DE3513617A1

DE3513617A1 - Thermodetektor

Info

Publication number: DE3513617A1
Application number: DE19853513617
Authority: DE
Inventors: Paul Antony Manning; Rex Watton
Original assignee: UK Secretary of State for Defence
Current assignee: Qinetiq Ltd
Priority date: 1984-04-16
Filing date: 1985-04-16
Publication date: 1988-03-03
Anticipated expiration: 2005-04-17
Also published as: DE3513617C2; IT8547959A0; FR2712694B1; NL193390B; FR2712694A1; GB2186146B; AU579150B2; GB8508639D0; GB2186146A; US4808822A; IT1236502B; NL8501079A; NL193390C; AU4142385A

Description

Die Erfindung betrifft einen Thermodetektor mit einer Anordnung von Thermodetektorelementen. Die Erfindung ist sowohl bei linearen als auch bei zweidimensionalen Detektoranordnungen anwendbar.

Lineare Detektoranordnungen eignen sich insbesondere für Anwendungen, bei denen sich der Detektorkopf relativ zu einem abzubildenden Objekt bewegt. Beispiele umfassen Detektoren, die einen Alarm bei einem Einbruch auslösen, wobei sich ein Objekt vor dem Detektorkopf bewegt und Schiebe-Zeilen-Scannerdetektoren, bei denen ein sich bewegendes Fahrzeug den Detektorkopf in kontinuierlicher Bewegung die Szene abtastet. Anordnungen mit mehreren hunderten Detektorelementen können erforderlich sein, da jedoch der Detektor nicht entlang einer Linie gescannt wird, sind die Bandbreiten schmal. Bei vielen dieser Anwendungen können Bandbreiten von weniger als 50 Hz erreicht werden. So führt in dem Beispiel eines Detektors, der bei Einbruch einen Alarm gibt, wobei die Objektgeschwindigkeiten U₀ üblicherweise bei 2 m/s liegen, eine Szenenauflösung Q von 0,1 m zu einer Bandbreite U₀/2Q, die kleiner als 50 Hz ist.

Zweidimensionale Detektoranordnungen sind nützlich für einen großen Bereich von Infrarot- Überwachungsanwendungen.

Die Entwicklung von Thermodetektoren ist derzeit auf Anordnungen mit einer großen Anzahl von Elementen mit kleinem Abstand zwischen diesen Elementen gerichtet.

Lineare und zweidimensionale Detektoranordnungen basieren bislang auf dem Auslesen einer Anordnung pyroelektrischer Elemente mittels ladungsgekoppelter Vorrichtungen (CCD). Solche CCD-Hybriddetektoren werden in dem neueren Artikel von R. Watten et al. "Performance and Technologies for Linear and Two-Dimensional Pyroelektric Arrays", IEE Conference Publications No, 228, 2^nd International Conference on Advanced Infrared Detectors and Systems, S. 49-53 (1983) diskutiert. Bei dieser CCD-Hybridanordnung werden sowohl das an jedem Element anliegende Signal als auch das Rauschen durch die Verwendung des CCD-Eingangs am Rasterpunkt abgetastet und gespeichert. Dies führt zu einem Hereinfalten von Rauschen am Rasterpunkt, insbesondere für das hereingefaltete thermische Rauschen im CCD-Gate zu einem Rauschen von

(4/3 kT α/C)^1/2 Volt

(effektiv), wobei C die Detektorkapazität und α der Injektionswirkungsgrad sind. Da das so entwickelte pyroelektrische Spannungssignal unabhängig von der Elementoberfläche A ist, ist das Signal/Rauschverhältnis für diese dominante Rauschquelle proportional zu A ^1/2, d. h. proportional zum Abstand der Elemente untereinander.

Im folgenden sind weitere nützliche neuere Literaturstellen, die sich mit CCD-pyroelektrischen Hybridschaltungen befassen, angegeben:
R. Watton, et al., Infrared Physics, 22, S. 259-275 (1982);
R. Watton, et al., SPIE Proceedings Vol. 395 (1983); und
D. Buss, et al., IEEE Trans EL Devices, Vol. ED-27, S. 998-1000 (1980).

