DE3620419A1

DE3620419A1 - Halbleiteroszillator mit extrem hoher frequenz

Info

Publication number: DE3620419A1
Application number: DE19863620419
Authority: DE
Inventors: Kaoru Sendai Miyagi Motoya; Jun-Ichi Nishizawa
Original assignee: Zaidan Hojin Handotai Kenkyu Shinkokai
Current assignee: Zaidan Hojin Handotai Kenkyu Shinkokai
Priority date: 1985-06-18
Filing date: 1986-06-18
Publication date: 1986-12-18
Also published as: GB8614728D0; GB2178620A; GB2178620B; US4745374A; DE3620419C2; JP2614037B2; JPS61289707A

Description

Halbleiteroszillator mit extrem hoher Frequenz

Die Erfindung betrifft einen Halbleiteroszillator, der bei extrem hoher Frequenz betrieben wird, die sogar höher als "superhoch" ist, und insbesondere einen Oszillator, der bei extrem hoher Frequenz betrieben wird und eine Halbleiterdurchgangszeiteinrichtung, die einen frequenzabhängigen negativen Widerstand aufweist, benutzt.

Es sind Oszillatoren bekannt, die als Halbleiterleistungseinheit zum Erzeugen der Schwingungen in einem extrem hohen Frequenzbereich zur Erzeugung von Microwellen, Millimeterwellen oder Submillimeterwellen eine Gunn-Diode oder eine IMPATT-Einrichtung (JMPact-ionization Avalanche Transit Time) oder eine TUNNETT-Einrichtung (TUNNEl injection Transit Hme) verwendet. Bei der Gunn-Diode handelt es sich um eine Halbleitereinrichtung ohne pn-Sperrschicht, die zum ersten Mal durch Gunn zur Erzeugung von Stromcszillationen beim Betrieb im Microwellenfrequenzbereich verwendet wurde. Ihr Betrieb erfolgt derart, daß dann, wenn eine Hochspannung an den gegenüberliegenden Anschlüssen einer Halbleiterplatte gelegt wird, um die Intensität E ihres internen elektrischen Feldes auf einen Wert über einem bestimmten Niveau zu erhöhen, d.h. über einen kritischen Schwellenwert, die Diode in einen elektrisch unstabilen Zustand stürzt, der als Gunn-Effekt bezeichnet wird, bei dem die Änderung de^r mittleren Driftgeschwindigkeit ν der Ladungsträger relativ zu der Feldintensität E, d.h. die differentielle Mobilität dv/dE negativ wird und die Einrichtung Stromschwingungen entwickelt.

Eine Festkörpermicrowellenleistungseinheit, die eine derartige Gunn-Diode verwendet, die als eine wesentliche Komponente dieser Leistungseinheit dient, wurde für einige Zeit nach ihrer Verwirklichung wenig beachtet. Allerdings besitzt die Gunn-Diode den Nachteil, daß dann, wenn die Temperatur der Einrichtung während des Betriebs ansteigt, die Driftgeschwindigkeit als auch die Mobilität derjenigen Elektronen, die Ladungsträger sind, wesentlich abfallen, so daß die Microwellenausgangsleistung fortschreitend mit dem Anstieg der Temperatur der Einrichtung abfällt, wobei außerdem die Oszillationsfrequenzschwelle, die dieser Diode eigen ist, niedrig ist und höchstens bei etwa 100 - 130 GHz liegt, was sehr niedrig im Vergleich zur TUNNETT-Diode und IMPATT-Diode ist, bei denen Oszillationsfrequenzen im Bereich von Submillimeterwellen liegen.

Die IMPATT-Diode und die TUNNETT-Diode werden als Durchgangszeiteinrichtungen mit negativem Widerstand bezeichnet, deren Oszillationsfrequenzen sehr viel höher als diejenige der Gunn-Diode sind, und haben die Aufmerksamkeit als Einrichtungen auf sich gezogen, die die Fähigkeit der Erzeugung einer hohen Oszillationsleistung sogar in einem Hochfrequenzbereich wie dem Submillimeterwellenbereich besitzen.
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Von diesen beiden Diodentypen ist die IMPATT-Diode eine Einrichtung, die einen pn-übergang aufweist, der derart wirksam ist, daß ein Lawinendurchbruch durch eine Sperrspannung bewirkt wird, die an diesen pn-übergang angelegt wird, und daß dieser Lawinendurchbruch seinerseits eine injektion über den pn-übergang von solchen Ladungsträgern bewirkt, die in einer der beiden benachbarten Bereiche erzeugt werden, und daß kraft dieses Lawinendurchbruchs und ebenfalls des Durchgangszeiteffektes der dadurch erzeugten Ladungsträger ein frequenzabhängiger negativer Widerstand, der durch eine Phasenverzögerung zwischen dem Strom und der angelegten Spannung erzeugt wird, zur Entwicklung einer Oszillation und einer Verstärkung bei Hochfrequenz führt.

