DE3601958C2 - - Google Patents
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- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
- H05B6/02—Induction heating
- H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
- H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like
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Description
Die Erfindung betriff eine Induktionsheizeinrichtung für
ein Kochgerät nach dem Gattungsbegriff des Patentanspruchs 1.
Bei einer derartigen Induktionsheizvorrichtung, die aus der
US 43 90 769 bekannt ist, werden die Kochplatten des Koch
gerätes mit einem hochfrequenten pulsierenden Strom versorgt
und werden die Transistorpaare der Inverterbrücke über das
Kippglied so durchgeschaltet, daß die Leistungssteuerung über
eine Phasenverschiebung zwischen den Durchschaltzeitpunkten
der Transistorpaare variiert wird. Die Transistorpaare werden
somit zu bestimmten Zeitpunkten durchgeschaltet, die von der
gewünschten Heizleistung abhängen.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht demgegen
über darin, mit vergleichsweise geringem Aufwand eine Induk
tionsheizeinrichtung nach dem Gattungsgebriff des Patentan
spruchs 1 zu schaffen, deren Induktionsspule bei fehlender
Last die Energiezufuhr selbsttätig abschaltet.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die Ausbildung
gelöst, die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegeben
ist.
Besonders bevorzugte Ausgestaltungen und Weiterbildungen
der erfindungsgemäßen Induktionsheizeinrichtung sind Gegenstand der
Patentansprüche 2 bis 6.
Bei der erfindungsgemäßen Induktionsheizeinrichtung arbeitet die
Rückkopplungsschaltung in der folgenden Weise:
Eine der beiden monostabilen Schaltungen schaltet einen
Zweig der Transistorbrücke durch und nach Ablauf der Ein
schaltzeit alle Transistoren der Brücke hochohmig. Das Magnet
feld der Flachspule wird durch einen Stromfluß über die
Schutzdioden und die Spannungsquelle abgebaut. Während dieser
Abklingzeit wird der Kondensator durch die Schutzdioden
und die Dioden kurzgeschlossen, wobei erst nach dem Abklingen
des Magnetfeldes, d. h. dann, wenn kein Strom mehr durch die
Flachspule fließt, der Kondensator über den Widerstand
positiv aufgeladen werden kann. Nach Überschreiten der Schalt
schwelle der einen Triggerimpuls liefernden Impulsformer
schaltung wird die monostabile Schaltung erneut gestartet,
sofern die Einschaltzeit der anderen monostabilen Schaltung
noch andauert. Dadurch, daß die Einschaltzeit der anderen
monostabilen Schaltung etwas kleiner als die Abklingzeit
der unbelasteten Flachspule gewählt ist, wird erreicht, daß
die Schwingung bei fehlender Belastung unterbrochen wird,
da dann kein erneuter Start der einen monostabilen Schaltung
möglich ist.
Im folgenden werden anhand der zugehörigen Zeichnung beson
ders bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung näher be
schrieben. Es zeigt
Fig. 1 in einem Blockschaltbild den Aufbau eines Ausfüh
rungsbeispiels der erfindungsgemäßen Induktions
heizeinrichtung,
Fig. 2 das schematische Schaltbild der Transistorbrücke,
bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbei
spiel der Erfindung,
Fig. 3 das Schaltbild der Schaltungsblöcke des in Fig. 1
dargestellten Blockschaltbildes und
Fig. 4 das Schaltbild eines weiteren bevorzugten Ausfüh
rungsbeispiels der Erfindung, bei dem die gesamte
Steuerschaltung in Form einer einzigen integrier
ten Schaltung ausgebildet sein kann.
Das in der Zeichnung und insbesondere im Blockschaltbild von
Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel der erfindungsgemä
ßen Induktionsheizeinrichtung für die elektrischen Platten
eines Kochgerätes umfaßt eine Gleichstromquelle 1, die ihre
Spannung über eine Schaltstufe 2, 2′ an eine Flachspule L
legt.
