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Schaltungsanordnung zur Komtensation von Echos
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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von
Echos, die durch unvollkommene Leitungsnachbildungen an Gabelübertragern und durch
Frequenzverwerfung aufgrund von im Übertragungsweg zwischen einem nahen und einem
fernen Gesprachsteilnehmer liegenden, nichtsynchronen Trägerfrequenzsystem entstehen,
bei der aus dem vom fernen Teilnehmer kommenden Nutzsignal weitere Signale über
eine gegebenenfalls als Transversalfilter aufgebaute Filterbank entnommen und diese
Signale über Einstellglieder einer Bewertung unterworfen und in einem Summierer
addiert werden, dessen Ausgangssignale einem Subtrahlerer zugeführt werden, dessen
anderem Eingang das von Gabelübertrager kommende Echo über eine Frequenzkorrekturschaltung
zugeführt wird und an dessen Ausgang das Restecho erscheint, das nach Bewertung
mit einem vorgegebenen Faktor a Multiplizierern zugeführt und dort mit den der Filterbank
entnommenen Signalen multipliziert wird, und weiterhin die den Yultiplizierern entnommenen
Signale Integrieren zugeführt werden, deren Ausgangssignale die Einstellglieder
steuern.
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Bei der Übertragung von elektrischen Nachrichtensignalen über laufzeitbehaftete
Ubertragungsstrecken, wie zum Beispiel Seekabel- oder Satellitenverbindungen kehren
die insbesondere an den Gabelschaltungen reflektierten Sprechsignale des fernen
Teilnehmers um die doppelte Laufzeit der Vierdrahtverbindung verzögert zum sprechenden
Teilnehmer zurück und können hier derart störend in Erscheinung treten, so daß eine
normale Gesprächsführung unmöglich wird. Zur Kompensation solcher Echos sind sogenannte
adaptive Echokompensatoren bekannt geworden, mit deren Hilfe die Unterdrückung von
Echos dann möglich ist, wenn sich die Ubertragungseigenschaften der Nachrichtenübertragungsstrecke
im Verlauf einer Übertragung ändern.
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Solche Echokompensatoren sind u.a. durch den Artikel "An Adaptive
Echo Canceller" von M.M. Sondhi aus "The Bell System Technical Journal", März 1967,
Seiten 497 bis 511, bekannt. Bei Echounterdrückern dieser Art wird das Sprechsignal
des fernen Teilnehmers durch einen adaptiven Vierpol geleitet, der durch einen Korrelator
derart eingestellt wird, daß sich die Übertragungsfuiilftion des Vierpols an die
des Echopfades, also hauptsächlich an die des Gabelübertragers annähert. Als Folge
dieses Adaptionsvorganges liefert der Vierpol ein simuliertes Echo signal, welches
im subtrahierenden Sinn dem Sprechsignal des nahen Teilnehmers zugeführt ist, so
daß eine weitgehende Kompensation der Echo signale ohne Beeinflussung des gleichzeitig
vorhandenen Sprechsignales des nahen Teilnehmers erzielt wird.
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Weiterhin ist durch das C.C.I .T.T. -Dokument, Study Group XV, Question
10/XV, Genf 8. bis 21. April 1970, Temporary Document o. 2-2, ein Echokompensator
bekannt geworden, bei dem die Einstellung der einzelnen Einstellglieder durch eine
Kreuzkorrelation des Re-stechos mit den einer Filterbank entnommenen Signalen erfolgt.
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quenzverwerfungen in nichtsynchronen Trägerfrequenzsystemen
sind bei aiesen bekannten Anordnungen jedoch nicht berücksichtigt, denn es wird
davon ausgegangen, daß sich der Echopfad linear und zeitinvariant verhält.
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3ei nichtsynchronen Trgerfrequenzsystemen entsteht eine 7erschiebung
der Frequenzlage de-s Echos. Diese frecuenzersetzten Echos können mit einem üblichen
adaptiven Rchokompensator nicht mehr zufriedenstellend ausgeglichen werden. Hierauf
ist bereits in der Arbeit "Continuously Ada?-tlve Echo Cancellers" in der Zeitschrift
"Electronics Letters", 5. Febr. 1970, Vol. 6, No. 3, Seiten 69 bis 71.
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hingewiesen und eine Schaltung angegeben, die diesen Frequenzverwerfungen
Rechnung tragt. Es ist nicht erkennbar, Db der Regelmechanismus bei dieser Schaltung
auch dann noch gewährleistet ist, wenn beide Gesprächsteilnehmer gleichzeitig sprechen.
