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Schaltungsanordnung zur Kompensation von Echos in nichtsyn-
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chronen Trägerfrequenzsvstemen Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
zur Kompensation von Echos, die durch unvollkommene Leitungsnachbildungen an Gabelübertragern
und durch Frequenzverwerfung aufgrund von im Übertragungsweg zwischen einem nahen
und einem fernen Gesprächsteilnehmer liegenden, nichtsynchronen Trägerfrequenzsystemen
entstehen, bei der aus dem vom fernen Teilnehmer kommenden Nutzsignal weitere Signale
über eine gegebenenfalls als Transversalfilter aufgebaute Filterbank entnommen und
diese Signale über Einstellglieder einer Bewertung unterworfen und in einem Summierer
addiert werden, dessen Ausgangssignale einem Subtrahierer zugeführt werden, an dessen
anderem Eingang das vom Gabelübertrager kommende Echo liegt und an dessen Ausgang
das Restecho erscheint, das nach Bewertung mit einem vorgegebenen Faktor Multiplizierern
zugeführt und dort mit den der Filterbank entnommenen Signalen multipliziert wird,
und weiterhin die den Multiplizierern entnommenen Signale Integrierern zugeführt
werden, deren Ausgangssignale die Einstellglieder steuern, und die weiterhin eine
Frequenzkorrekturschaltung enthält.
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Bei der Übertragung von elektrischen Nachrichtensignalen über laufzeitbehaftete
Übertragungsstrecken, wie zum Beispiel Seekabel- oder Satellitenverbindungen kehren
die insbesondere an den Gabelschaltungen reflektierten Sprechsignale des fernen
Teilnehmers um die doppelte Laufzeit der Vierdrahtverbindung verzögert zum sprechenden
Teilnehmer zurück und können hier derart störend in Erscheinung treten, daß eine
normale Gesprächsführung unmöglich wird. Zur Kompensation solcher Echos sind sogenannte
adaptive Echokompensatoren bekannt geworden, mit deren Hilfe die Unterdrückung von
Echos dann möglich ist, wenn sich die Ubertragungseigenschaften der Nachrichtenübertragungsstrecke
im Verlauf einer Übertragung ändern. Solche Echokompensatoren sind u.a. durch den
Artikel "An Adaptive Echo Anceller" von M.M. Sondhi aus "The Bell System Technical
Journal", März 1967, Seiten 497 bis 511, bekannt. Bei Echounterdrückern dieser Art
wird das Sprechsignal des fernen Teilnehmers durch einen adaptiven Vierpol geleitet,
der durch einen Korrelator derart eingestellt wird, daß sich die Übertragungsfunktion
des Vierpols an die des Echopfades, also hauptsächlich an die des Gabelübertragers
annähert. Als Folge dieses Adaptionsvorganges liefert der Vierpol ein simuliertes
Echosignal, welches im subtrahierenden Sinn dem Sprechsignal des nahen Teilnehmers
zugeführt ist, so daß eine weitgehende Kompensation der Echosignale ohne Beeinflussung
des gleichzeitig vorhandenen Sprechsignales des nahen Teilnehmers erzielt wird.
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Weiterhin ist durch das "C.C.I.T.T."-Dokument, Study Group XV, Question
10»cm, Genf 8. bis 21. April 1970, Temporary Document No. 2-E, ein Echokompensator
bekannt geworden, bei dem die Einstellung der einzelnen Einstellglieder durch eine
Kreuzkorrelation des Restechos mit den einer Filterbank entnommenen Signalen erfolgt.
Frequenzverwerfungen in nichtsynchronen Trägerfrequenzsystemen sind bei diesen bekannten
Anordnungen jedoch nicht berücksichtigt, denn es wird davon ausgegangen, daß sich
der Echopfad linear und zeitinvariant verhält.
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Bei nichtsynchronen Trägerfrequenzsystemen entsteht eine Verschiebung
der Frequenzlage des Echos. Diese frequenzversetzten Echos können mit einem üblichen
adaptiven Echokompensator nicht mehr zufriedenstellend ausgeglichen werden. Hierauf
ist bereits in der Arbeit "Continuously Adaptive Echo Cancellers" in der Zeitschrift
"3lectronics Letters", 5. Febr. 1970, Vol. 6, No. 3, Seiten 69 bis 71, hingewiesen
und eine Schaltung angegeben, die diesen Frequenzverwerfungen Rechnung trägt.
