DE3617949A1

DE3617949A1 - Phasensprungdetektor

Info

Publication number: DE3617949A1
Application number: DE19863617949
Authority: DE
Inventors: Frank Kuhn
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1986-05-28
Filing date: 1986-05-28
Publication date: 1987-12-03
Also published as: DE3617949C2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Phasensprungdetektor zur Ermittlung von innerhalb eines definierten Winkelbereichs auftretenden Phasensprüngen in einem ersten in analoger oder digitaler Form vorliegenden Sinuston definierter zulässiger Frequenztoleranz.

Digitale Echokompensatoren müssen nach der CCITT-Empfehlung G.165 mit einem sogenannten Tone-Disabler ausgerüstet sein, der ein Unwirksamschalten des Echokompensators bei Empfang eines speziellen Sinustons ermöglicht. Dieses Unwirksamschalten ist beispielsweise beim Gebrauch automatischer Meßeinrichtungen oder bei der Datenübertragung notwendig. Derartige Echokompensatoren beinhalten die älteren Vorschläge P 36 02 803.7 und P 36 05 325.2.

Bei dem Sinuston, welcher das Unwirksamschalten bewirkt, handelt es sich um eine sinusförmige Schwingung von 2100 Hz ± 21Hz, die für 1 s gesendet wird und zwei Phasensprünge im Bereich 180° ± 10° enthält.

Der Tone-Disabler muß feststellen, ob ein Ton des entsprechenden Frequenzbereiches gesendet wird und ob dieser Ton einen Phasensprung ausreichenden Winkelbetrags enthält. Die erstgenannte Feststellung können bereits bei bekannten digitalen Echosperren eingesetzter Disabler- Typen treffen. Für die letzgenannte Feststellung sind diese jedoch ungeeignet.

Für die Erfindung ist das Archiv der elektrischen Übertragung, 23 (Dez. 1969) 12, Seiten 581-587 von Interesse, aus dem ein Transversalfilter zur Hilbert-Transformation bekannt ist. Weiter die DE-OS 28 33 518 wegen einer Frequenzkorrekturschaltung.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Phasensprungdetektor anzugeben, der in der Lage ist, in dem speziellen Sinuston vorhandene Phasensprünge aufzuspüren und zu entscheiden, ob der Winkel des entdeckten Phasensprungs innerhalb eines frei wählbaren Ansprechsbereichs liegt.

Bei einem Phasensprungdetektor der einleitend definierten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß in Empfangsrichtung nacheinander eine Siebschaltung, eine Frequenzkorrektureinrichtung zur Ableitung eines zweiten Sinustones konstanter Frequenz aus dem ersten Sinuston, ein Pulsformer und eine Erkennungseinrichtung für Phasensprünge innerhalb des definierten Winkelbereichs vorgesehen sind.

Ausgestaltungen dieser Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Anhand von Ausführungsbeispielen wird die Erfindung nachstehend näher erläutert:

Fig. 1 zeigt einen erfindungsgemäßen digitalen Phasensprungdetektor,

Fig. 2 zeigt einen digitalen Einseitenbandmodulator,

Fig. 3 zeigt eine digitale Schwellenschaltung,

Fig. 4a und b zeigen Ausgangssignale eines digitalen Bandpaßfilters im Pulsformer,

Fig. 5a und b zeigen Hüllkurven dieser Ausgangssignale,

Fig. 6 zeigt den Ansprechbereich des Phasensprungdetektors,

Fig. 7 zeigt die Schwellenbildung,

Fig. 8 zeigt die Schwellenbildung bei der digitalen Schwellenschaltung nach Fig. 3 und

Fig. 9 zeigt einen erfindungsgemäßen analogen Phasensprungdetektor.

Fig. 1 zeigt einen erfindungsgemäßen Phasensprungdetektor. Dieser enthält eine Siebschaltung I, eine Frequenzkorrektureinrichtung II, einen Pulsformer III und eine Erkennungseinrichtung IV.

Mit einem Stern versehene Bezugszeichen weisen darauf hin, wieviele Leitungen parallel verlegt und mit der nachfolgenden Baugruppe verbunden sind. Bezugszeichen mit einem a bezeichnen eine digitale Variante und Bezugszeichen mit einem b eine analoge Variante einer Baugruppe.