Aus der DE-OS 22 12 590 ist eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von Echos
bekannt, durch die eine Frequenzverwerfung auch dann kompensiert werden kann, wenn
beide Gesprächsteilnehmer gleichzeitig sprechen.
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Aus der DE-RS 21 26 466 ist weiterhin ein adaptiver Echo kompensator
bekannt, bei dem die Frequenzverwerfung des Trägersystems durch einen Frequenzversetzer
ausgeglichen wird. Da die Größe des Frequenzversatzes des Trägersystems zu Beginn
einer Fernsprechverbindung nicht bekannt ist, ist eine schnelle Regelung eines derartigen
Frequenzversetzers erforderlich.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es deshalb, für eine Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art eine schaltungstechnische Realisierung der Frequenzversetzers
und seiner Regelung anzugeben, durch die unter relativ geringem schaltungstechnischen
Aufwand bei Frequenzverwer-
fung eine rasche Kompensation des Echos
sowohl bei Gegensprechen als auch bei nichtkontinuierlichem Redefluß gewährleistet
ist.
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Ausgehend von einer Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art
zur Kompensation von Echos, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst,
daß die Frequenzkorrektur-Schaltung zwei Multiplizierer mit j jeweils zwei Eingängen
enthält sowie einen ersten Addierer, oessen Eingänge den Ausgängen der Multiplizierer
nachgeschaltet sind, daß die Frequenzkorrektur-Schaltung ferner einen eingangsseitig
mit dem in der abgehenden Richtung zum fernen Teilnehmer führenden Anschluß des
Gabelübertragers verbundenen Hilbert-Transformator enthält, dessen Ausgang mit dem
ersten Eingang des ersten Multiplizie--rers und dessen Eingang weiterhin mit dem
ersten Eingang des zweiten Multiplizierers verbunden ist, daß die Frequenzkorrekturschaltung
weiterhin einen spannungsgesteuerten Oszillator mit zwei Ausgängen enthält, dessen
ersten Ausgang auftretendes erstes Modulationssignal u5 dem zweiten Eingang des
ersten Multiplizierers und dessen am zweiten Ausgang auftretendes, gegenüber dem
ersten Modulationssignal us um sec/2 phasenverschobenes zweites Modulationssignal
Uc dem zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers zugeführt ist, daß das erste
Modulationssignal u5 dem einen Eingang eines mit seinem anderen Eingang mit dem
zum fernen Teilnehmer führenden Anschluß des Gabelübertragers verbundenen ersten
Modulators zugeführt ist, daß ein zweiter Modulator vorgesehen ist, dessen Eingänge
mit dem durch einen ersten Inverter invertierten zweiten Modulationssignal uc bzw.
mit dem Ausgangssignal des Hilbert-Transformators beaufschlagt sind, daß die Ausgänge
der Modulatoren mit den Eingängen eines zweiten Addierers verbunden sind, daß dem
Ausgang des zweiten -Addierers ein mit seinem weiteren Eingang durch das invertierte
Restecho e beaufschlagter dritter Multiplizierer
nachgeschaltet
ist, und daß der Ausgang des dritten Itiuitiplizierers über ein Integrierglied mit
dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators verbunden ist.
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Von besonderem Vorteil ist, daß durch die erfindungsgemäße Struktur
der Frequenzversatz-Korrekturschaltung die Frequenzversetzung und die Regelung des
Frequenzversatzes aus derselben Schaltung gewonnen werden kann.
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Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
angegeben.
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Nachstehend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen noch
näher erläutert.
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Es zeigen in der Zeichnung Fig. 1 den Aufbau einer Schaltungsanordnung
nach der Erfindung Fig. 2 eine besondere Ausgestaltung eines Details der Schaltung
nach Fig. 1.
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Fig. 1 zeigt als Ausschnitt aus einer Fernsprechweitverkehrsverbindung
über eine oder mehrere laufzeitbehaftete Vierdrahtstrecken den Übergang von einer
Vierdrahtstrecke mit einer ankommenden Richtung 1-2 und einer abgehenden Richtung
4-5 zu einer Zweidrahtstrecke 3 über eine mit einer Nachbildung ausgerüsteten Gabel
G. Hierbei ist der Echokompensator wX einerseits in die ankommende Richtung 1-2
und andererseits in die abgehende Richtung 4-5 eingeschaltet, wobei jedoch zwischen
diesem Echokompensator EK und der Gabel G sich durchaus noch eine längere Vierdrahtstrecke
befinden kann.
