkenden Schmitt-Triggers STc an.

Falls bei hoher Netzspannung der Augenblickswert von U _E in die Nähe der Ausgangsspannung U₀ kommt, wird über einen Kondensator C₇, der über die Drossel L _S und über die Diode D₁ geschaltet ist, zusätzlich Energie vom Netz auf den Ausgangskondensator C _L übertragen.

Die Widerstände R 1 und R 2 bilden mit einem an Masse angeschlossenen Kondensator C 9 ein T-Glied, und der andere Anschluß von R 2 ist über einen Widerstand R 3 und einen dazu in Reihe geschalteten Kondensator C 11 an positive Bezugsspannung +U _DD gelegt. Diese RC-Kombination eliminiert 100-Hz-Brummanteile aus dem Steuerstrom i _{R 4} durch den einstellbaren Widerstand R 4 und verhindert außerdem eine Schwingneigung des Systems. C 11 wird deshalb auf +U _DD gelegt, damit beim Starten der Strom i _{R 4} möglichst hoch ist und sich ein weicher Start, das heißt ein langsames Aufbauen der Ausgangsspannung U₀ am Ausgangskondensator C _L ergibt.

Ein Widerstand R 14 ist an den Verbindungspunkt 26 und an die positive Bezugsspannung +U _DD gelegt, und eine Diode D 10 ist parallel zu dem Widerstand R 12 geschaltet. Ein externes Abschaltsignal kann über eine Diode D 14 an den Verbindungspunkt 38 am Eingang des Schmitt-Triggers STc angelegt werden.

Nachfolgend wird die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Steuerschaltung gemäß Fig. 2 unter Bezugnahme auf die Fig. 3a und 3b näher erläutert:

Wird das Oberwellenfilter gemäß Fig. 2 an Netzspannung gelegt, dann entwickelt sich über das Funkentstörfilter 10 und den Netzgleichrichter 12 an dessen Ausgang die Eingangsspannung U _E zum Hochsetzsteller 14 in Form positiver Sinushalbwellen. Der durch die Drossel L _S linear steigende Strom führt zu einer Energiespeicherung in der Drossel bis zur Sättigung, wobei die Aufladezeit t₁ durch die Steuerschaltung 16 bestimmt wird. Bei gesperrtem Transistor T _Q entlädt sich die Drossel L _S über die Diode D₁, und der Kondensator C _L wird aufgeladen, so daß sich an ihm eine Ausgangsspannung U₀ aufbaut.

Wie bereits erwähnt, ist die Erfassung des Entladezustandes der Drossel L _S wichtig, die über das Zeitglied C 10, R 8 erfolgt. Sobald der Strom durch die Diode D₁ auf 0 zurückgeht, springt die Spannung am Verbindungspunkt 22 von U₀ gegen 0. Die Drossel L _S versucht nun mit parasitären Kapazitäten eine gedämpfte Schwingung auszuführen. Diese wird durch das Zeitglied R 8, C 10 erfaßt, wobei die erste fallende Flanke der Schwingung aufgrund der Klemmung durch die Diode D₇ und D₈ durch die positive Bezugsspannung +U _DD an den Eingang des Schmitt-Triggers STa gelegt wird, dessen Eingang auf logisch 0 geschaltet wird. Der Ausgang des Schmitt- Triggers STa nimmt damit logisch 1 an und steuert über den Widerstand R 10 den Eingang des Schmitt-Triggers STb auf logisch 1. Hiermit wechselt der Ausgang des Schmitt- Triggers STb von logisch 1 nach logisch 0, wobei dieser Wechsel über den Kondensator C 12 an den Eingang des als Schwellwertschalters arbeitenden Schmitt-Trigger STc übertragen wird, dessen Ausgang auf logisch 1 springt, wodurch der Transistor T _Q eingeschaltet wird und die Aufladung der Drossel L _S linear einsetzt. Der Strom i _TQ erreicht nach der Zeit t₁ den Wert

Dies bedeutet, daß der maximale Strom einmal von der augenblicklichen Eingangsspannung U _E und zum anderen von der Aufladedauer der Drossel L _S beziehungsweise der Einschaltzeit t₁ des Transistors T _Q abhängt.

Die Durchlaufverzögerung durch jeden Schmitt-Trigger beträgt jeweils 50 ns, wenn diese in CMOS-Technik ausgeführt sind, und es ergibt sich somit eine Gesamtdurchlaufverzögerung von 150 ns gegenüber einer minimalen Einschaltdauer t _1min von unter einer µs. Beim Einsatz von Schmitt-Triggern in H-CMOS-Technologie beträgt die Verzögerung pro Einheit ca. 10 ns.