Als Alternative zur Verwendung von CCD′s wurden Detektorelemente mit Hilfe von zu einer Multiplexmatrix zusammengefaßten Schaltern und Busleitungen ausgelesen. Beispiele für diesen alternativen Lösungsweg sind beschrieben in G. S. Hopper, US-PS 41 62 402. Nach der dortigen Beschreibung ist eine Reihe von ferroelektrischen Detektorelementen über eine Reihe einer gleichen Anzahl von Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor- (MOSFET)-Schaltern an eine Busleitung geschaltet. Das Signal der Busleitung wird über einen gemeinsamen Verstärker an einen Videoprozessor geschaltet.

Ein ähnlicher Detektor, wie er hier betrachtet wird, ist von A. Carlson et al. in dem Artikel "Solid-state pyroelectric imaging system", SPIE, Vol. 267 Staring Infrared Focal Plane Technology S. 86-98 (1981) beschrieben. Dieser Detektor umfaßt eine Reihe pyroelektrischer Thermodetektorelemente, eine Halbleiter-Trägerschicht, jeweils einen Eingangsvorverstärker mit hoher Impedanz mit einem Schalter, wobei dieser Vorverstärker in der Schicht ausgebildet und für jedes dieser Elemente vorgesehen ist. Ferner weist dieser Detektor eine gemeinsame Busleitung auf. Die Reihe der pyroelektrischen Elemente ist über die schaltbaren Vorverstärker mit der Busleitung verbunden. Jeder der schaltbaren Vorverstärker weist einen Doppel-Gate-PN-Feldeffekttransistor (JFET) auf. Jedes Detektorelement ist mit einem Gate seines entsprechenden JFET verbunden, und die Signalspannung an diesem Gate steuert den Stromfluß durch den Transistorkanal. Dieser Vorverstärker wird mittels einer an dessen anderen Gate angelegten Adressenspannung geschaltet. Ein mit der Wahl eines solchen Vorverstärkers verbundenes Problem beruht auf der relativ bedeutsamen Größe des Gate-Leckstroms. Dies führt zu ernsthaften Einschränkungen beim Transistordesign und -betrieb. Um den Leckstrom unter 10^-13 A zu halten, muß die Siliziumanordnung der JFET′s mittels spezieller Verfahrenstechniken hergestellt werden. Auf die Busleitung folgt ein Impedanzwandler und ein Analogschieberegister.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Thermodetektor mit einer großen Anzahl von Sensorelementen anzugeben, der Aufführungsformen ermöglicht, bei denen der Abstand zwischen den einzelnen Elementen sehr klein (z. B. <100 µm) ist.

Diese Aufgabe wird anspruchsgemäß gelöst.

Erfindungsgemäß weist der Thermodetektor auf:

(1) Eine Reihe Thermodetektorelemente, zum Erfassen von Strahlung von einer Szene;
(2) einen Modulator zum Modulieren der Strahlung von der Szene, so daß jedes Detektorelement abwechselnd mit Hell- und Dunkelphasen beaufschlagt und sequentiell längs der Reihe beleuchtet wird;
(3) eine mit dem Modulator synchronisierte Adressiereinrichtung zum sequentiellen Entnehmen von Hell- und Dunkelsignalen von jedem Detektorelement an einen gemeinsamen Reihenausgang und
(4) einen Bandfilter, der so angeordnet ist, daß er die vom gemeinsamen Reihenausgang empfangenen Ausgangssignale der Detektorelemente durchläßt, wobei der Filter eine passende Durchlaßcharakteristik hat, um sowohl hereingefaltetes Rauschen als auch 1/f-Rauschen zu reduzieren.