Die Flachspule L
besteht vorzugsweise aus einem flach spiralförmig gewickelten
einfachen Leitungsdraht mit einer Tetrafluoräthylen-Isolierung
oder einer ähnlichen Isolierung. Obwohl bei dem in Fig. 1 dar
gestellten Blockschaltbild die Flachspule L doppelt in den
Blöcken 2 und 2′ dargestellt ist, ist in Wirklichkeit nur eine
Flachspule vorgesehen, so daß die Blöcke 2 und 2′ eine einzige
Schalteinheit bilden, wie es später ersichtlich wird.
Die Blöcke 2 und 2′ werden über eine Steuerschaltung
und mittels zweier logischer UND-Glieder 3 und 3′ gesteuert.
Die Funktion dieser UND-Glieder 3 und 3′ besteht darin, zu
verhindern, daß die Blöcke 2 und 2′ gleichzeitig schalten, da
einer der Eingänge jedes UND-Gliedes 3 und 3′ mit den Ausgän
gen Q und jeweils einer bistabilen Schaltung 4 verbunden
ist, die ein Sperrglied für das gleichzeitige Auslösen der
Schaltblöcke 2 und 2′ bildet.
Die Durchschaltzeiten jedes Schaltblockes 2 und 2′ sind durch
die Impulsbreite bestimmt, die durch den Block 5 proportio
niert wird, der einen Hauptsignalformer bildet und aus einer
monostabilen Schaltung besteht.
Wie es in Fig. 1 dargestellt ist, wird der Block 5 über drei
verschiedene Blöcke angesteuert.
Der Block 6 ist eine monostabile Schaltung, die die Funktion
eines Halbzyklus-Zeitgebers hat, der die Inverterbrücke
schützt und dynamisch das Vorhandensein einer ferromagneti
schen Masse auf der Spule wahrnimmt. Der Block 7 ist weiter
hin ein Generator zum Erzeugen von Impulsen variabler Breite,
über den die verschiedenen Pegel der an der Last oder der
Spule L liegenden Energie gewählt werden können.
Block 8 ist ein Detektor für die Stärke des Stromes, der in
den Schaltblöcken 2 und 2′ fließt, um die gesamte Vorrich
tung vor Überstromstärken zu schützen.
Die gesamte logische Schaltung dieser Steuervorrichtung wird
elektrisch über die Energiequelle 9 versorgt, von der weiter
hin ein Taktsignal entnommen wird, das durch den Block 7
als Bezugssignal benutzt wird.
Das in Fig. 2 dargestellte Schaltbild zeigt den Aufbau der
Schaltblöcke 2 und 2′.
Wie es in Fig. 2 dargestellt ist, liegt die von der Energie
quelle 1 (vervollständigt durch den Filterkondensator 10)
gelieferte Spannung über eine Transistorbrücke aus vier MOS-
Transistoren an der Flachspule L.
Die Transistoren T 1 und T 4 schalten gleichzeitig, indem sie
die Anschlüsse + und - der Energiequelle 1 mit den jeweiligen
Anschlüssen der Flachspule L verbinden. Diese beiden Tran
sistoren T 1 und T 4 vervollständigen den Schaltblock 2, der
in Fig. 1 dargestellt ist.
Die Transistoren T 2 und T 3 vervollständigen den Schaltblock 2′,
der den anderen Zweig der Transistorbrücke bildet. Die
Funktion dieses Zweiges der Brücke ist ähnlich der des Zweiges
T 1 und T 4.
Die Transistoren T 2 und T 3 schalten abwechselnd mit den Tran
sistoren T 1 und T 4 durch, ihre Durchschaltzeitintervalle
können sich jedoch niemals überlappen.
Es ist somit ersichtlich, daß die Inverterbrücke als H-
Schaltung geschaltet ist.
Um Schaltungswege für die Ableitung der induktiven Rest
energie sicherzustellen, die in der Spule gespeichert ist,
und damit zu vermeiden, daß typische Überspannungsspitzen auf
treten, die die Transistoren der Inverterbrücke zerstören
können, sind Schutzdioden 11 vorgesehen, die in unterbroche
nen Linien in Fig. 2 dargestellt sind und in die Transisto
ren T 1 bis T 4 integriert sind. Diese Dioden sind zusammen
mit den Kondensatoren 12 bis 15 parallel zu den Transistoren
geschaltet, um die Inverterbrücke zu schützen und gleichzei
tig die Einführung einer Rückkopplungsschaltung zu ermöglichen,
die die Schaltzeitpunkte der Transistorbrücke steuert.