Wie bereits zuvor beschrieben, wird die Einschaltdauer des Transistors T _Q und damit die Aufladezeit der Drossel L _S direkt bestimmt durch die Umladezeit des Kondensators C 12 auf die obere Hysterese-Schwellspannung des Schmitt-Triggers STc. Der Kondensator C 12 ist entladen, wenn der Ausgang des Schmitt-Triggers STb auf logisch 1 steht. Die Aufladedauer t₁ hat dann einen maximalen Wert, wenn die Eingangsspannung U _E gegen 0 geht, und sie verkürzt sich bei steigender Eingangsspannung U _E und einer über dem Sollwert liegenden Ausgangsspannung U₀.

Nach Ablauf der Einschaltzeit t₁, das heißt nach Umschaltung des Schmitt-Triggers STc und Sperren des Transistors T _Q erfolgt die Entladung der Drossel L _S über die Diode D₁ während der Endladezeit t₂, an deren Ende der Entladungszustand der Drossel L _S festgestellt und ein neuer Aufladevorgang eingeleitet wird. Es ergibt sich somit eine freischwingende Schaltung, wobei sich die Frequenz der Schwingung abhängig von der Zeit T=t₁+t₂, beispielsweise zwischen 20 und 100 kHz ändert.

Die Fig. 3a und 3b zeigen den Verlauf dieser Schwingung, und zwar einmal gemäß Fig. 3a den Verlauf des Stromes durch den Transistor T _Q zur Aufladung der Drossel L _S und des Entladestromes durch die Diode D₁. Fig. 3b zeigt den Spannungsverlauf der Spannung U _TQ am Verbindungspunkt 22 bzw. über den Transistor T _Q .

Die gestrichelt eingezeichnete gedämpfte Schwingung würde im Moment der Entladung der Drossel L _S und der Diode D₁ um den Momentanwert der gleichgerichteten Wechselspannung U _E schwingen, wenn nicht bereits die erste Flanke dieser Schwingung am Eingang des Schmitt- Triggers STa abgetastet und zur Zustandsänderung der Steuerschaltung verwendet würde.

Durch die Umladung des Kondensators C 12 und anschließender Umschaltung des Ausgangs des Schmitt- Triggers STb würde eine Überspannung am Schmitt-Trigger STc von ca. 5 V, also eine Spannung +U _DD +5 V entstehen, die jedoch über die Diode D₁₀ geklemmt wird. Bei Verwendung einer integrierten Schaltung mit interner Schutzbeschaltung kann die Diode D₁₀ entfallen, etwa wenn eine Schaltung Hex-Schmitt-Trigger 40106 verwendet wird. Durch die Diode D₁₀ wird außerdem sichergestellt, daß bei schneller Impulsfolge, das heißt wenn die Drossel L _S bei kleiner Netzspannung gleich wieder geladen wird, der Ausgang von STc sofort wieder auf "1" schalten kann.

Es sei darauf hingewiesen, daß ein übermäßiges Ansteigen der Ausgangsspannung U₀ dadurch begrenzt wird, daß der Schmitt-Trigger STc inaktiviert wird und damit keine Aufladung der Drossel L _S erfolgt, solange ein Überspannungszustand herrscht. Im einzelnen dient die Zenerdiode D 6 unter anderem als Überspannungsschutz: Bei steigendem i _{D 6} durch die Zenerdiode steigt die Spannung am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 6 und R 7 so weit an, daß über die Diode D 9 die untere Hysterese-Schwellspannung am Eingang des Schmitt- Triggers STb nicht mehr unterschritten werden kann. Der Ausgang des Schmitt-Triggers STb bleibt dann auf logisch 1, solange U₀ einen durch den Widerstand R 7 festsetzbaren Grenzwert überschreitet. Nach der Aufladung des Kondensators C 12 auf die obere Hysterese-Schwellspannung am Eingang des Schmitt-Triggers STc bleibt der Transistor T _Q gesperrt, bis die Überspannungssituation abgebaut ist. Dies ist unabhängig von der Anfangs-Schwingung des Schmitt-Triggers STa, der durch den Widerstand R 10 vom Eingang des Schmitt-Triggers STb entkoppelt ist.

Es sei darauf hingewiesen, daß der Widerstand R 9 in Verbindung mit der Eingangskapazität des Schmitt- Triggers STa als Startgenerator bei der Einleitung der ersten Schwingung dient.

Vorstehend wurde eine Steuerschaltung für ein aktives Oberwellenfilter beschrieben, die einen sehr einfachen Aufbau und eine sichere Funktion besitzt. Insbesondere wird ein Schwellwertschalter, bevorzugt in Form eines Schmitt-Triggers, verwendet. Die drei Schmitt-Trigger des Ausführungsbeispiels sind bevorzugt in einem IC- Baustein integriert, und die Steuerschaltung ist nicht nur bei Hochsetzstellern, sondern auch bei Tiefsetzstellern (Sperrwandler, Durchflußwandler) und Kombinationen daraus einsetzbar.