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Der adaptive-Vierpol des Echokompensators EK besteht beispielsweise
entsprechend der Anordnung nach der DE-AS 22 39 452 aus einer Filterbank mit einer
größeren Anzahl eingangsseitig parallelgeschalteter oder in Transversalstruktur
geschalteter Filter, sodann aus den Filtern nachgeschalteten Stellgliedern und einem
nachfolgenden Summierer. Der Eingang dieses Vierpols is. aus dem Signal der ankommenden
Richtung 1-2 gespeist; der Ausgang des Vierpols speist ein simuliertes Echosignal
y über einen Differenzverstärker 6 im subtrahierenden Sinn in die abgehende Richtung
4-5 ein. Im a3gegllchenen Zustand hat der Vierpol annähernd die gleiche übertragungsfunktion
wie die des Echopfades vom Eingang des Vierpoles über die Gabel G zurück zum nichtinvertierenden
Eingang des Differenzverstärkers 6, so daß am Ausgang des Differenzverstärkers 6
eine weitgehende Kompensation des über die Gabel G übergetretenen Echos y erfolgt.
Das vom nahen Teilnehmer, welcher über die Zweidrahtstrecke 3 an die Gabel G angeschlossen
ist, stammende Sprechsignal erscheint im abgehenden Weg 4 des Vierdrahtweges als
das Signal n. Das Restecho-Signal e am Ausgang des Differenzverstärkers 6 ergibt
sich daher zu e=y-y+n=e+n.
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Das Restecho-Signal e wird weiterhin über eine i-nrichtung 7 mit einem
Faktor a bewertet und zum Echokompensator EK zurückgeführt.
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Be Echokompensation ohne Frequenzkompensation verschlechtert sich
mit wachsendem Frequenzversatz Q die vchokompensation, da das aus Gabel und nichtsynchronem
Trägersystem bestehende Gesamtsystem zeitvariant ist, während die bekannten Echokompensatoren
zur Adaption von zeitinwarianten Systemen ausgelegt sind.
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Durch eine in die abgehende Richtung 4-5 der Vierdrahtstrecke eingefügte
und dem nichtinvertierenden Eingang des Differenzverstärkers vorgeschaltete Frequenzkorrektur-Schaltung
FR kann nun, wie dies beispielsweise aus der DE-OS 22 12 590 bekannt ist, das Echo
y um eine Frequenz-Q frequenzversetzt werden, so daß das am Ausgang der Frequenzkorrektur-Schaltung
FR auftretende Echo z unter der Bedingung Q=Q gegenüber dem Eingangssignal x des
fernen Teilnehmers nicht mehr frequenzversetzt ist.
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Dieses Echo kann nun von dem Echokompensator EK in bekannter Weise
kompensiert werden.
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Da zu Beginn einer Telefonverbindung der Wert des Frequenzversatzes
Q nicht bekannt ist, soll durch die Erfindung eine Regelung angegeben werden, durch
die auch bei Gegensprechen der geschätzte Frequenzversatz ß sehr schnell an den
tatsächlichen Frequenzversatz Q herangeführt werden kann. Hierfür ist die nachstehend
beschriebene Struktur der Frequenzkorrektur-Schaltung FR sehr vorteilhaft geeignet.
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Im einzelnen enthält die Frequenzkorrekturschaltung FR zwei Multiplizierer
M1,M2 mit jeweils zwei Eingängen und einen ersten Addierer A1, dessen zwei Eingänge
den Ausgängen der Multiplizierer Ml und M2 nachgeschaltet sind.
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Weiterhin enthält die Frequenzkorrektur-Schaltung einen eingangsseitig
mit den in der abgehenden Richtung 4 führenden Anschluß des Gabeiübertragers G verbundenen
Hilberttransformator H, an dessen Eingang somit das an der Gabel entstehende und
in der abgehenden Richtung 4 laufende Echosignal y+n liegt. Der Ausgang des Hilberttransformators
H ist mit dem ersten Eingang des ersten Multiplizierers Mi und der Eingang des Hilbertransformators
ist weiterhin mit dem ersten Eingang des zweiten Multiplizierers M2
verbunden.
Die Frequenzkorrekturschaltung enthält außerdem einen spannungsgesteuerten Oszillator
VCO, an dessen beiden Ausgängen zwei gegeneinander um /2 phasenverschobene Modulationssignale
u5 und uc auftreten. Das am ersten Ausgang anliegende erste Modulationssignal u@=sin(-#t+#@)
ist hierbei dem zweiten Eingang des ersten Multiplizierers M1 zugeführt, während
das am zweiten Ausgang des Oszillators VCO anliegende zweite Modulationssignal uC=cos(-0t+o)
dem zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers M2 zugeführt ist.