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Es dürfen bei dieser Schaltung Jedoch nur Fehler ausgewertet werden,
die eine gewisse Größe nicht überschreiten und es ist nicht erkennbar, ob der Regelmechanismus
auch dann noch gewährleistet ist, wenn beide Gesprächsteilnehmer gleichzeitig sprechen.
Aus der DT-OS 2 212 590 ist eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von Echos
bekannt, durch die eine Frequenzverwerfung auch dann kompensiert werden kann, wenn
beide Gesprächsteilnehmer gleichzeitig sprechen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
zur Kompensation von Echos in nicht synchronen Trägerfrequenzsystemen anzugeben,
die unter relativ geringem schaltungstechnischem Aufwand bei Frequenzverwerfung
eine rasche Kompensation des Echos sowohl bei Gegensprechen als auch bei nichtkontinuierlichem
Redefluß gewährleistet.
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Ausgehend von einer Schaltungsanordnung zur Kompensation von Echos
der eingangs erwähnten Art, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst,
daß zur Einstellung der Frequenzkorrekturschaltung ein Korrektursignal aus dem Ausgangssignal
des Summierers über eine Regelschaltung gebildet ist, daß die Regelschaltung einen
mit dem Ausgang des Summierers verbundenen Eingang enthält, daß die Eingangssignale
der Regelschaltung einerseits über ein weiteres Einstellglied und andererseits über
einen Hilbert-Transformator und ein dem Hilbert-Transformator nachgeschaltetes weiteres
Einstellglied einerseits bewertet und andererseits phasengedreht und bewertet den
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gängen eines weiteren Summierers zugeführt sind, dessen Ausgang
mit dem ersten Eingang eines weiteren Subtrahierers verbunden ist, an dessen zweiten
Eingang das vom Gabelübertrager kommende Echosignal anliegt, daß das Ausgangssignal
des weiteren Subtrahierers über ein Verstärkungsglied mit einem vorgegebenen Faktor
verstärkt und zwei weiteren Multiplizierern zugeführt und dort von dem ersten der
weiteren Multiplizierer mit den am Eingang der Regelschaltung und von dem zweiten
der weiteren Multiplizierer mit den am Ausgang des Hilbert-Transformators anliegenden
Signalen multipliziert wird, daß die den weiteren Multiplizierern entnommenen Signale
weiteren Integrierern zugeführt werden, deren Ausgangssignale die weiteren Einstellglieder
steuern, daß die den weiteren Multiplizierern entnommenen Signale und die den weiteren
Integrierern entnommenen Signale kreuzweise über zwei Multiplizierglieder einem
Subtrahierglied zugeführt sind, dessen Ausgang gegebenenfalls über ein Verstärkerglied
ein Integrierglied nachgeschaltet ist und daß am Ausgang des Integriergliedes das
Korrektursignal anliegt.
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Nachstehend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen noch
näher erläutert.
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Es zeigen in der Zeichnung: Fig. 1 ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung
zur Kompensation von Echos Fig. 2a u. 2b eine Regelschaltung zur Bildung des Korrektursignals
Fig. 3 eine Ortskurve für die Einstellung des Entzerrers nach Fig. 1.
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Im Ausführungsbeispiel der Fig. 1 kommt vom fernen Teilnehmer über
eine Leitung 1 das Signal x(t), das über eine Modulator-Demodulator-Einrichtung
M-D, welche nichtsynchrone TF-Systeme darstellen soll, einem Gabelübertrager G und
von dort dem nahen Gesprächsteilnehmer 2 zugeführt wird. Umgekehrt läuft das vom
nahen Teilnehmer 2 kommende Signal über die Gabel G, die Modulator-Demodulator-Einrichtung
M-D, und geht über die Leitung 3 als Signal x'(t) an den fernen Teilnehmer. Wie
bereits erwähnt, treten in solchen nichtsynchronen Trägerfrequenzsystemen frequenzversetzte
Echos auf, die zur Vermeidung von Störungen und zur Aufrechterhaltung eines einwandfreien
Gesprächflusses zwischen den Gesprächsteilnehmern durch einen Echokompensator G'
kompensiert werden müssen. Der Echokompensator Gt besteht im vorliegenden Ausführungsbeispiel
in seinen wesentlichen Teilen aus einer Filterbank F; deren einzelne Teilfilter
mit usw. 4n 1 und 4n besteht. Die Ausgänge der Filterbank sind mit den Bezugszeichen
51 bis 5n versehen und es sind 3e zwei Filter z.B. 41' 42 zu einem Filterpaar zusammengefaßt.