Während die IMPATT-Diode eine relativ hohe Ausgangsleistung bei einer hohen Betriebsfrequenz einerseits zeigt, besitzt sie andererseits den Nachteil, daß Ladungsträger (Elektronen und positive Löcher) als Ergebnis des Lawinendurchbruchs erzeugt werden, wobei diese Ladungsträger das Halbleiterinnere driften und eine Tendenz hervorrufen, daß die Einrich-

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tung leicht gesperrt wird. Ein weiterer Nachteil stellt das sehr starke Rauschen dar.

Insbesondere bei der IMPATT-Diode besteht der Nachteil, daß ein Anstieg der Temperatur der Einrichtung Schwierigkeiten mit sich bringt, eine Injektion von Ladungsträgern aufgrund des Lawinendurchbruchs zu bewirken. Daher besteht der Nachteil, daß die Ausgangsleistung hiervon in den Frequenzbereich um 100 GHz oder darüber fällt. Dies ist beispielsweise in Kapitel 2, "IMPATT Devices for Generation of Millimeter Waves" von H.J. KUNO in "Infrared & Millimeter Waves" Band 1, Academic Press, 1979, herausgegeben durch K.J. Button, erwähnt. Hierin wird festgestellt, daß der Effekt, daß die Oszillationsfrequenz und der Leistungsausgang einer IMPATT-Diode stark von der Sperrschicht-Temperatur abhängen und daß der typische Temperatur-(T)Koeffizient einer Si-IMPATT-Diode für Frequenz-

drift im Millimeterwellenbereich -5 χ 10 /⁰C beträgt und daß ihr Temperaturkoeffizient für die Leistungsausgangs-(P)-Änderung, d.h. der Leistungsabfall rate dP/dT, -0.005dB/°C beträgt. Daher ist der Temperaturkoeffizient für den Leistungsausgang in einer IMPATT-Diode gewöhnlich negativ.

Gewöhnlich muß bei einer Si-IMPATT-Diode die Sperrschichttemperatur auf einem Niveau niedriger als etwa 200⁰C gehalten werden, um die elektrischen Eigenschaften der Einrichtung zu erhalten und um ferner ein thermisches Ausbrennen zu verhindern. Da jedoch in der Praxis eine Eingangsleistung an die Diode angelegt wird, um ihre Oszillation zu bewirken, wird ihre Sperrschichttemperatur natürlicherweise ansteigen. Selbst wenn eine Wärmesenke wie eine Kupferplatte an der Einrichtung vorgesehen ist, um eine verwendbare Frequenz oder Ausgangsleistung zu erhalten, ist es derzeitiger Stand der Technik, die Einrichtung bei einem Temperaturniveau um die obere Grenze des obengenannten Temperaturbereichs zu betreiben. Eine Methode, um den übermäßigen Anstieg der Temperatur zu verhindern, besteht gemäß T. ISHIBASHI u.a. darin, ein Kühlen mittels flüssigem N₂ der IMPATT-Diode zu bewirken, die dazu ausgelegt ist, bei einer Hochfrequenz zu arbeiten, die insbesondere vom Millimeterwellenbereich zum Submi 11imeterwellenbereich reicht (T. ISHIBASHI, M. INO, T. MAKIMURA und M. OHMORI, "LIQUID NITROGEN-COOLED SUBMILLIMETER-WAVE SILICON IMPATT DIODE", Electronics Letters, 12. Mai 1977, Band 13, Nr. 10, S. 229 bis 230). Diese Methode hat jedoch den Nachteil, daß die gesamte Einrichtung als

ein Festkörperoszillator eine ausgedehnte Größe annimmt.

Im Gegensatz hierzu ist die TUNNETT-Diode derart ausgestaltet, daß sie einen Tunneldurchbruch anstelle des Lawinendurchbruchs, der bei der IM-PATT-Diode stattfindet, und durch den frequenzabhängigen negativen Widerstand ähnlich demjenigen bei der IMPATT-Diode erzeugt, der im Falle der TUNNETT-Diode sowohl durch den Tunneldurchbruch als auch durch den Durchgangszeiteffekt der Ladungsträger, die hierdurch erzeugt werden, bewirkt wird, wodurch Oszillation und Verstärkung bei Hochfrequenz hervorgerufen wird.