Mit der Erfindung wird eine Kombination verschiedener Probleme gelöst, die bei abgetasteten Thermodetektoranordnungen auftreten. Es hat sich herausgestellt, daß solche Anordnungen für viele Anwendungszwecke ein nicht akzeptables Rauschen aufweisen. Es wurde überraschenderweise festgestellt, daß die Hauptursache für das Rauschen von dem Hineinfalten von Hochfrequenzrauschen in das Basisband, das durch das Abtasten der einzelnen Detektorelementsignale erzeugt wird, herrührt. Wie obenstehend diskutiert wurde, dachte man, daß dies ein Problem sei, das mit Anordnungen pyroelektrischer Elemente mit CCD-Auslegung zusammenhängt. Ferner wurde es für notwendig erachtet, das 1/f- Rauschen (f = Frequenz) zu dämpfen. Es ist jedoch praktisch unmöglich, verhältnismäßig sperrige Filterkomponenten angrenzend an einzelne Detektorelemente mit einer Seitenlänge von beispielsweise 50 µm anzuordnen. Die Erfindung löst diese Probleme dadurch, daß die zu übertragenden Detektorelementsignale auf einen gemeinsamen Reihenausgang und schließlich auf ein Bandfilter geschaltet werden. Der Filter kann damit außerhalb der Anordnung angebracht werden und braucht nicht mit einem einzelnen Detektorelement verbunden zu sein. Ausführungsformen der Erfindung zeigen eine Rauschverbesserung um einen Faktor 10 oder mehr im Vergleich zu herkömmlichen CCD-Auslesethermodetektoren ähnlicher Geometrie. Die Erfindung führt somit zu wesentlichen Verbesserungen, insbesondere bei Anordnungen mit einem Abstand zwischen den einzelnen Elementen von weniger als 100 µm.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform hat der Bandfilter eine Hochpaßcharakteristik, die vom Ausblenden eines Differenzsignals eines Paars von Hell- und Dunkelsignalen, die von jedem Detektorelement erzeugt werden, herrührt. Dies geschieht über eine ausreichende Verzögerung eines Signals, um dieses mit einem darauffolgenden Signal so zu synchronisieren, daß eine Subtraktion erfolgt. Signale können mit einem RC-Filter tiefpaßgefiltert und anschließend digitalisiert werden, bevor sie in digitalen Vorrichtungen, die den Hochpaßfilter bilden, zeitverschoben und subtrahiert werden. Der Tiefßapfilter kann ein Verstärker und eine Abtast- und Haltevorrichtung aufweisen.

Die Thermodetektorelemente können vom pyroelektrischen Typ mit hoher Impedanz sein und jeder kann jeweils mit einem schaltbaren Vorverstärker mit hoher Eingangsimpedanz, wie z. B. einer MOSFET- Source-Folgervorrichtung verbunden sein. Die Vorverstärker können in einer Siliziumschicht inkorporiert sein, die die Detektorelemente trägt. Sie können ebenfalls adressierbare, in ihren Source-Verbindungen inkorporierte, MOSFET-Schalter aufweisen und sich einen gemeinsamen Source-Widerstand teilen, der an einem gemeinsamen Reihenausgang angeordnet ist. Der schaltbare Vorverstärker kann alternativ eine Doppel-Gate-JFET-Vorrichtung sein, MOSFET′s werden jedoch wegen ihres geringeren Leckstroms und dem entsprechend geringeren Rauschen bevorzugt.

Die Detektorelementreihe kann durch eine oder mehrere äquivalente Reihen ergänzt werden, um eine zweidimensionale Anordnung zu bilden, deren Detektorelemente in Zeilen und Spalten angeordnet sind. Die Detektorelemente in jeder Spalte können synchron mittels Adressierungseinrichtungen ausgelesen werden, die allen Reihen gemeinsam sind. Die Signale können deshalb auf eine einzige Leitung mittels eines Schieberegisters und nach Tiefpaßfiltern übertragen werden. Das Hochpaßfiltern kann dann mittels eines einzigen Filters für die gesamte Anordnung durchgeführt werden. Dieser Filter ist so angeordnet, daß er Signale vom Schieberegister empfängt.