Die Filter 4 sind so ausgebildet, daß sie Bandpaßverhalten aufweisen und es sind
ihre Ubertragungsfunktionen mit F1 bis Fn kenntlich gemacht.
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Je zwei zusammengefaßte Filter haben dabei eine dem Betrag nach gleiche
Übertragungsfunktion, Jedoch ist der Phasengang um 900 verschoben. Es ist weiterhin
darauf zu achten, daß die jeweils gebildeten Paare von Übertragungsfunktionen Bandpässen
mit frequenzverschiedenen Durchlaßbereichen entsprechen. Zweckmäßig läßt man die
frequenzverschiedenen Durchlaßbereiche der einzelnen Filterpaare unmittelbar aneinander
anschließen. Die den Ausgängen 51 bis 5n der Filterbank F entnommenen Signale seien
mit w, d.h. also mit w1 bis wn bezeichnet. Diese Signale werden Einstellgliedern
7, d.h. 71 bis 7n zugeführt und dort einer Bewertung unterworfen. Der Wert der Einstellglieder
ist mit c1 bis cn bezeichnet. Sämtliche Ausgangssignale w werden dann in einem Summierer
10 addiert, dessen Ausgangssignale y' an sich
bereits die Nachbildung
des Echos darstellen. Die Signale y' gelangen nun an den ersten Eingang 12 eines
Subtrahierers 11, an dessen zweitem Eingang 13 das vom nahen Teilnehmer 2 bzw.
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von der Modulator-Demodulator-Anordnung M-D über eine Frequenzkorrekturschaltung
FK kommende Echo y(t) anliegt. Am Ausgang 14 des Subtrahierers 11 erscheint somit
nur mehr das Restecho e.
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Dieses wird in einem Verstärker 15 mit einem vorgegebenen Faktor a
bewertet, so daß also am Ausgang des Verstärkers 15 das Signal e erscheint. Dieses
Signal e-a, d.h. also im Prinzip das Restecho e, wird nun den Multiplizierern 81
bis 8n zugeführt und dort mit den an den Ausgängen 51 bis 5n erscheinenden Signalen
w1 bis wn multipliziert. Die am Ausgang der Multiplizierer 8 erscheinenden Signale
werden wiederum den Jeweils nachgeschalteten Integrierern 91 bis 9n zugeführt. Am
Ausgang der Integrierer 9 erhält man somit Signale, mit deren Hilfe Jeweils die
Einstellglieder 71 bis 7n auf die richtigen Werte c bis cn eingestellt werden.
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Im Beispiel der Fig. 1 ist die Frequenzkorrekturschaltung 17 in die
von der Modulator-Demodulator-Einrichtung zum Subtrahierer 11 führende Leitung geschaltet.
An sich die gleiche Wirkung läßt sich erreichen, wenn man die Frequenzkorrekturschaltung
17 der Filterbank F vorschaltet. Diese Möglichkeit ist in Fig. 1 gestrichelt kenntlich
gemacht. Zur Einstellung der Frequenzkorrekturschaltung 17 wird ein Korrektursignal
z verwendet, das aus dem Ausgangssignal y' des Summierers 10 über eine noch zu beschreibende
Regelschaltung RS gebildet wird.
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Im Ausführungsbeispiel wird für die Filterbank F eine größere Anzahl
von Bandpässen verwendet. Anstelle einer Filterbank aus Bandpässen können Jedoch
auch Transversalfilter bekannter Echokompensatoren benutzt werden.
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Im folgenden sei die elektrische Wirkungsweise der Schaltung nach
Fig. 1 noch näher erläutert. In Fig. 1 ist das einlaufende
Sprachsignal
mit x(t) bezeichnet, das über eine oder mehrere Modulator-Demodulator-Strecken M-D
die Gabel G erreicht, an deren Ausgang schließlich das Echo y(t) entsteht. Da die
Modulator-Demodulator-Trägerfrequenzen nicht genau übereinstimmen, weist y(t) Frequenzverwerfungen
auf. Wird zur Echokompensation ein adaptives Filter G' eingesetzt, welches das Signal
y möglichst gut nachbilden soll, um das Restecho e=y-y' zu minimieren, so muß sich
G' sowohl auf die linearen Verzerrungen von der Gabel als auch auf die durch die
Frequenzverwerfungen hervorgerufenen nichtlinearen Verzerrungen einstellen können.
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Zur Gewinnung des Korrektursignals z, das gemäß Fig. 1 der Regelschaltung
RS entnommen wird, eignet sich u.a. besonders vorteilhaft die in den Fig. 2a und
2b dargestellte Schaltung.