Die TUNNETT-Diode bewirkt die Injektion von Ladungsträgern von einem Bereich eines bestimmten Leitfähigkeitstyps in seinen benachbarten Bereich mit entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp aufgrund des Tunneldurchbruchs, d.h. des sogenannten Tunnel effekt es, so daß sie den Vorteil hat, daß nur sehr geringes Rauschen auftritt.

Die Si-IMPATT-Diode, die bisher die Aufmerksamkeit als Halbleitereinrichtung auf sich zog, die Oszillation mit einem relativ hohen Niveau der Ausgangsleistung im üblicherweise verwendeten höchsten Frequenzbereich erzeugt, besitzt die Nachteile, daß sie ein starkes Rauschen während des Betriebs erzeugt und im Frequenzbereich von etwa 100 GHz oder höher ein Drift (Fluktuation) einer Oszillationsfrequenz und ferner eine Reduktion der Ausgangsleistung aufgrund des Anstiegs der Sperrschichttemperatur auftritt, wobei außerdem Probleme im Falle der Verwendung von Kühlmitteln beispielsweise zum Kühlen durch flüssigen Stickstoff aufgrund der dann notwendigen Größe entstehen.

Neben den vorgenannten Halbleitereinrichtungen liefert eine Vakuumröhre beispielsweise ein RückwärtswellenosziIlator (Handelsname: Carcinotron) eine große Leistung im Frequenzbereich vom Millimeterwellenbereich zum Submillimeterwellenbereich. Jedoch besteht der entscheidende Nachteil, daß ihre Lebensdauer sehr kurz, etwa 300 h, ist, was sehr viel kleiner als diejenige einer Halbleitereinrichtung wie der IMPATT-Diode ist, daß sie eine Betriebsspannung von 1000 V oder mehr erfordert, wodurch eine sehr große Stromversorgungseinrichtung notwendig wird ebenso wie eine Vielzahl von Stromversorgungsschaltkreissystemen für den .Betrieb der Röhre, wobei das Gesamtgewicht des Systems sehr groß ist und außerdem

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teuer in der Herstellung und im Betrieb.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen extrem hochfrequenten Oszillator zu schaffen, der eine Halbleiterdurchgangszeitnegativwiderstandseinrichtung verwendet, die eine Oszillation oder eine Verstärkung in einem extrem hohen Frequenzbereich aufgrund des Durchgangszeitsnegativwiderstandes erzeugt und frei von den vorstehenden Nachteilen ist, d.h. bei dem die Ausgangsleistung kaum abfällt, sondern sogar bei erhöhter Einrichtungstemperatur ansteigt.

Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, einen extrem hochfrequenten Oszillator des vorstehend erwähnten Typs zu schaffen, der eine Halbleiterübergangszeitnegativwiderstandseinrichtung derart verwendet, daß die Ladungsträgerinjektion in den Übergangsbereich nicht nur durch Lawinendurchbruch alleine wie im Falle der IMPATT-Diode, noch alleine durch Tunneldurchbruch wie bei der TUNNETT-Diode, sondern unter einer bestimmten Bedingung repräsentiert durch eine Kombination der beiden Phänomene Lawinendurchbruch und Tunneldurchbruch erfolgt, wobei die Abhängigkeit der Ausgangsleistung E des Oszillators von der Temperatur T der Einrichtung (d.h. der Temperaturkoeffizient für die Ausgangsleistungsänderung) ent-

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weder null oder positiv ist, d.h. -^- ^ 0 ist.

Diese Aufgabe wird entsprechend Anspruch 1 gelöst.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind der nachfolgenden Beschreibung und den Unteranspriichen zu entnehmen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in den beigefügten Abbildungen dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert.
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Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform eines Schaltkreissystems
eines extrem hochfrequenten Oszillators unter Verwendung einer Halbleiterdurchgangszeitnegativwiderstandseinrichtung.

Fig. 2A zeigt schematisch im Schnitt ein strukturelles Beispiel der Halbleiterdurchgangszeitnegativwiderstands-Diode.

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Fig. 2B zeigt schematisch das Störstellenverteilungsprofil der

Diode von Fig. 2A.

Fig. 3 zeigt das Diagramm eines tatsächlich gemessenen Beispiels der Sperrstrom-Spannungs-Charakteristik der
Einrichtung und ferner des gemessenen Beispiels in

bezug auf Temperaturabhängigkeit.

Fig. 4 und 5 zeigen Diagramme von Meßbeispielen in bezug
auf die Beziehung zwischen der Ausgangsleistung des
Oszillators und dem Sperrstrom der Diode unter Verwendung der Diodentemperatur als Meßparameter.