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Zur adaptiven Steuerung der Frequenzkorrektur-Schaltung FR ist ein
Schaltungsblock vorgesehen, der zwei Modulatoren MR1 und MR2, einen mit den Ausgängen
der Modulatoren verbundenen zweiten Addierer A2, einen dem zweiten Addierer A2 nachgeschalteten
dritten Multiplizierer M3 und ein mit dem Ausgang des dritten Multiplizierers verbundenes
Integrierglied IG enthält. Der Ausgang des Integriergliedes IG ist mit dem Eingang
des spannungs gesteuerten Oszillators VCO der Frequenzkorrektur-Schaltung FR verbunden.
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Die beiden Eingänge des ersten Modulators MR7 sind mit dem zum fernen
Teilnehmer abgehenden Anschluß 4 des Gabelübertragers G, an dem das Echo y+n auftritt
bzw. mit dem ersten Modulationssignal u5 des Oszillators VCO verbunden.
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Die zwei Eingänge des zweiten Modulators MR2 sind dagegen mit dem
durch einen ersten Inverter I1 invertierten zweiten Modulationssignal Uc bzw. mit
dem am Ausgang des Hilbert-Transformators H gebildeten Signal H(y+n) beaufschlagt.
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Der erste Eingang des dritten Multiplizierers M3 ist dem zweiten Addierer
A2 nachgeschaltet, während dem zweiten Eingang des dritten Multiplizierers das am
Ausgang des Differenzverstärkers 6 anliegende, durch einen weiteren Inverter I2
invertierte Restechosignal -e zugeführt ist.
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Der Ausgang des dritten Multiplizierers M3 ist über ein
zur
Einstellung der Integrationskonstanten vorgesehenes Multiplizierglied B mit dem
Integrierglied IG verbunden, an dessen Ausgang wie nachstehend im einzelnen erläutert
wird, ein zur Steuerung der FreQuenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO geeignetes
Signal anliegt. Durch die Steuerung wird der Oszillator VCO auf eine Frequenz #
eingestellt, durch die der auftretende Frequenzversatz Q mittels der Frequenzkorrektur-Schaltung
FR weitgehend kompensiert werden kann.
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In Fig. 1 ist der zur Steuerung der Integrationskonstanten B erforderliche
Schaltungsteil der übersicht halber lediglich schematisch als mit dem Bezugszeichen
IB bezeichneter Schaltungsblock angegeben, an dessen Eingängen das Signal z+n",
also das am Ausgang des ersten Addierers Al auftretende frequenzkompensierte Echosignal
und das Signal «, also das am Eingang der Einrichtung 7 auftretende Bewertungssignal
a für die optimale Steuerung des 3chokompensators, anliegen. Am Ausgang des Schaltungsblocks
IB liegt das dem Bewertungsglied B zugeführte Signal B, mit dem die Integrationskonstante
des Integriergliedes IG gesteuert wird.
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Durch den Schaltungsblock IB soll die Funktion r T 4 (1) nachgebildet
werden, wobei T = 1 die Abtastkonstante 2fo und die die Leistung des vom fernen
Teilnehmer ankommenden Signales bedeuten.
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In der Fig. 2 ist eine schaltungstechnische Realisierung des Schaltungsblocks
IB im einzelnen angegeben. Er enthält zwei quadratische Mittelwertbildner QM1 und
QM2, die jeweils aus der Serienschaltung einer als Quadrierer geschalteten Multipliziergliedes
und eines nachfolgenden Tiefpasses TP bestehen. Am Eingang des ersten Mittelwertbildners
QM1 liegt das aus der Frequenzkorrektur-Schaltung FR gewonnene Echosignal z+n, das
am Ausgang von QM1 in das Signal a = <(Z+n)2 > umgewandelt vorliegt und von
einem nachfolgenden Multiplizierer M4 mit dem konstanten Faktor 4 multipliziert
wird. Am Eingang des zweiten Mittelwertbildners QM2 liegt das vom fernen Teilnehmer
ankommende Signal x,-das anschließend in das Signal #x2=<x2> umgewandelt und
durch einen dem zweiten Mittelwertbildner nachgeschalteten Multiplizierer M5 mit
dem Faktor a/T multipliziert wird. Das am Ausgang des Multiplizierers anliegende
Signal #=α/T#x2 wird durch einen nachfolgenden als Quadrierstufe geschalteten
Multiplizierer M6 mit sich selbst multipliziert und dadurch in ein Signal t2 umgewandelt.