Die Siebschaltung I enthält den Eingang 1 des Phasensprungdetektors für den ersten Sinuston f 1 und ein digitales Bandpaßfilter 2 a. Dieses weist eine Mittenfrequenz von 2100 Hz und eine 3-db-Bandbreite auf, die um einen Faktor 5 größer als die 3-db-Bandbreite des digitalen Bandpaßfilters 11 a im Pulsformer III ist.

Die Frequenzkorrektureinrichtung II weist einen digitalen Frequenzzähler 4 a, einen digitalen spannungsgesteuerten Oszillator 9 a und einen digitalen Einseitenbandmodulator 6 a auf.

Der Pulsformer III enthält ein digitales Bandpaßfilter 11 a, einen Gleichrichter 12 und ein digitales Tiefpaßfilter 13 a.

Die Erkennungsschaltung IV besteht aus einer digitalen Schwellenschaltung 15 a, aus einem digitalen Komparator 17 a, und aus einem Ausgang 21 des Phasensprungdetektors, sowie aus einem Auslöseschutz mit einem Festspeicher 18, mit einem Relais 19 und mit einem Relais- Schaltkontakt 20.

Fig. 2 zeigt den digitalen Einseitenbandmodulator 6 a detailliert. Er enthält einen Hilbert-Transformator 22 a, digitale Multiplizierer 23 a und 24 a sowie einen digitalen Addierer 25 a.

Fig. 3 zeigt eine Schwellenschaltung 15 a. Diese enthält einen digitalen Multiplizierer 26 a, einen l/x-Faktor- Geber 27 a, ein Speicher 28 a, einen digitalen Komparator 30 a und einen digitalen Tiefpaß 31 a.

Dieser digitale Tiefpaß 31 a enthält einen Eingang 38, digitale Multiplizierer 32 a und 36 a, einen Skalierungsfaktorgeber 33 a, einen digitalen Addierer 34 a, ein Speicher 35 a und einen Rückführungskoeffizientengeber 37 a.

Die Wirkungsweise des digitalen Phasensprungdetektors nach den Fig. 1 bis 3 ist wie folgt:
Erscheint am Eingang 1 ein 2100-Hz-Sinuston ± 21 Hz f 1, dann wird dieser zu einer groben Vorselektion und zur Offset-Unterdrückung durch das digitale Bandpaßfilter 2 a geführt. Anschließend gelangt es in die Frequenzkorrektureinrichtung II, in der aus dem 2100±21-Hz-Sinuston f 1 ein zweiter Sinuston f 2 konstanter Frequenz am Anschluß 10 abgeleitet wird. Dazu ermittelt der digitale Frequenzzähler 4 a die aktuelle Frequenz des ersten Sinustons f 1 und steuert in Abhängigkeit des Ergebnisses den digitalen spannungsgesteuerten Oszillator 9 a so, daß die Differenz bzw. die Summe der Frequenzen des Sinustones f 1 und der Oszillatorschwingung f 3 konstant ist. Bei der anschließenden Modulation im Einseitenbandmodulator 6 a lassen sich, je nach Wunsch, für den zweiten Sinuston f 2 die konstante Summen- oder Differenzfrequenz gewinnen.

Im Impulsformer III wird der zweite frequenzkonstante Sinuston F 2 dem sehr selektiven Bandpaßfilter 11 a zugeführt. Dieses bewirkt einmal durch seinen Dämpfungsgang, daß an seinem Ausgang ein weitgehend rauschfreies Signal erscheint, zum anderen zeigt es ein charakteristisches Umschwingungsverhalten bei einlaufenden Phasensprüngen, wenn die Frequenz des zweite Sinustons f 2 gleich seiner Mittenfrequenz ist. Je weiter der Winkelbetrag des Phasensprungs gegen 180° strebt, um so stärker nähert sich die Hüllkurve des Ausgangssignals einem Wert U _A = 0 V.

Fig. 4 zeigt hierfür zwei typische Beispiele. Bei ± 90° -Phasensprüngen über der Zeit t erreicht die Hüllkurve den Wert U _A = 1/2 U _A max, bei einem ± 180°-Phasensprung den Wert U _A = 0. Sie kann daher für die Auswertung von Phasensprüngen herangezogen werden.