Fig. 6 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren Ausfiihrungsbeipiels, das dazu geeignet ist, die Fluktuation
des Oszillatorausgangs relativ zur Temperatur hiervon zu minimalisieren.
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Fig. 1 zeigt ein Schaltkreissystem für einen extrem hochfrequenten Oszillator unter Verwendung einer Halbleiterdurchgangszeitnegativwiderstandseinrichtung gemäß der Erfindung mit einem frequenzabhängigen Negativwiderstand, der von einer Phasenverzögerung zwischen der Stromwellenform und der Spannungswellenform aufgrund der gemischt auftretenden Phänomene der Lawinen- und der Tunnel injektion und aufgrund des Durchgangszeiteffektes, der durch diese Phänomene bewirkt wird, auftritt.

Eine übergangszeitnegativwiderstandsdiode 4 ist auf einem Fuß 2 montiert, der gleichzeitig als Wärmesenke dient. Ein leitender Bereich der Diode 4 ist elektrisch mit dem Fuß 2 verbunden, während ihr anderer leitender Bereich elektrisch mit einem Metallband, das beispielsweise aus Gold besteht, verbunden ist. Das Metallband 5 ist seinerseits über eine Quarzplatte, die auf beiden Seiten metallisiert ist, mit einer Vorspannungselektrode 6 verbunden, die eine äußere Vorspannung anlegt.

Der Fuß 2 und die davon getragene Diode 4 sind in einem rechteckigen Hohlleiter 1 angeordnet, der einen Hohlraumresonator bildet. Die Vorspannungselektrode 6 ist elektrisch von dem Hohlleiter 1 isoliert. Eine Eingangs- oder Vorspannungsspannung wird von einer Stromquelle 8 an die Vorspannungselektrode 6 und den rechteckigen Wellenleiter 1 angelegt. Die Stromquelle 8 kann Gleichstrom oder Impulse liefern. Ein Abstimmkurzschluß 7 ist an einem Ende des Hohlraumresonators des Hohlleiters 1 zum

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Einstellen der Ausgangsleistung in einer Richtung vorgesehen und ein rechteckiger Hohlleiter 9 ist mit dem anderen Ende hiervon verbunden. Der rechteckige Hohlleiter 9 verjüngt sich oder besitzt eine fortschreitend sich ändernde Höhe, um Impedanztransformation zu ermöglichen. Der Hohlleiter 9 ist mit einem E-H-Abstimmer 10, damit die Impedanz mit der Last zusammenpaßt, versehen. Ferner ist ein Isolator 11 und ein Ausgangsanschluß 12 vorgesehen.

Die darin verwendete Diode ist vom p⁺n⁺n~n⁺ -Typ aus GaAs.

Sie ist hergestellt durch Epitaxialwachstum des Kristalls aus der Flüssigphase nach der Temperaturdifferenzmethode bei gesteuertem Dampfdruck, wie sie in der japanischen Patentanmeldung Sho 56-112761 beschrieben ist. Obwohl auch andere Methoden zur Herstellung der Diode verwendet werden können, handelt es sich bei dieser Methode um eine sehr effektive zum Realisieren des Epitaxialwachstums des Kristalls aus der Flüssigphase zum Herstellen einer Halbleitereinrichtung, die zwei oder mehr verschiedene Arten von Elementen wie solche der Gruppe III oder der Gruppe V des periodischen Systems verwenden, die verschiedene Dampfdrücke relativ zueinander haben, und stellt eine Methode dar, die eine Halbleitereinrichtung zu liefern vermag, die aus einem Kristall mit guter Qualität bei minimaler Abweichung von der Stoichiometrie liefern kann und der dementsprechend exzellente elektrische Eigenschaften und eine verlängerte Lebensdauer aufweist.