Die Thermodetektoren können aus pyroelektrischem Material, wie z. B. Bleizirkonat- (PZT), deuteriertem Triglycinsulfat- (TGS) oder Strontium-Barium-Niobat- (SBN) Keramik sein. Alternativ dazu, kann ein thermisch ansprechendes dielektrisches Material, wie z. B. eine ferroelektrische Substanz verwendet werden.

Im folgenden werden Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Thermodetektors anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1: ein Blockdiagramm eines pyroelektrischen linearen Hybriddetektors mit zugehörigen Vorverstärkern und einem gemeinsamen Tiefpaßfilter,

Fig. 2: ein Blockdiagramm eines Ausschnitts aus einer zweidimensionalen pyroelektrischen Hybridanordnung mit den in Fig. 1 gezeigten Spaltenkomponenten,

Fig. 3: ein Blockdiagramm eines digitalen Hochpaßsubtraktionsfilters, zur Verwendung bei einem Detektor nach Fig. 1 oder 2,

Fig. 4: Kurven der Änderung der auf die Anordnung einfallenden Strahlung und der Änderung der daraus resultierenden Temperatur der Anordnungselemente über der Zeit,

Fig. 5: einen exemplarischen Querschnitt durch ein Detektorelement als einfaches thermisches Modell für die untenstehend aufgeführte Analyse,

Fig. 6: eine äquivalente Schaltung für das Rauschen des in Fig. 2 gezeigten Detektors,

Fig. 7 bis 10: die dem Rauschen äquivalente Temperaturdetektivität (NETD) als Funktion der Dicke der Detektorelemente bei drei Werten der thermischen Leitfähigkeit für eine Anordnung von 300 Elementen und zwei Werten für das Spannungsrauschen und für eine Anordnung von 100 Elementen und den beiden selben Werten für das Spannungsrauschen,

Fig. 11: die Änderung des effektiven Rauschens und des Signals über der Dicke eines Elements und

Fig. 12: die dem Rauschen äquivalente Temperaturdetektivität (NETD) für einen bekannten CCD-Hybriddetektor in Abhängigkeit von der Chopperfrequenz, aufgetragen für drei verschiedene pyroelektrische Materialien.

Fig. 1 zeigt eine pyroelektrische lineare oder Reihenanordnung 1, bei der eine geschaltete MOSFET-Auslesung und ein Antifrequenzfaltungsfilter verwendet werden. Einzelne pyroelektrische Detektorelemente 3 sind schraffiert dargestellt. Die lineare Anordnung 1 kann eine Spalte einer zweidimensionalen Anordnung darstellen, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist und im folgenden näher beschrieben wird. Jedes Rasterelement der Anordnung 1 weist ein pyroelektrisches Detektorelement 3, einen MOSFET-Vorverstärker 5 und einen MOSFET-Schalter 7 auf und ist an eine gemeinsame Busleitung 9 geschaltet. Eine Widerstandslast R₁ ist am Ausgang der Busleitung angeordnet. Der Widerstand R₁ wirkt als Source-Folgerlast für jeden einzelnen Vorverstärker 5, wenn dieser an die Busleitung 9 angeschlossen ist. Die Schalter 7 werden mittels einer X-Adressenvorrichtung 10 betätigt. Jeder Vorverstärker 5 dient dazu, die Detektorkapazität (ungefähr 1 pf) von der viel größeren Streukapazität C₁ der Leitung (C₁ ∼ 10-50 pf) abzukoppeln. Das über der Source-Folgerlast R₁ erzeugte Leitungssignal wird an den Eingang eines Verstärkers 11, und anschließend an einen Antifrequenzfaltungs- Tiefpaßfilter 13 und an eine Abtast- und Halteschaltung S/H gelegt. Bei diesem Design sind die relevantesten Quellen für Rauschen das Rauschen am Detektor 3 und am Vorverstärkereingang und das Spannungsrauschen am Leitungsverstärker 11. Die pyroelektrische Anordnung 1 ist so angeordnet, daß sie das Wärmebild einer entfernt angeordneten Szene aufnimmt, das mittels eines konventionellen, nicht gezeigten Abbildungssystems erzeugt wird. Das Abbildungssystem umfaßt einen Chopper in der Brennebene oder einen auf konventionelle Weise angeordneten Strahlenmodulator. Der Chopper erzeugt abwechseln gleiche Hell- und Dunkelzeitperioden an jedem Detektorelement 3, wobei jedes Element in Folge beleuchtet wird. Diese Zeitintervalle sind so gewählt, daß τ _l die Zeitperiode darstellt, die die Hell/Dunkelchopperkante benötigt, um die gesamte Anordnung oder Reihe 1 zu überstreichen. Der Betrieb der X-Adressenvorrichtung 10 ist mit der Chopperdrehbewegung synchronisiert.