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Eine Möglichkeit zur Realisierung der Frequenzkorrekturschaltung 17
ist aus der Fig. 4 der DT-OS 2 212 590 bekannt. Gemäß Fig. 1 und Fig. 2a ist der
Eingang der Regelschaltung RS mit dem Ausgang des Summierers verbunden, so daß das
Ausgangssignal y' des Summierers 10 als Eingangssignal der Regelschaltung zugeführt
ist. Es werden nun gemäß der Schaltung nach Fig. 2a das Eingangssignal y' der Regelschaltung
einerseits über ein weiteres Einstellglied D1 und andererseits über einen Hilbert-Transformator
H und ein dem Hilbert-Transformator nachgeschaltetes weiteres Einstellglied D2 einerseits
bewertet und andererseits phasengedreht und bewertet dem Eingang eines weiteren
Summierers 101 zugeführt. Der Wert der weiteren Einstellglieder ist mit d1 und d2
bezeichnet. Der Ausgang des weiteren Summierers 101 ist mit dem ersten Eingang eines
weiteren Subtrahierers 111 verbunden, an dessen zweiten Eingang das vom Gabelübertrager
G kommende Echosignal y anliegt. Das Ausgangssignal des Subtrahierers 111 wird über
ein in der Fig. 2a mit K bezeichnetes Verstärkungsglied mit einem vorgegebenen Faktor
k verstärkt und zwei weiteren Multiplizierern MU7 und MU2 zugeführt. Durch den mit
seinem anderen Eingang mit dem Eingang der Regelschaltung verbundenen Multiplizierer
MU1 werden nun
die dem Verstärkungsglied K entnommenen Signale
mit den am Eingang der Regelschaltung anliegenden Signalen y' multipliziert. Durch
den eingangsseitig mit dem Ausgang des Verstärkungsgliedes K und mit dem Ausgang
des Hilbert-Transformators H verbundenen Multiplizierer MU2 werden die durch den
Hilbert-Transformator H phasengedrehten Ausgangs signale y' des Summierers 10 mit
den Ausgangssignalen den Verstärkungsgliedes K multipliziert. Die den Multiplizierern
MUt und MU2 entnommenen Signale sl' bzw. s2' werden den Multiplizierern nachgeschalteten
Integrierern INI und IN2 zugeführt, durch deren Ausgangssignale s1 und s2 wiederum
die Einstellglieder D1 und D2 gesteuert werden.
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Der in der Fig. 2b aus Übersichtsgründen von der Fig. 2a getrennt
dargestellte Schaltungsteil der Regelschaltung RS enthält zwei Multiplizierglieder
MG1 und MG2, die ausgangsseitig mit den Eingängen eines Subtrahiergliedes SG verbunden
sind.
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Dem Subtrahierglied SG ist über ein Verstärkerglied VG mit dem Verstärkungsfaktor
ß ein Integrierglied IG nachgeschaltet, an dessen Ausgang das Korrektursignal z
auftritt. Zur Verbindung der Schaltungsteile gemäß Fig. 2a und Fig. 2b sind die
den Multiplizierern MU1 und MU2 entnommenen Signale sl' und s2' und die den weiteren
Integrierern IN1 und IN2 entnommenen Signale s und s2 kreuzweise über die Multiplizierglieder
MGI und MG2 dem Subtrahierglied SG zugeführt0 Es werden also durch den Multiplizierer
MG1 die Signale s1 und s2' und durch den Multiplizierer MG2 die Signale s1' und
s2 Jeweils multipliziert. Wie sich zeigt, ist es zweckmäßig, dem Integrierglied
IG noch ein Verstärkungsglied VG mit dem Verstärkungsfaktor ß vorzuschalten, wodurch
auch die Amplitude des unmittelbar dem Integrierglied IG zu entnehmenden Konwktursignals
z geregelt werden kann.
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Wie aus der DT-OS 2 212 590 bereits bekannt ist, läßt sich die in
Fig. 1 durch den Schaltungsblock 17 kenntlich gemachte Frequenzkorrekturschaltung
vorteilhaft durch die Kettenschaltung
eines Modulators und eines
Demodulators aufbauen. Als ModulatoF bzw. Demodulatorschaltung eignen sich dabei
die hierfür bekannten Schaltungen durchaus; durch das Korrektursignal z wird dann
bevorzugt die Modulationsfrequenz, d.h. also die Trägerfrequenz des Demodulators
D gesteuert. In gleicher Weise ist es auch möglich, durch das Korrektursignal z
die Modulationsfrequenz des Modulators zu steuern. Eine weitere Möglichkeit zur
Realisierung der Frequenzkorrekturschaltung ist durch Fig. 4 der DT-OS 2 212 590
angegeben.