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Die an den Ausgängen der Multiplizierer M6 bzw. M4 anliegenden Signale
bzw. 4a werden den beiden Eingängen einer Dividierstufe D zugeführt, an deren Ausgang
dann das zur EinstellUng des Bewertungsgliedes B erforderli-@@ che Signal B = auftritt.
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4a Im folgenden wird der in Fig. 1 gezeigte Oszillator VCO mit dem
Integrierglied IG und der Integrationskonstanten ß betrachtet. Die Größe ß bestimmt
die Empfindlichkeit gegenüber Störungen.
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Die Frequenz Q soll nun so eingestellt werden, daß die Leistung des
Restechos minimiert wird. # soll nach dem Gradientenverfahren geregelt werden.
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Ist dem Echo z noch ein Störsignal n", welches durch das Sprachsignal
des nahen Teilnehmers erzeugt wird, überlagert, so ergibt sich für e der Ausdruck
e = v - #, v = z + n". (4) @ e2 Zur Instrumentierung von (2) muß ein Ausdruck für
@@ gefunden werden.
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Vor dem' Frequenzkompensator entspricht dem Signal n" ein Signal n,
das um Q frequenzversetzt ist, Da v gemäß Fig. 1 mit y + n durch die Beziehung v
= H(y+n) sin(-t) + (y+n) cos(-#) (5) # e2 verknüpft ist, ergibt sich für die Größe
# # der instrumentierbare Ausdruck
= 2 e (-H(y+n) cos(-7y) + (y+n) sin(-2)), (6) da die in (6) benötigten Größen in
dem Frequenzkompensator zur Verfügung stehen.
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Im folgenden soll gezeigt werden, daß bei der Regelung gemäß Gleichung
(2) Q gegen # konvergiert.
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Da die Phase ytt) als quasistationär gegenüber den 'hochfrequenten
Signalen y,n betrachtet werden kann, ist die Hilberttransformierung von v gemäß
(5) durch
H v = - (y+n) sin(-#) + H(y+n) cos(-#) gegeben. Ein Vergleich
mit (6) ergibt die Beziehung #v #e@ = - H v , wodurch durch ## ## #e2 = - 2 e H
v gegeben ist, so daß Gleichung (2) die Form d# dt = ß#e#H(v) (7) erhält.
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Wird mit die auf T = tn+1-tn normierte Frequenzabweichung = (# - #n)T
(8) bzeichnet, so läßt sich (7) in eine Differenzgleichung bezüglich #n umformen:
n+1 = #n - T ßn en Hvn . (9) Arbeitet der Echokompensator mit konstanter Gradientenschrittweite
a, so kann für den Erwartungswert von bn die n folgende Gleichung <#n+1> =
<#n> - Bn T<z@> (q@ sin(#o - #n) +
q = 1 - α<x2>,#n+1 = #n + <#n> (10) gefunden werden, die für T#O
in die Differentialgleichung
übergeht.
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Da beim Echokompensator &(t) sehr klein ist sind im Bereich großer
Werte der Funktion e -#t(##100 ohne Gegensprechen) die Phasen #(t) sehr klein. Damit
können in (11) die Näherungen cos(#(t-t'))#1, sin(#(t-t'))#0 eingeführt werden:
Die Lösung von (11) lautet
Für B; G klingt <#(t)>mit e -@/2t ab, während für 2 ß< <#(t)> nur
mit e - #/2t+u/2t abnimmt. Damit sollte ß so gewählt werden, daß ß der Ungleichung
#2 ß# 4a (14) genügt. Mit wachsendem ß nimmt bei Anwesenheit von Störungen die Varianz
von @ zu. Deshalb ist ein Kompromiß zwischen einer schnellen Konvergenz von <#>
und einer kleinen Varianz von # zu suchen. Um ein möglichst schnelles Einlaufen
des Echokompensators zu erreichen, muß de
Gradientenschrittweite
α mit wachsender Störung auf kleinere Werte geregelt werden. Da # mit a im
wesentlichen @@ Übereinstimmt, ist die Wahl von ß in der Form ß# bei 4a einer Regelung
von # recht günsitg, da dann ß bei Anwesenheit von Störungen kleine Werte annimmt.
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2 Patentansprüche 2 Figuren