Am Ausgang der Leitung 9 wird die Rauschbandbreite durch den Filter 13 begrenzt. Der Filter 13 ist vereinfacht durch seine Widerstands- und Kapazitätskomponenten R _b und C _b dargestellt. Die Ausgangsspannung des Filters 13 wird abgetastet und gespeichert. Die lineare Anordnung 1 umfaßt N-Detektoren und der MOSFET-Schalter 7 an jedem Rasterpunkt ist für das Zeitintervall τ = τ _l/N geschlossen. Das Schalten erfolgt nacheinander entlang der Anordnung 1, so daß die Leitungsspannung aus einer Reihe von Impulsen der Dauer τ besteht, wenn aufeinanderfolgende Elemente 3 adressiert werden. Dies führt zu zwei Designkriterien, die die Leitungsausgangsschaltung betreffen. Diese sind:

R₁C₁/(1+g _m R₁) < t/2π (1)

R _b C _b < τ (2)

wobei 1/g _m die Ausgangsimpedanz jedes Vorverstärkers 3 ist.

In der Praxis folgt, daß wenn τ _l = 2 × 10^-2 s und N = 100, daß dann für C₁ = 30 pf, R₁ < 10⁶ Ω beträgt. Im Filter 13 sollte die Zeitkonstante τ _b (τ _b = R _b C _b) kleiner als τ/3 sein. Bei diesem Wert werden 5% des Signals vom r-ten Rasterpunkt in den (r-1)-ten Rasterpunkt verloren, da (1-e ^-τ/τ b) gleich 0,95 ist. Dies führt zu einer Reduktion der Modulationsübertragungsfunktion (MTF) auf 90% bei den höchsten Ortsfrequenzen. In der Praxis wird angenommen, daß für die im folgenden beschriebene Analyse eine Filterzeitkonstante τ _b ≃ τ/10 der passendste Wert ist, um die Filterkomponenten auf einer vernünftigen Größe zu halten. Dies führt zu einem kleinen, aber nicht beachtlichen Signalverlust zwischen benachbarten Rasterpunkten.

Es stellt sich die Frage nach der unteren Grenze der Rauschbandbreite. Diese ist besonders wichtig für das Design pyroelektrischer Hybridschaltungen, da das Schrotrauschen in jedem Leckstrom am Detektoreingang über der Detektorkapazität auftritt und einen 1/f-Beitrag zum Spannungsrauschen liefert. Fig. 3 zeigt einen Digitalfilter 15, der die Hochpaßfilterung übernimmt, um das niederfrequente Rauschen abzuschwächen. Der Filter 15 weist einen Analog/Digital- Wandler (A/D) (16) auf, der sowohl direkt als auch über einen Leitungsspeicher 17 an ein Subtraktionsglied 18 geschaltet ist. Der Speicher 17 erzeugt eine Verzögerung von τ _l, so daß aufeinanderfolgende Hell- und Dunkelsignalproben von jedem Detektorelement 3 subtrahiert werden. Für Rauschterme haben die Leitungsausgangsproben einen Rauschanteil von V₀ (Rauschen), was sich aus dem Abtasten der an den Abtastschalter S/H angelegten Rauschspannung ergibt. Für jedes Detektorelement 3 ist die Spektralkomponente V _f (Rauschen) dieses Rauschens bei der Frequenz f nach Subtraktion aufeinanderfolgender Signalproben an der Stelle 18 gegeben durch:

V _f (Rauschen) = V₀ (Rauschen) {e^{j ω n τ} l-e^{j l(n-1)τ} l}

wobei:

Der Parameter n bezeichnet die n-te Signalprobe eines Detektorelements und Ω = 2 π f. Die niederfrequenten Rauschterme werden durch einen Filterfaktor, gegeben durch 2 sin ( Ωτ _l/2) effektiv reduziert. Wie bereits erwähnt, erzeugt der Chopper (nicht gezeigt) Hell- und Dunkel- bzw. Auf- und Zu- Intervalle der Länge τ _l. Die am Ende jedes Auf- bzw. Zu-Intervalls abgetasteten Signale haben dann gleiche Größe, jedoch umgekehrtes Vorzeichen. Die durch den Digitalfilter 15 durchgeführte Subtraktion führt dementsprechend zu einem doppelten Beitrag V₀ (Signal) zum Gesamtausgangssignal V₀ und zum Entfernen von mit jedem Element 3 verbundenen Versetzungen. Die Kombination des Hochpaßfilters 15 und des Tiefpaßfilters 13 liefert einen Bandfilter, der dazu ausgelegt ist, die von den geschalteten MOSFET′s 5 erzeugte Ausgangsimpulsfrequenz durchzulassen. Im folgenden werden Ausdrücke für das gechoppte Signal und die dominanten Rauschterme am Leitungsausgang hergeleitet. Der Digitalfilter 15 wird auf diese Frequenzen angesetzt und nach der Integration des Rauschens auf alle Frequenzen und die dem Rauschen äquivalente Temperaturdetektivität (NETD) wird berechnet.

Das Signal:

In Fig. 4 ist die gechoppte Strahlung von einer thermischen Szene und die sich ergebende Temperaturfluktuation in jedem pyroelektrischen Element 3 gezeigt. Alle Temperaturen beziehen sich auf die Umgebungstemperatur T _a am Detektorkamerakopf. Der Pegel I _m entspricht dann der Strahlung einer mittleren Szenentemperatur, wobei T _m oberhalb T _a liegt und ausgedrückt werden kann durch:

wobei W _λ Watt/cm² µm der spektrale Strahlungsemissionsgrad der Szene und F die F-Zahl der zur Fokussierung der Strahlung auf die Targetebene verwendeten Optik ist. Während des "Zu-Intervalls" des Choppers ist die Strahlung I _c auf jedem Element 3 eine Funktion der Choppertemperatur. Wenn der Chopper angehalten wird, wenn das Detektorelement 3 der Szene ausgesetzt ist, beträgt die Gleichgewichtstemperatur in jedem Element 3 T _em und analog, wenn sich der Chopper in Zu-Stellung befindet, beträgt die Gleichgewichtstemperatur T _ec. Dann gilt:

T _em-T _ec = (I _m-I _c)/g (5)

wobei g die thermische Leitfähigkeit jedes Elements 3 pro Einheitsfläche ist. Beim Drehen des Choppers, so daß die Auf- und Zu-Intervalle τ _l betragen, ist die in Fig. 4 gezeigte Temperaturfluktuation:

wobei τ _t die thermische Zeitkonstante eines jeden Detektorelements 3 ist.

Jedes Element 3 wird am Ende jedes Auf- und Zu- Feldes abgetastet und die pyroelektrische Ladung, die mit der Temperaturänderung verbunden ist, ist gegeben durch pA (T₁-T₂), wobei p der pyroelektrische Koeffizient und A die Fläche des Elements ist. Dabei ist das Spannungssignal an jedem Element, bezogen auf den Mittelwert zwischen Auf- und Zu-Feldern gegeben durch:

wobei die positiven und negativen Vorzeichen die Auf- bzw. Zu-Felder bezeichnen, C die elektrische Kapazität des Detektorelements 3 und C _a die elektrische Eingangskapazität des Vorverstärkers MOSFET 5 ist. Die Detektorelement- Signaldifferenz Δ V, die zwei Bereichen auf der Szene mit einem Temperaturunterschied von 1°C entspricht, d. h. Temperaturen T _m und T _m+1 ist gegeben durch