Da die Flachspule L mit einem hochfrequenten Rechteckwellen
signal im Bereich von 20 000 Hz arbeitet, müssen notwendiger
weise die Abklingzeiten des Magnetfeldes der Spule in starkem
Maße variiert werden.
Diese Variation wird hauptsächlich von der ferromagnetischen
Last der Spule, d. h. dem zu erwärmen
den Behälter oder Gefäß sowie von dessen Lage auf der Spule
abhängen.
Dazu ist die Arbeit der Transistorinverterbrücke dadurch
optimiert, daß ihr dynamisches Verhalten an die Variationen
der Magnetfeld-Abklingzeiten der Spule angepaßt wird, so daß
ein neuer Leistungsimpuls der Inverterbrücke genau zu dem
Zeitpunkt erzeugt wird, an dem das Magnetfeld abgeklungen ist,
welches durch den vorhergehenden Impuls erzeugt wurde.
Totzeiten der Inverterbrücke werden somit ver
mieden.
Um diese Aufgabe zu lösen, ist eine Rückkopplungsschaltung
vorgesehen, die die Transistorinverterbrücke mit der Steuer
schaltung verbindet.
Fig. 2 zeigt die Rückkopplungsschaltung, die aus zwei Dioden
D 1 und D 2 besteht, deren Kathoden mit den Anschlüssen der
Flachspule L verbunden sind, während ihre Anoden mit dem mitt
leren Verbindungspunkt eines RC-Gliedes verbunden sind.
Diese Rückkopplungsschaltung ist auch im Schaltbild von
Fig. 3 dargestellt, das im folgenden beschrieben wird.
Unter der Annahme, daß die Inverterbrücke bereits ausgelöst
ist, bewirkt die Steuerschaltung eine Selbstanpassung des
Auslösezeitpunktes eines neuen Leitungsimpulses, wobei das
Ende der Magnetfeldabklingzeit durch die Ultraschnell
dioden D 1 und D 2 wahrgenommen wird, die zu leiten beginnen,
wenn die entsprechende interne Diode 11 der Transistoren T 1
bis T 4 leitet.
Während jeder Magnetfeldabklingzeit hält eine dieser
Dioden den Kondensator C bis zum Ende des Leitungszustands der Diode
entladen. Von diesem Zeitpunkt an wird der Kondensator
schnell über den Widerstand R aufgeladen, so daß ein Steuer
impuls erzeugt wird, der durch eine Schmitt-Triggerschaltung 16
angemessen angepaßt wird.
Das dynamische Erfassen des Abklingens des Magnetfeldes erlaubt
es auch, zu unterschieden, ob eine ferromagnetische Masse
auf der Spule vorhanden ist oder nicht. Die Kochplatte wird
daher nicht erwärmt, während sich auf ihr kein Behälter
oder kein ferromagnetisches Material befindet, was außerordent
lich praktisch für den Hausgebrauch ist.
Beim Fehlen der ferromagnetischen Last auf der Flachspule L
wird die Abklingzeit beträchtlich länger sein als
wenn eine ferromagnetische Last vorhanden ist, so daß
eine Zeitgeberschaltung arbeiten kann, die bewirkt, daß ihre
Inverterbrücke nicht arbeitet.
In der in Fig. 3 dargestellten Weise ist eine monostabile
Schaltung M 2 vorgesehen, die einem Impuls erzeugt, dessen
Dauer etwas kürzer als die Abklingzeit der lastfrei
en Spule ist. Dieser Steuerimpuls liegt an einem logischen
NAND-Glied 17, an dem auch das Signal von der Rückkopplungs
schaltung liegt. Durch das Ausgangssignal dieses NAND-Glie
des 17 wird die monostabile Schaltung M 1, die den Block 5
(Hauptsignalformer) bildet, erneut getriggert.