Die GaAs-p⁺n⁺n~n⁺-Diode ist im Schnitt in Fig. 2A dargestellt, während ihr inneres Störstellenverteilungsprofil in Fig. 2B dargestellt ist.
Gemäß Fig. 2A ist ein GaAs-n⁺-Substrat 20 (p = 10 Λ-cm) vorgesehen, während eine n"Schicht 21, eine n⁺-Schicht 22 und eine p⁺-Schicht 23 durch die vorgenannte Kristallwachstumsmethode in flüssiger Phase aufgewachsen sind. Eine Zn-Diffusionsschicht 24 ist vorgesehen, um den Wert des Kontaktwiderstandes zu minimal isieren, wenn ein ohmscher Kontakt für die p⁺-Schicht 23 vorgesehen wird. Eine Elektrode 25 für die n⁺-Schicht 20 ist beispielsweise eine Au-Ge-Legierungsmetallschicht. Eine Elektrode 26 für die p⁺-Schicht 23 ist entweder eine Ag-Zn-Legierungsmetallschicht oder eine Ag-Zn-Ag-Dreischichtmetallstruktur. Eine Wärmesenke 27 aus Kupfer oder Diamant ist vorgesehen, während Goldschichten 28 und 29 in Kontakt mit der p⁺-Elektrodenschicht und der n⁺-Elektrode stehen. Der Kontakt zwischen der Wärmesenke 27 und der Goldschicht 28, die als Elek-

trode für die p⁺-Schicht 23 dient, wird durch thermische Kompressionsverbindung oder durch Löten mittels eines Lötmittels mit niedrigem Schmelzpunkt gebildet.

Die Diode besitzt eine Störstellenkonzentrationsverteilung gemäß der schematischen Darstellung von Fig. 2B. Die Störstellenkonzentrationsverteilung in der n⁺-Schicht 22 ist derart, daß sie hoch im Konzentrationsgrad ist, und zwar gleich N₊, an einer Stelle, wo die Schicht 22 in Kontakt mit der ρ -Schicht 23 ist, wobei die Konzentration fortschreitend in Richtung auf die n~-Schicht 21 abnimmt. Die n⁺-Schicht, die diese genannte Störstellenkonzentrationsverteilung aufweist, wird erhalten, indem dann, wenn die p⁺-Schicht 23 wächst, Schwefelatome S als Störstellen vom n-Leitungstyp gleichzeitig mit dem Wachstum mit Ge zugegeben werden, das Störstellen vom p-Leitfähigkeitstyp bildet, und zwar in solcher Weise, daß die Menge an Ge größer als die Menge an S ist, um eine p⁺-Schicht zu bilden. Innerhalb des GaAs-Kristalls besitzt S (Schwefel) als Dotierungsmittel vom n-Leitfähigkeitstyp einen größeren Diffusionskoeffizienten im Vergleich zur p-leitenden Verunreinigung Ge. Während des Wachstums p⁺-Schicht 23 in der Flüssigphase, das dem Flüssigphasenepitaxialwachstum der n~-Schicht 21 folgt, unterliegt daher das Dotierungsmittel vom n-Typ in Form der Schwefelatome einer thermischen Diffusion in die n~-Schicht, so daß hier eine dünne n⁺-Schicht 22 gebildet wird, in der die Störstellenkonzentration eine graduelle fortschreitende Änderung wie vorstehend beschrieben ausübt. Zwischen der n⁺-Schicht 22 und der n~-Schicht 21 existiert keine scharfe Grenze in bezug auf ihre Störstellenkonzentrationen. Jedoch kann die Stärke der n⁺-Schicht 22 entweder durch die Länge des zeitlichen Wachstums der p⁺-Schicht 23 oder durch die Länge der Zeit gesteuert werden, während der die Schicht bei konstanter Temperatur nachfolgend zu dem Aufwachsen der p⁺-Schicht 23 gehalten wird.

Es wurde als Ergebnis von Experimenten gefunden, daß ein gutes Resultat erhalten wird, wenn die Störstellenkonzentration der n~-Schicht, die in der Durchgangszeiteinrichtung gemäß der Erfindung verwendet wird, bei 10 >~5 χ 10 cm und einer Störstellenkonzentration der p⁺-Schicht bei 18 3
5 χ 10 cm oder höher erhalten wird. Es wurde auch gefunden, daß die Verteilung der Störstellenkonzentration der n⁺-Schicht 22 gut angenähert werden kann durch folgende Gleichung:

N(x) = N_t exp (-A ) _{+ N(J (1)}

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Eine derartige Störstellenkonzentrationsverteilung der pn-Sperrschicht wird allgemein als "hyperabrupte Sperrschicht" bezeichnet. N, stellt eine maximale Donatorkonzentration der p⁺n⁺-Sperrschicht, L den Grad des Störstellengradienten, die sogenannte Diffusionslänge des Dotierungsstoffes (s/dt", wobei D eine Donatorstörstellendiffusions konstante und T eine Diffusionszeit darstellen) und N_d die Störstellenkonzentration der n~-Schicht 21 dar.