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Hinsichtlich der Funktion der vorstehend beschriebenen Schaltungen
sind die folgenden Überlegungen zugrunde zu legen.
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Entsprechend Fig. 1 wird aus dem Echosignal y und der Echonachbildung
y' in der Regelschaltung RS ein Frequenzkorrektursignal z gebildet, welches die
Frequenzkorrekturschaltung 17 steuert. Der Echokompensator selbst kann nur einen
gewissen Frequenzversatz ausregeln, wodurch zwischen den Signalen y und y' ein Restfrequenzversatz
a übrigbleibt. Durch den speziellen Aufbau der Regelschaltung entsprechend Fig.
2a und 2b ergibt sich durch den zeitlichen Verlauf der Werte der Koeffizienten d1
und d2 eine Information über die Größe des Restfrequenzversatzes bQ. nba. Dabei
beschreibt der Punkt d1+id2 in der komplexen Ebene einen Kreis mit dem rotierenden
Winkel 9(t)=hDt, wie dies im folgenden ausführlich dargestellt werden soll. Gemäß
der Erfindung wird durch die Verknüpfung der Signale s1, s1', s2 und s2' entsprechend
der Schaltung nach Fig. 2b direkt eine zu dem Frequenzversatz ## proportionale Größe
z gewonnen, durch die beispielsweise die Demodulationsfrequenz eines Modulator-Demodulator-Systems
der Frequenzkorrekturschaltung 17 gesteuert werden kann.
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Im folgenden soll die Wirkungsweise der Regelschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung anhand einer mathematischen Untersuchung beschrieben werden.
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Das Echo y habe den Frequenzgang Y(#)=|G(#)| ei#(#) ei#tsign(#) (1)
wobei |G(#)| der Betrag und tp(w) die Phase der Übertragungsfunktion der Gabel und
# der Frequenzversatz zwischen dem einlaufenden Signal x entsprechend Fig. 1 und
dem Echo y ist.
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FUr die Echonachbildung y' gilt analog y'(w)=|G'(w)| ei#'(#)sign(#)
ei#'tsign(#) (2) wobei |G'| der Betrag der Übertragungsfunktion und #' die Phase
der Übertragungsfunktion des Echokompensators ist.
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Entsprechend Fig. 2a werden die Koeffizienten d1 und d2 durch Korrelation
mit d1=<(y-z)y'> <>#Erwartungswert (3) d2= <(yzy'> ## Hilberttransformation
(4) z = d1y'+d2#y' (5) bestimmt.
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Einsetzen von (5) in (3,4) ergibt d1=<yy'> -d1<y'2> -d2<y'
Æy') (6) d2=<y#y'>-d1<y'#y'> -d2<(xy')2> (7) Die in (6,7) auftretenden
Erwartungswerte werden mit Hilfe des Satzes von Wiener-Khinchin berechnet, wobei
eine langsame Anderung der Phase Qt gegenüber der Mittelwertbildung vorausgesetzt
wird.
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Unter Berücksichtigung von (1,2) ergibt sich
* # konjugiert komplex (8)
( 1 0 (11) durch Einsetzen der Gleichungen (8-11) in die Gleichungen (6,7) ergibt
sich:
in der komplexen Ebene läßt sich das Paar d1, d2 durch den Aus druck
darstellen.
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Da der Faktor
eine komplexe Konstante ist, bewegt sich entsprechend der Darstellung nach Fig.
3 der Punkt d1+id2 auf einem Kreis mit einer rotierenden Phase #=(#-#')t. Durch
die Bildung
von d/dt#=#-#' erhält man direkt den noch zu korrektierenden
Frequenzversatz #-#'. #kann aus den Größen d1 und d2 und deren Ableitungen gewonnen
werden:
Entsprechend Gleichung (12) ist Q-D' proportional zu d2d1-d1d2.
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Diese Größe ist in der Schaltung nach Fig. 2b instrumentiert, wobei
noch zusätzlich eine Mittelung durch einen Integrator durchgeführt wird. Die in
Fig. 2a vor den Integratoren.auftretenden Signale s1', s2' bilden die benötigten
Größen d1 und d2.
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1 Patentanspruch 3 Zeichnungen
L e e r s e i t e