Die monostabile Schaltung M 1 oder der Block 5 proportioniert
den Aktivierungsimpuls für die Transistorpaare T 1-T 4 und
T 2-T 3 der Inverterbrücke. Der genannte Impuls wird abwechselnd
auf eines dieser Transistorpaare durch die Aktivierung des
T-Kippgliedes 4 übertragen.
Das Kippglied 4 ändert seinen Zustand mit jedem Impuls der mo
nostabilen Schaltung M 1.
Um die Leistungseinrichtungen von Überstromstärken zu schützen,
ist ein Widerstand in einer Schutzabschaltung 8 vorgesehen.
Einer der Gründe dafür, daß eine Überstromstärke auftreten
könnte, kann die Annäherung eines Materials mit diamagneti
schen Eigenschaften an die Spule sein, beispielsweise wenn
ein Aluminiumbehälter auf die Kochplatte gesetzt wird.
In diesem Fall wird der effektive Wert der Selbstinduktion
der Spule drastisch verringert, so daß Intensitäts- oder Strom
stärkespitzen mit einem wesentlich höheren Wert als normal
auftreten können.
Um das zu vermeiden, ist ein induktiver Detektor 18 in Form
einer Toriodspule auf einem Ferritring vorgesehen. Dieser
Detektor 18 ist auf der Spule angeordnet, und liefert ein Si
gnal proportional zur Stromstärke L L , die immer in der Spule L
fließt. Dieses Signal, das durch die Diodenbrücke 19 gleich
gerichtet wird, setzt einen Grenzwert, der mit dem Trigger
schwellenwert einer Schwellenwertschaltung 20 zusammenfällt,
so daß dann, wenn dieser Grenzwert einmal überschritten ist,
ein monostabiler Multivibrator M 3 mit breitem Impuls ausge
löst wird, der die Löscheingänge der monostabilen Schaltung
M 1 und der bistabilen Schaltung 4 aktiviert, wodurch die Ar
beit der Inverterbrücke unterbrochen wird und somit die Lei
stungstransistoren vor einer Zerstörung durch eine Überstrom
stärke geschützt werden.
Zum Abschluß der Beschreibung der in Fig. 3 dargestellten
Schaltung wird auf den Block 7 Bezug genommen.
Der Zweck dieses Blockes besteht darin, daß der Benutzer
eine äußere Steuerung der Leistung bewirken kann, die der
Inverterbrücke der Kochplatte geliefert wird.
Die Steuerung erfolgt über eine Verteilung der Betriebsinter
valle und betriebslosen Intervalle der Vorrichtung, die in
zehn Pegeln wählbar ist. Ein Signal aus der Frequenz des elek
trischen Stromes des Netzes selbst wird als Bezugssignal
für diese Verteilung herangezogen.
Die Energiequelle 9 proportioniert tatsächlich eine durch
gehende pulsierende Spannung mit einer Pulsierungsfrequenz,
die gleich dem Doppelten der Netzfrequenz ist. Bei einem
Wechselstromnetz mit 50 Hz können vorübergehende Intervalle
von 10 Millisekunden gebildet werden.
Diese Impulse mit 100 Hz werden durch eine Schmitt-Trigger
schaltung 21 angepaßt und an einen Impulsratenteiler 22 vom
Typ eines Frequenzmultiplikators gelegt, der den Durchgang
von N von jeweils 10 Impulsen steuert, die in erreichen.
N kann von Null bis neun über einen einfachen Drehwähler
schalter 23 gewählt werden.
Mittels dieser einfachen Schaltung ist es somit möglich, neun
abgestufte Pegel der Wärmeleistung der Kochplatte zu steu
ern.
Über die Diode 24 und den Kondensator 25 wird eine fortlau
fende Spannung +V cc zum Versorgen der gesamten oben beschrie
benen logischen Steuerschaltung erhalten.