Ihre Gewinnung erfolgt über den Gleichrichter 12 und das digitale Tiefpaßfilter 13 a. Am Anschluß 14 entsteht bei einem Phasensprung ein Impuls, dessen Form in Bezug auf Größe und Dauer für den eingelaufenen Phasensprung charakteristisch ist, wie Fig. 5a und 5b zeigen. Hierbei ist der Gleichwert U _G vom Pegel des Eingangssignals abhängig.

Die Erkennungseinrichtung IV hat zu entscheiden, ob ein im schraffierten Ansprechbereich in Fig. 6 liegender Phasensprung zwischen den Grenzwinkeln ± ρ _G stattgefunden hat. Zu diesem Zweck wird in der digitalen Schwellenschaltung 15 a aus dem Gleichwert U _G der der maximalen Hüllkurvenspannung U _PS entspricht, eine pegelabhängige Schwelle U _SW gebildet. Sie stellt die Grenzwinkel ± ρ _G dar und wird, wie Fig. 7 zeigt, bei zu erkennenden Phasensprüngen über der Zeit t kurzzeitig unterschritten. Der nachgeschaltete digitale Komparator 17 a erzeugt während dieser Zeit einen der Anzeige des Phasensprungs dienenden Impuls U _P, wie er in Fig. 7 unten dargestellt ist.

Für die Bildung der Schwelle sind zwei wichtige Randbedingungen zu erfüllen, nämlich ein schneller Aufbau, damit die Schaltung früh einsatzbereit ist, und ein verzögerter Abfall, damit die Schwelle beim Phasensprungimpuls noch vorhanden ist aber dennoch langsame Pegeländerungen mit vollzieht. Dies leistet die digitale Schwellenschaltung 15 a nach Fig. 3:

Zunächst wird die Spannung U _PS am Eingang 14 mit einem Faktor l/x aus dem l/x-Faktor-Geber 27 a multipliziert und ergibt so einen neuen Wert N. Der digitale Komparator 30 a stellt nun fest, ob dieser Wert N größer, gleich oder kleiner als der alte Wert A am Q-Ausgang des Speichers 28 a ist. Für den Fall N A wird der Wert N in den Speicher 28 a übernommen und gelangt direkt zum Ausgang 21. Der Schwellenaufbau erfolgt somit verzögerungsfrei. Ist aber N ≦ωτ A, wie es beispielsweise bei Pegelabsenkungen oder Phasensprüngen der Fall ist, sorgt der digitale Tiefpaß 31 a in Form eines Rekursivfilters für eine langsame Schwellenabsenkung. Fig. 8 zeigt die Verläufe der Spannungen U _PS, U _SW und U _P bei einem Phasensprung für diese Schwellenschaltung 15 b.

Prinzipiell führt jedes Unterschreiten der Schwelle zu einem Impuls U _P. Dies kann aber auch geschehen, wenn der erste Sinuston f 1 abgeschaltet wird oder dieser Sinuston f 1 eine Pause bestimmter Dauer enthält. Damit diese Möglichkeiten nicht zu einem Fehlauslösen führen, überwacht ein Auslöseschutz den Sinuston f 1. Dieser Schutz besteht aus einem Festspeicher ROM 18. Dieser ist so programmiert, daß der Schaltkontakt 20 des Relais 19 bei korrekten Ergebnissen des digitalen Frequenzzählers 14 a geschlossen bleibt. Bei Ausfall des Sinustons f 1 oder bei Auftreten von Frequenzen außerhalb eines zugelassenen Bereiches fällt das Relais 19 ab und öffnet den Schalter 20. Fehlerergebnisse gelangen so nicht zum Ausgang 21.

Fig. 9 zeigt die analoge Variante des Phasensprungdetektors nach Fig. 1. Die Wirkungsweise ist entsprechend.

Claims

1. Phasensprungdetektor zur Ermittlung von innerhalb eines definierten Winkelbereichs auftretenden Phasensprüngen in einem ersten in analoger oder digitaler Form vorliegenden ersten Sinuston (f 1) definierter zulässiger Frequenztoleranz, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfangsrichtung nacheinander eine Siebschaltung (I), eine Frequenzkorrektureinrichtung (II) zur Ableitung eines zweiten Sinustones (f 2) konstanter Frequenz aus dem ersten Sinuston (f 1), ein Pulsformer (III) und eine Erkennungseinrichtung (IV) für Phasensprünge innerhalb des definierten Winkelbereichs vorgesehen sind (Fig. 1 und 2).

2. Phasensprungdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Siebschaltung (I) ein erstes digitales (2 a) oder analoges (2 b) Bandpaßfilter vorgesehen ist, dessen 3-db-Bandbreite um einen Faktor 5 größer als die 3-db- Bandbreite eines zweiten analogen (11 a) oder digitalen (11 b) Bandpaßfilters im Pulsformer (III) gewählt ist.

3. Phasensprungdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Bandpaßfilter (2 a, 2 b) eine Mittenfrequenz von 2100 Hz aufweist.

4. Phasensprungdetektor nach Anspruch 1 für einen ersten Sinuston (f 1) digitaler Form, dadurch gekennzeichnet,
daß in der Frequenzkorrektureinrichtung (II) ein digitaler Einseitenbandmodulator (6 a) vorgesehen ist, dessen erster Modulatoreingang (3) mit dem Ausgang des ersten digitalen Bandpaßfilters (2 a) verbunden ist,
daß ein digitaler Frequenzzähler (4 a) vorgesehen ist, dessen Eingang ebenfalls mit dem Ausgang des ersten Bandpaßfilters (2 a) verbunden ist, und
daß ein digitaler spannungsgesteuerter Oszillator (9 a) vor vorgesehen ist, dessen Steuereingang (5) mit dem Ausgang des digitalen Frequenzzählers (4 a) und dessen zwei Ausgängen mit dem zweiten (7) und dritten (8) Modulatoreingang des digitalen Einseitenbandmodulators (6 a) verbunden sind (Fig. 1).

5. Phasensprungdetektor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Einseitenbandmodulator (6 a) seinem Eingang (3) nachgeschaltet einen Hilbert-Transformator (22 a), einen ersten digitalen Multiplizierer (23 a), dessen erster Eingang mit dem Ausgang für das transformierte Signal des Hilbert-Transformators (22 a) und dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Modulatoreingang (7) verbunden ist, einen zweiten digitalen Multiplizierer (24 a), dessen erster Eingang mit dem Ausgang für das Referenzsignal des Hilbert- Transformators (22 a) und dessen zweiter Eingang mit dem dritten Modulatoreingang (8) verbunden ist, und einen ersten digitalen Addierer (25 a) enthält, dessen Eingänge jeweils mit dem Ausgang eines der Multiplizierer (23 a, 24 b) verbunden sind und dessen Ausgang den Modulatorausgang (10) bildet (Fig. 2).

6. Phasensprungdetektor nach Anspruch 1 für einen ersten Sinuston (f 1) analoger Form, dadurch gekennzeichnet,
daß in der Frequenzkorrektureinrichtung (II) ein analoger Einseitenbandmodulator (6 b) vorgesehen ist, dessen erster Modulatoreingang (3) mit dem Ausgang des ersten analogen Bandpaßfilters (2 b) verbunden ist,
daß ein analoger Frequenzzähler (4 b) vorgesehen ist, dessen Eingang ebenfalls mit dem Ausgang des ersten analogen Bandpaßfilters (2 b) verbunden ist,
und daß ein analoger spannungsgesteuerter Oszillator (9 b) vorgesehen ist, dessen Steuereingang (5) mit dem Ausgang des analogen Frequenzzählers (4 b) und dessen Ausgänge mit einem zweiten (7) und einem dritten (8) Modulatoreingang des analogen Einseitenbandmodulators (6 b) verbunden sind (Fig. 9).

7. Phasensprungdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Pulsformer (III) eine Reihenschaltung aus einem zweiten digitalen (11 a) bzw. analogen (11 b) Bandpaßfilter, einem Gleichrichter (12), und einem digitalen (13 a) bzw. analogen (13 b) Tiefpaßfilter vorgesehen ist (Fig. 1 und 9).

8. Phasensprungdetektor nach Anspruch 7 für einen zweiten Sinuston (f 2) einer Frequenz von 2 kHz, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Bandpaßfilter (6) einen Filtergrad 6, eine 3-db-Bandbreite von 20 Hz und als Mittenfrequenz entweder die Summen- oder die Differenzfrequenz am Ausgang (10) des Einseitenbandmodulators (6 a, 6 b) aufweist.