Claims (16)

1. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil mit sinusförmiger Stromaufnahme zum Umwandeln einer sinusförmigen Wechselspannung in eine geregelte Gleichspannung, wobei über einen Gleichrichter eine sinusförmige Gleichspannung erzeugt wird, die über einen elektronischen Schalter mit ihrem Strom einer Induktivität auflädt und die Induktivität sich dann über eine Diode auf einen Ausgangskondensator entlädt und der elektronische Schalter abhängig vom Entladezustand der Induktivität, der augenblicklichen gleichgerichteten Spannung am Gleichrichter und der am Ausgangskondensator anliegenden Ausgangsgleichspannung geschaltet wird, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter (T _Q ) von einem Schwellwertschalter (STc) gesteuert wird, der den elektronischen Schalter (T _Q ) für eine Zeitdauer einschaltet, die der Umladezeit eines Kondensators (C 12) auf die obere Hysterese-Schwellspannung des Schwellwertschalters (STc) entspricht, wobei diese Umladezeit abhängig ist von der augenblicklichen gleichgerichteten Spannung am Gleichrichter und der Ausgangsgleichspannung, und wobei der Zeitpunkt der Einschaltung des elektronischen Schalters (T _Q ) bestimmt wird durch den Zustand einer vollständigen Entladung der Drossel.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Entladungszustand der Drossel anhand der Spannung am Verbindungspunkt zwischen Drossel, Diode und elektronischem Schalter und der bei vollständiger Entladung der Drossel (L _S ) auftretende Spannungssprung über ein RC-Glied an den Schwellwertschalter (STc) zu dessen Umschaltung angelegt wird.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungssprung an einen zweiten Schwellwertschalter (STa) angelegt wird, der unter Zustandwechsel den mit dem ersten Schwellwertschalter (STc) verbundenen Kondensator (C 12) entlädt. 4. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den zweiten und ersten Schwellwertschalter (STa, STc) ein weiterer Schwellwertschalter (STb) geschaltet ist.

5. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Umladezeit des Kondensators (C 12) und damit die Einschaltzeit des elektronischen Schalters (T _Q ) bestimmt wird durch Summierung mehrerer Ströme, deren Größe bestimmt ist durch eine Bezugsspannung (+U _DD ), den Augenblickswert der gleichgerichteten Spannung und den Augenblickswert der Ausgleichsspannung.

6. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und dritte Schwellwertschalter Schmitt-Trigger (STa, STb, STc) sind.

7. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schwellwertschalter (STa) durch einen Widerstand (R 9) überbrückt ist, so daß er als Startgenerator arbeitet. 8. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und dritte Schwellwertschalter (STc, STb, STa) in Form einer integrierten Schaltung aufgebaut sind.

9. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Übergangsschutzschaltung vorgesehen ist, die bei Überschreiten eines vorgegebenen Grenzwertes durch die Ausgangsspannung (U₀) den ersten Schwellwertschalter (STc) so lange inaktiviert, bis der Grenzwert wieder unterschritten ist.

10. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schwellwertschalter (STc) durch ein externes Signal inaktivierbar ist.

11. Steuerschaltung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Überspannungsschutzschaltung eine steuerbare Zenerdiode (D 6) und einen Spannungsteiler (R 6, R 7) aufweist, dessen mittlerer Punkt über eine Diode (D 9) mit dem Eingang des Schwellwertschalters (STb) verbunden ist.

12. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein veränderbarer Widerstand (R 4) zur Einstellung der Ausgangsspannung (U₀) zwischen den Verbindungspunkt der Diode (D₁) und des Ausgangskondensators (C _L ) und den Kondensator (C₁₂) geschaltet ist.

13. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung (U₀) am Kondensator (C _L ) über eine RC-Kombination abgegriffen und der Steuerschaltung zur Beeinflussung des Ladestromes für den Kondensator (C 12) zugeführt wird. 14. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (L _S ) und die Diode (D₁) durch einen Kondensator (C₇) überbrückt sind.

15. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des zweiten Schwellwertschalters (STa) über die Dioden (D₇, D₈) geschützt ist.

16. Steuerschaltung nach einem der vorhergenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des zweiten Schwellwertschalters (STa) über eine Diode (D₁₀) geschützt ist.

17. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß durch Dioden (D₁₁, D₁₂) eine zeitrichtige Eingabe des Regelsignals der steuerbaren Zenerdiode (D₆) auf den Kondensator (C₁₂) bewirkt wird.

18. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Unterdrückung von Störschwingungen die steuerbare Zenerdiode (D₆) durch einen Kondensator (C 13) überbrückt ist. 19. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß über einen Widerstand (R 14) zwischen dem Kondensator (C 7) und der Diode (D₇) ein Anlauf der Schaltung bewirkt wird.

20. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß über eine Diode (D₁₅) und einen Widerstand (R 16) auf einen Punkt zwischen dem Kondensator (C 12) und dem ersten Schwellwertgeber (STc) eine externe Steuerung vorgesehen sein kann.