Um die Koexistenz des Tunnelinjektionsphänomens und des Ladungsträgerinjektionsphänomens bewirkt durch Lawinendurchbruch zu realisieren, muß die maximale Donatorkonzentration N_t etwa 3 χ 10 cm" oder höher und die Störstellendiffusionslänge L etwa 50 Ä bis etwa 300 Ä sein. Ein gutes Resultat wird erhalten, indem die Summe (W^) der Dicke der n⁺-Schicht 22 und der n~-Schicht 21 so gewählt wird, daß sichergestellt wird, das der Phasenverzögerungswinkel etwa im Radianten von T" bis 3/2V liegt. Um eine Oszillationsfrequenz von 100GHz oder größer zu erhalten, ist es nur notwendig, VL auf etwa 1um oder kleiner zu setzen. Bei einer derartigen Diode als eine p⁺n-Diode oder eine Schottky-Sperrschichtdiode (Metal1-n-Sperrschichtdiode), die eine abrupte Sperrschicht aufweist, ist es nur notwendig, den Wert der elektrischen Feldintensität an der pn-Sperrschicht während des Betriebs auf etwa 10 V/cm oder größer zu setzen. In der eine p⁺n-Sperrschicht aufweisenden Diode existieren gemeinsam Tunnel injektion von Ladungsträgern und Ladungsträger njeKtion aufgrund des Lawinendurchbruchs, wenn die Störstellenkon-

17 3 zentration des η Bereichs 5 χ 10 Atome/cm beträgt. Wenn diese

17 3

Störstellenkonzentration 5 χ 10 Atome/cm überschreitet, wird die Tunnel injektion dominant. Im Falle einer Schottky-Sperrschichtdiode ist es nur notwendig, die Störstellenkonzentration des n-Bereichs 17 λ
auf etwa 3 χ 10 Atome/cm oder höher zu setzen. Um jedoch einen

Abbau der Lebensdauer der Einrichtung aufgrund einer Erhöhung der Sperrschichttemperatur der Einrichtung zu vermeiden, ist die Verwendung einer pn-Sperrschichtdiode wünschenswert als Durchgangszeitnegativwiderstandsdiode anstelle der Schottky-Sperrschichtdiode. 35

Einige Beispiele aer Sperrstrom-Spannungscharakteristiken (I-V) von Durchgangszeitnegativwiderstandsdioden mit einer Störstellenkonzen-

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tration gemäß Fig. 2B und unter Variation der Einrichtungstemperatur 21°C, 50⁰C und 100⁰C sind in Fig. 3 dargestellt. Im Falle der Diode (a) ist der Wert des Sperrstroms konstant bezüglich des Temperaturkoeffizienten hiervon, der 0 ist, selbst wenn die Einrichtungstem- peratur variiert wird. Im Falle der Diode (b) ist festzustellen, daß das Temperaturkoeffizientenvorzeichen des Stroms zwischen dem Bereich mit kleinem Strom und dem Bereich mit großem Strom unterschiedlich ist und das Vorzeichen von negativ zu positiv wechselt. Jedoch sind in dieser Figur nur die I-V-Charakteristiken der Diode

(b) bei Einrichtungstemperaturen von 21C° und 100⁰C gezeigt. Die Sperrströme bei den Dioden (a) und (b) dieser Beispiele werden durch die Koexistenz der Lawineninjektion und der Tunnel injektion hervorgerufen.

Fig. 4 zeigt das Ergebnis der Messung der Beziehung zwischen dem Sperrstrom und der Oszillatorausgangsleistung bei der Diode (a) von Fig. 3 durchgeführt unter Variation der Einrichtungstemperatur zwischen 21°C, 50⁰C und 100⁰C. Fig. 5 zeigt entsprechende Messdaten für die Diode (b) von Fig. 3. Diese Ergebnisse zeigen, daß die Aus gangsleistung mit einem Anstieg der Temperatur ansteigt und daß der Temperaturkoeffizient für die Ausgangs1eistungsänderung positiv ist, dP/dT > 0 Sperrstroms. Die Oszillationsfrequenz der Diode (a) von Fig. 3 variiert zwischen etwa 127~135GHz mit der Änderung des Wertes des Vorspannungsstromes, während diejenigen der Diode von Fig. 3 eine Variation der Oszillationsfrequenz zwischen etwa 100~116GHz zeigt. Die an diese Dioden angelegte Sperrspannung liegt im Bereich von etwa 5-9V, und ist niedriger als 10V.