Die Induktionsheizeinrichtung besteht somit aus einer Inver
terbrücke aus vier MOS Leistungstransistoren, die über eine
einfache Steuerschaltung aus fünf Blöcken gesteuert wird,
und ist sowohl bezüglich der von der Kochplatte abgegebenen
Energie als auch bezüglich der Sicherheit der Funktion der
Vorrichtung überlegen.
Fig. 4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfin
dungsgemäßen Einrichtung, bei dem die Blöcke, die die Steuer
schaltung bilden, in Form einer einzigen integrierten Schal
tung C ausgebildet sind, die von einem Mikroprozessor MP ge
steuert wird, dessen Kopplung mit der integrierten Steuer
schaltung C über Fototransistoren 26 und 27 erfolgt, über die
die entsprechenden Signale, die in den Mikroprozessor eintre
ten und diesen verlassen, bezüglich der integrierten Steuer
schaltung C angepaßt werden können. Der Fototransistor 26,
der die Anpaßeinrichtung der Signale bildet, die den Mikro
prozessor MP erreichen, ist mit einem Anregungstransistor T 6
verbunden, wohingegen der Fotortransistor 27 die Anpassungs
signale vom Mikroprozessor MP über die integrierte Steuer
schaltung C an die Spule legt.
Die Inverterbrücke ist mit der integrierten Steuerschaltung C
über Transistorpaare T 7-T 8 und T 9-T 10 so verbunden, daß
zwischen diesen und der Inverterbrücke Kopplungstransforma
toren TR 1 und TR 2 vorgesehen sind. Bei diesem Ausführungs
beispiel sind jedoch die in Fig. 3 dargestellten UND-Glieder
durch NAND-Glieder 28 und 29 ersetzt, die paarweise so ge
schaltet sind, wie es durch gestrichelte Linien im Inneren
des Blockes dargestellt ist, der die integrierte Steuerschal
tung C bildet.
Die Schutzschaltung für Überstromstärken ist durch einen
Transistor T 5 vervollständigt, der die entsprechende erneute
Triggerung bewirkt.
Als Folge der Tatsache, daß bei diesem Ausführungsbeispiel
der Mikroprozessor vorgesehen ist, fehlt der Block 7 in
Fig. 3, da die Wahl der verschiedenen Leistungspegel für
die Last oder die Spule L durch den Mikroprozessor MP erfolgt.
Claims (6)
1. Induktionsheizeinrichtung für ein Kochgerät,
mit einer an eine Gleichstromquelle (1, 10) ange
schlossenen Inverterbrücke in H-Schaltung, deren Dia
gonalzweig eine spiralförmig gewickelte Flachspule (L)
und deren Brückenzweige paarweise steuerbare Transi
storen (T 1, T 2, T 3, T 4) und den Transisoren (T 1, T 2,
T 3, T 4) parallel geschaltete, in Sperrichtung gepolte
Schutzdioden (11) enthalten,
mit einer die Transistorenpaare (T 1, T 4 bzw. T 2, T 3)
über ein Kippglied (4) wechselweise und überlappungs
frei durchschaltenden Steuerschaltung (5, 6, 17), die
über eine Rückkopplungsschaltung (D 1, D 2, R, C, 16)
mit der Flachspule (L) verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Steuerschaltung (5, 6, 17) zwei monostabile Schal tungen (5, 6) aufweist, von denen die erste (5) die Durchschaltdauer der Transistorenpaare (T 1, T 4 bzw. T 2, T 3) festlegende Durchschaltimpulse erzeugt und von de nen die zweite (6) nach jedem Durchschaltimpuls der ersten monostabilen Schaltung (5) einen Steuerimpuls erzeugt, dessen Dauer etwas kürzer als die Magnetfeld- Abklingzeit der unbelasteten Flachspule (L) ist und
daß die Rückkopplungsschaltung (D 1, D 2, R, C, 16) das Ende jeder Magnetfeld-Abklingzeit der Flachspule (L) erfaßt und unmittelbar anschließend einen Triggerim puls erzeugt, der die erste monostabile Schaltung (5) triggert, wenn zugleich der Steuerimpuls der zweiten monostabilen Schaltung (6) vorliegt.