In dem oben stehenden Ausdruck wurde angenommen, daß das thermische Verhalten jedes Detektorelements 3 mit einer einfachen thermischen Zeitkonstante τ _t = c _t/g beschrieben werden kann, wobei c _t die thermische Kapazität pro Einheitsfläche ist. Dies ist im allgemeinen nicht der Fall. Wie in Fig. 5 gezeigt ist, kann das Design für den Aufbau pyroelektrischer Elemente 3 eine vielschichtige Sandwichstruktur von Materialien umfassen - z. B. eine Isolationsmesaschicht 19 und ein Siliziumsubstrat 21. Die Analyse muß entsprechend modifiziert werden, um für einen spezifischen Aufbau zu passen.

Bei der einfachen, in Fig. 5 gezeigten Struktur, wird der Wert der thermischen Leitfähigkeit g im wesentlichen durch die thermische Isolationsmesaschicht 19 bestimmt, d. h.

g = k _i A _i/d _i A (9),

wobei k _i, d _i und A _i die thermische Leitfähigkeit, die Dicke und die Fläche der Mesaschicht 19 bezeichnen. Für eine typische Photowiderstandsmesaschicht mit k _i = 1,5 · 10^-3 Watt · cm^-1 · °C^-1 und A _i/A = 0,1 beträgt g = 0,15 Watt cm^-2 · °C^-1 bei einer Dicke von 10 µm.

In erster Näherung kann die thermische Kapazität c _t als die Summe der thermischen Kapazität der pyroelektrischen Schicht 3 und der Mesaschicht 19 beschrieben werden, d. h.

c _t = c _p d _p + c _i d _i A _i/A = c _p (d _p + c _i d _i A _i-/c _p A) (10),

wobei c _p die molare spezifische Wärme des pyroelektrischen Materials 3 und c _i die des isolierenden Materials 19 ist. Die thermische Belastung kann somit ausgedrückt werden als eine zusätzliche Dicke des pyroelektrischen Materials, die sich im Bereich von 1 µm (c _i/c _p ∼ 0,5) bewegt.

Das Spannungssignal eines jeden Detektorelements (siehe Gleichung 8) wird für das Zeitintervall t _l/N auf die Busleitung 9 geschaltet. Es wird durch den Vorverstärker Source-Folger 5 mit einem Gewinn α₀ = R₁g _m/(1+R₁ · g _m)und durch den Leitungsverstärker 11 mit einem Gewinn α verstärkt. Die zu dem Abtast- und Haltekondensator S/H übertragene Signalspannung V₀ (Signal) beträgt dann bezogen auf den mittleren Pegel zwischen den Auf- und Zu-Feldern:

wobei τ _b = R _b C _b.

Schließlich, wenn diese Spannung an den Digitalfilter 15 angelegt ist und nach Subtraktion der Dunkel- von den Hell-Signalen beträgt die sich ergebende Signalkomponente bei der Frequenz f:

V _f (Signal) = 2 V₀ (Signal) (12).

Diese Spannung V _f (Signal) wird in Verbindung mit dem berechneten gefilterten Rauschen dazu verwendet, den NETD herzuleiten.

Rauschquellen und Rauschgrößen:

Die Quellen für das Rauschen sind in dem Äquivalentschaltbild in Fig. 6 gezeigt. Die Quellen am Detektor 3 und am Vorverstärkereingang 5 sind in der unten stehenden Tabelle I aufgeführt, wobei Standardausdrücke für das effektive Rauschen verwendet werden (siehe dazu Porter, S. G., 1981, Ferroelectrics, 33, S. 193-206).

Tabelle I

Temperaturfluktuationsrauschen:i _T = (4kT²gA)^1/2pω/g(1+ω²t _t²)^1/2; Rauschen aufgrund des dielektrischen Verlustes:i _d = (4kT ωc tanw)^1/2; DC-Widerstandsrauschen (Johnson-Rauschen):-i _R = (4kT/R)^1/2; Vorverstärkerspannungsrauschen:e _a = ν _a² + z²/f)^1/2; Vorverstärkerstromrauschen:i _a = (2ei _l)^1/2.