Es wird leicht eine Ausgangsleistung von 2OmW des Oszillators bei

einer Oszillatorfrequenz von etwa 120 GHz für den Pulsbetrieb bei einer Arbeitsphase von 1Ϊ und ferner eine Ausgangsleistung von etwa 3OmW in der Nähe von 150 GHz. Das Frequenzspektrum ist ferner sehr stabil und klar, wenn man es von der Messung der stehenden Welle in dem untersuchten Hohlleiterkreis betrachtet. Der Grund hierfür kann darin bestehen, daß wegen des Stroms, der durch die Tunnel injektion, die beträchtlich zu der Oszillation beiträgt, bewirkt wird, eine beträchtliche Reduzierung des Rauschens eintritt.

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Wie vorstehend ausgeführt wurde, besitzt die IMPATT Diode wegen des starken Rauschens und ihres negativen Temperaturkoeffizienten für die Leistungsausgangsänderung dP/dT eine Begrenzung bezüglich der Oszillationsfrequenz. Im Gegensatz hierzu erzeugt die TUNNET Diode nur sehr geringes Rauschen und besitzt einen positiven Temperaturkoeffizienten für die Leistungsausgangsänderung dP/dT, wobei eine sehr hohe Oszillationsfrequenz wie etwa von 300GHz oder größer bei Pulsbetrieb erhalten wird, wie von Nishizawa u.a. berichtet wird (Nishizawa ist der Erfinder der TUNNET Diode und Miterfinder im vorliegenden Fall). Um jedoch nur die Tunnel injektion zu erzeugen, bestand auch ein technisch schwieriges Problem in Bezug auf das Steuern der Störstellen in der Nähe der pn-Sperrschicht. Im Verlauf der Durchführung eines Forschungsvorhabens bezüglich einer TUNNET Diode, die reine Tunnel injektion entwickeln kann, wurde gefunden, daß relativ einfach eine Einrichtung (Diode) erhalten werden kann, bei der die Ladungsträgerinjektion nicht nur durch reine Tunnel injektion alleine, sondern auch teilweise durch Mischung mit Lawineninjektion erreicht werden kann. Eine derartige Diode vom gemischten Typ hat die Vorteile, daß nicht nur das Rauschen minimalisiert ist, sondern auch ein großer Ausgang bei einer hohen Oszillationsfrequenz realisiert werden kann, so daß der Temperaturkoeffizient für die Leistungsausgangsänderung dP/dT entweder "0" oder größer ist. Der Grund dafür, daß dP/dT gleich oder größer Null ist, könnte dadurch erklärt werden, daß aus dem Grunde, weil jene Elektronen, die Tunnelinjektion bewirken, als Keime für die Entwicklung eines Lawinenphänomens dienen, die Temperaturabhängigkeitscharakteristik des Tunnelstroms einen starken Einfluß auf dP/dT ausübt. Ob die Lawineninjektion koexistent mit der Tunnel injektion ist oder nicht kann, wenn eine vereinfachte Bewertung gewünscht ist, durch Prüfen der Temperaturabhängigkeit der I-V-Charakteristik der Einrichtung beurteilt werden. Wenn der Sperrstrom der Diode vollständig alleine durch die Tunnel injektion bewirkt wird, wird eine weitere Steigerung der Oszillationsfrequenz bemerkt. Auch im Falle einer CW-Oszillation wurde eine ähnliche Charakteristik erfaßt. Insbesondere nimmt der Schwellenwertstrom auf etwa 1/2 von demjenigen, der während des Impulsoszillationszustands bemerkt wird, ab und hinsichtlich des Ausgangs wurde bemerkt, daß dieser mit Temperaturanstieg ansteigt.

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Im Falle eines einfach strukturierten Oszillators kann das Beispiel auftreten, bei dem die Fluktuation der Ausgangsleistung kein Problem liefert. Wenn jedoch die Ausgangsleistung etwa zur Modulation oder Demodulation verwendet wird, ist es wünschenswert, daß die Fluktuation der Ausgangsleistung aufgrund der Temperaturvariation so klein wie möglich ist. Durch ein geeignetes Ausgestalten der Diode kann eine sehr kleine Fluktuation der Ausgangsleistung erzielt werden. Durch eine geeignete Ausgestaltung des Schaltkreissystems kann dies durchführbar gemacht werden.