daß die Steuerschaltung (5, 6, 17) zwei monostabile Schal tungen (5, 6) aufweist, von denen die erste (5) die Durchschaltdauer der Transistorenpaare (T 1, T 4 bzw. T 2, T 3) festlegende Durchschaltimpulse erzeugt und von de nen die zweite (6) nach jedem Durchschaltimpuls der ersten monostabilen Schaltung (5) einen Steuerimpuls erzeugt, dessen Dauer etwas kürzer als die Magnetfeld- Abklingzeit der unbelasteten Flachspule (L) ist und
daß die Rückkopplungsschaltung (D 1, D 2, R, C, 16) das Ende jeder Magnetfeld-Abklingzeit der Flachspule (L) erfaßt und unmittelbar anschließend einen Triggerim puls erzeugt, der die erste monostabile Schaltung (5) triggert, wenn zugleich der Steuerimpuls der zweiten monostabilen Schaltung (6) vorliegt.
2. Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch ge
kennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung (D 1, D 2, R,
C, 16) zwei an die Flachspule (L) angeschlossene Dio
den (D 1, D 2) aufweist, die mit ihren Anoden mitein
ander und mit dem Verbindungspunkt eines Widerstands
(R) und eines über den Widerstand (R) an eine Span
nungsquelle (Vcc) angeschlossenen Kondensator (C)
verbunden sind, daß der Kondensator (C) während der
Magnetfeld-Abklingzeit über die Dioden (D 1, D 2) und
die Schutzdioden (11) kurzgeschlossen wird, und daß
an dem Verbindungspunkt eine den Triggerimpuls lie
fernde Impulsformerschaltung (16) angeschlossen ist.
3. Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 1 oder 2,
wobei die Leistungswählerschaltung (7) vorgesehen
ist, die eine wählbare Änderung des Zeitintervalls
zwischen aufeinanderfolgenden Durchschaltimpulsen der
Steuerschaltung (5, 6, 17) erlaubt,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Leistungswählerschaltung (7) einen Taktsignale zählen
den, über einen Wählschalter (23) auf mehrere Teiler
verhältnisse einstellbaren Impulsratenteiler (22) auf
weist und daß zur Erzeugung der Taktsignale eine mit
Netzwechselstrom gespeiste Doppelwellengleichrichter
schaltung (9) vorgesehen ist.
4. Induktionsheizeinrichtung nach einem der Ansprüche 1
bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zum Schutz der
Inverterbrücke eine Einschaltzeitbegrenzerschaltung
(8) vorgesehen ist, die einen auf das Magnetfeld der
Flachspule (L) ansprechenden Detektor (18) in Form
einer auf einen Ferritkern gewickelten Toroidwicklung,
eine mit dem Detektor (18) verbundene Schwellwert
schaltung (20) und eine an Sperr- oder Löscheingänge
des Kippglieds (4) und der ersten monostabilen Schal
tung (5) angeschlossene, durch die Schwellwertschal
tung (20) triggerbare dritte monostabile Schaltung
(M 3) aufweist.
5. Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 4, dadurch ge
kennzeichnet, daß die erste (5), die zweite (6) und
die dritte (M 3) monostabile Schaltung, das Kippglied
(4) und die Rückkoppelschaltung (D 1, D 2, R, C, 16) zu
einer einzigen, mit einem Steuermikroprozessor (MP) in
beiden Signalrichtungen über opto-elektrische Koppler
(26, 27) verbundenen integrierten Steuerschaltung (C)
miteinander verbunden sind, deren die Transistoren
(T 1, T 2, T 3, T 4) der Inverterbrücke steuernde Ausgänge
an PNP-Bipolartransistorpaare (T 7-T 10) angeschlossen
sind, die über Kopplungstransformatoren (TR 1, TR 2) die
Transistorpaare (T 1, T 4 bzw. T 2, T 3) der Inverter
brücke steuern.
6. Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 5, dadurch ge
kennzeichnet, daß die PNP-Bipolartransistoren (T 7-
T 10) über die in die integrierte Steuerschaltung (C)
integrierte Paare von NAND-Gliedern (28, 29) gesteuert
werden.
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