9. Phasensprungdetektor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Tiefpaß (13 a, 13 b) einen Filtergrad 1 und eine 3-db-Grenzfrequenz von 300 Hz aufweist.

10. Phasensprungdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Erkennungseinrichtung IV ein erster digitaler (17 a) oder analoger (17 b) Komparator vorgesehen ist, dessen erster Eingang über eine digitale (15 a) oder analoge (15 b) Schwellenschaltung mit einer pegelabhängigen Schwelle und dessen zweiter Eingang unmittelbar mit dem Ausgang des ersten Tiefpaßfilters (13 a, 13 b) verbunden ist und dessen Ausgang den Gesamtausgang (21) bildet und ein Signal abgibt, wenn das Signal am zweiten Eingang kleiner als das am ersten Eingang ist (Fig. 1 und 9).

11. Phasensprungdetektor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Schwellenschaltung (15 a) für eine parallele Verarbeitung von n-bit-Codewörtern
einen dritten digitalen Multiplizierer (26 a), dessen erster Eingang jeweils mit dem Ausgang (14) des ersten digitalen Tiefpaßfilters (13 a) und dessen zweiter Eingang mit einem digitalen l/x-Faktor-Geber (27 a) verbunden ist,
einen erster Speicher (28 a), dessen Speichereingang jeweils mit dem Ausgang des dritten digitalen Multiplizierers (26 a), dessen Takteingang mit einem gemeinsamen Taktanschluß (29) und dessen Speicherausgang mit dem Schwellenschaltungsausgang (16) verbunden ist,
ein zweites digitales Tiefpaßfilter (31 a) erster Ordnung, dessen Eingang (38) mit dem Ausgang des dritten Multiplizierers (26 a), dessen Ausgang mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17 a) und das mit einem Rückführungskoeffizientengeber (37 a) verbunden ist, und
einen zweiten digitalen Komparator (30 a) enthält, dessen erster Eingang mit dem Ausgang des dritten digitalen Multiplizierers (26 a), dessen zweiter Eingang mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17 a), dessen erster Ausgang mit dem Freigabeeingang des ersten Speichers (28 a) verbunden ist und deren zweiter Ausgang mit dem Freigabeeingang des zweiten Speichers (35 a) verbunden ist, wobei der erste Ausgang ein Signal abgibt, wenn das Signal am ersten Eingang gleich oder größer dem am zweiten Eingang ist und wobei der zweite Ausgang ein Signal abgibt, wenn das Signal am ersten Eingang kleiner als das am zweiten Eingang ist (Fig. 3).

12. Phasensprungdetektor nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite digitale Tiefpaßfilter (28 a)
einen vierten digitalen Multiplizierer (32 a), dessen erster Eingang den Eingang (38) des zweiten digitalen Tiefpaßfilters (31 a) bildet und dessen zweiter Eingang mit einem Skalierungsfaktorgeber (33 a) verbunden ist,
einen zweiten digitalen Addierer (34 a), dessen erster Eingang mit dem Ausgang des vierten digitalen Multiplizierers (32 a) verbunden ist,
einen zweiten Speicher (35 a), dessen D-Eingang mit dem Ausgang des zweiten digitalen Addierers (34 a), dessen Q-Ausgänge mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17 a) und deren Takteingang mit dem gemeinsamen Taktanschluß (29) verbunden ist, und
einen fünften digitalen Multiplizierer (36 a) enthält, dessen erster Eingang mit dem Rückführungskoeffizientengeber (37 a), dessen zweiter Eingang mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17 a) und dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des zweiten digitalen Addierers (34 a) verbunden ist (Fig. 3).

13. Phasensprungdetektor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,
daß als Auslöseschutz ein Festspeicher (18) vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang des Frequenzzählers (4 a, 4 b) verbunden ist, und
daß ein Relais (19) vorgesehen ist, dessen Wicklung mit dem Ausgang des Festspeichers (18) verbunden ist und dessen Schaltkontakt (20) dem Ausgang des zweiten Komparators (17 a, 17 b) nachgeschaltet ist (Fig. 1 und 9).

14. Phasensprungdetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche gekennzeichnet durch seine Anwendung in einem Schalter zum Unwirksammachen eines Echokompensators.