Fig. 6 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Schaltkreissystems eines Oszillators, der in der Lage ist, praktisch die Fluktuation der Ausgangsleistung aufgrund der Temperaturvariation zu eliminieren. Ein Hohlraumresonator 30, auf dem eine Diode wie in Fig. 1 montiert ist, ein Hohlleiter 31, einrichtungsempfindlicher Koppler 32 zur Abnahme eines Teil des Oszillationsausgangs von dem Resonator 30, ein Monitor 33 für die Oszillationsleistung sind vorgesehen, wobei es sich bei letzterem um ein Leistungsmessgerät oder einen Diodendetektor handelt. Eine Spannungsquelle 34 zum Vorgeben des Niveaus des Ausgangs, das von dem Monitor 30 geliefert wird, ein Schaltkreis 35 zum Vergleichen des Ausgangs des Monitors.33 mit der Niveau vorgebenden Spannung und zum Steuern der Rückkopplung der Spannung, die von einer Stromquelle 36 an den Resonator 30 gelegt wird, sind vorgesehen. Um dieses Schaltkreissystem zu betreiben, besteht der erste Schritt darin, zunächst die Beziehung zwischen der Ausgangsleistung von dem Monitor 33 und der Oszillationsausgangsleistung im Resonator 30 zu überprüfen und dann die Bezugsspannungsquelle 34 auf ein gewünschtes Leistungsniveau zu setzen, um hierdurch elektronisch die Vorspannung des Netzgerätes 36 zu steuern, die an die auf dem Resonator montierte Diode angelegt wird. Die Schaltung zur Vornahme dieser Steuerung kann leicht unter Verwendung eines Transistors, einer Diode, eines integrierten Schaltkreises oder dergleichen gebildet werden. Auf diese Weise ist es möglich, im wesentlichen die Fluktuation der Ausgangsleistung zu eliminieren, die von der Temperaturänderung stammt.

Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform wurde eine GaAs-Diode verwendet, um als Durchgangszeitnegativwiderstandsdiode zu die-

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nen. Gleich wirkungsvoll lassen sich aber auch Kristalle der IV-Gruppe wie Silicium, andere Gruppe-Ill-V-Kristalle oder Gruppe-II-VI-Kristalle oder deren gemischte Kristalle verwenden. Ferner kann die Herstellung der Diode auf der MOCV-Methode oder Ionenimplantationsmethode beruhen. Die Diode und der Hohlraumresonator des Schaltkreises als auch andere elektrische Teile können einen PIanarkreis, etwa eine Band- oder Flossenleitung oder eine dielektrische Leitung wie eine Goubou-Leitung zusätzlich zu dem obigen System, das einen Hohlleiter verwendet, verwenden.

Der extrem hochfrequente Widerstandshalbleiteroszillator gemäß der Erfindung kann leicht zu einem solchen realisiert werden, in welchem der Temperaturkoeffizient für die Leistungsausgangsänderung Null oder positiv wird und dessen Ausgang 1OmW oder größer bei der Oszillationsfrequenz von 100GHz oder mehr bei einer vorspannenden Spannung von etwa 10V oder geringer ist, wobei zusätzlich ein derartiger Oszillator bei Normaltemperatur arbeiten kann. Der Oszillator ist daher von sehr hohem industriellem Wert.

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Claims

Patentansprüche 10

1. Extrem hochfrequenter Halbleiteroszillator, umfassend
einen Hohlleiter zur Ausbildung eines Hohlraumresonators, eine HaI-bleiterdurchgangszeiteinrichtung mit einem frequenzabhängigen negativen Widerstand, die in dem Hohlraumresonator montiert ist, eine Netz Versorgung, die über eine Vorspannungselektrode mit der Halbleitereinrichtung zum Anlegen einer vorspannenden Spannung an die Einrichtung und an den Hohlleiter verbunden ist und einen Reflektor, der mit einem Ende des Hohlleiters zum Ausrichten der Ausgangswellen der Einrichtung in einer Richtung verbunden ist, dadurch gekenn zeichnet, daß die Halbleitereinrichtung eine Diode aufweist, deren Ladungsträgerinjektion durch die kombinierten Effekte des Lawinendurchbruchs und Tunneleffekts erfolgt.

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode aus GaAs hergestellt ist und bei einer Spannung von 10V oder

niedriger betreibbar ist.

3. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode entweder ein Gruppe-IV-Kristall, ein Gruppe-III-V-Kristall, ein Gruppe-H-VI-Kristall oder ein Mischkristall hiervon ist, wobei

die Diode bei einer Spannung von 10V oder niedriger betreibbar ist.

4. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ausgangsseitig vom Oszillator Mittel zum Ableiten eines Teils der Oszillatorausgangsleistung und Schaltkreismittel zum Vergleichen der abgeleiteten Ausgangsleistung mit einem Spannungsniveau einer Bezugsspannungsquelle zum Einstellen der Vorspannung auf die Bezugsspannung zum Vermeiden von Fluktuation der Oszillatorausgangsleistung vorgesehen sind.

5. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Abführen eines Teils der Oszillatorausgangsleitung aus einem gerichteten Koppler bestehen.

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