In der oben stehenden Tabelle bezeichnet tan δ den dielektrischen Verlust im pyroelektrischen Material, z ist die Größe des 1/f-Rauschens des MOSFET-Vorverstärkers bei 1 Hz, f ist die Frequenz und T die am Detektorkopf gemessene Umgebungstemperatur.

In der Schaltung nach dem Vorverstärker 5 treten Strom- und Spannungsrauschquellen auf, die mit dem Schalter 7 : e _s und i _s, und mit dem Leitungsverstärker 11 : e _α und i _α zusammenhängen und es tritt eine Stromrauschquelle i _n auf, die von dem Source-Widerstand R₁ herrührt.

Als Beispiel für Rauschquellen am Detektor und Vorverstärkereingang wird das Vorverstärker- Spannungsrauschen e _a und die Rauschkomponente V₀ (Rauschen) bei der Winkelfrequenz ω genommen. Der abgetastete Pegel V₀ (Rauschen) ist gegeben durch:

wobei α₀ der Source-Folgergewinn ist, der dicht bei 1 liegt und α der Leitungsverstärkergewinn ist und wobei τ _b = R _b C _b und j = . Entsprechende Ausdrücke für die Rauschspannung V₀ (Rauschen), abgeleitet von den Stromrauschquellen am Eingang, die in Tabelle I aufgeführt sind, können erhalten werden, in dem e _a in Gleichung (13) ersetzt wird durch i (Rauschen)/j ω (C+C _a) ersetzt wird.

Die nach dem Vorverstärker 5 auftretenden Rauschquellen e, i _n und i _α liegen im Nebenschluß zur niedrigen Ausgangsimpedanz 1/g _m. Diese sind daher vernachlässigbar. Andererseits führt das Spannungsrauschen am Verstärker 11 zu einem durch Gleichung (13) gegebenen Ausgabewert, wobei jedoch e _a durch e _a/α₀ ersetzt ist. Da α₀ dicht bei 1 liegt ist diese Rauschquelle signifikant und muß in Quadratur zum Vorverstärker- Spannungsrauschen e _a addiert werden.

Aus Gleichung (13), mit verschiedenen Rauschquellen anstelle von e _a kann das Rauschen am Ausgang des Digitalfilters nach Gleichung (3) erhalten werden. Das heißt, Gleichung (13) wird mit dem Faktor 2 sin (ωτ _l/2) multipliziert. Kürzen des Gewinnfaktors αα₀ durch Vergleich mit dem Signal führt zu:

und das gesamte Rauschen ist:

wobei

e _t² = e _a² + e _α²/α₀² + (i _T²+i _d²+i _R²+i _a²)/ω²(C+C _a)²-(16).

Die Ergebnisse der Integration sind in der unten stehenden Tabelle II aufgelistet.

Tabelle II

Spannungsrauschen (dominanter Term):V _a²/2τ _b′ I/f-Rauschen:2z²J Rauschen aufgrund des dielektrischen Verlustes: (4lTC tanδ)J/f (C+C _a)²
Stromrauschen:ei _L(τ _l-t _b)/(C+C _a)² Johnson-Rauschen:2kT(τ _l-t _b)/R(C+C _a)²

In Tabelle II bezeichnet das Symbol J folgendes Integral:

Wenn τ _b = τ/10 beträgt, wie vorgeschlagen, dann ist a = 10N, wobei N die Anzahl der Elemente 3 in der Reihe 1 ist. Das Integral J ist untenstehend für einen Wertebereich für die Werte a tabelliert.

Tabelle III

Verwendet man die Werte der integrierten mittleren quadratischen Rauschspannungen, berechnet sich NETD wie folgt:

Parameterwerte und Ergebnisse der Analyse:

Die folgenden typischen Parameterwerte wurden verwendet, um die oben stehenden Signal- und Rauschausdrücke herzuleiten:

Pyroelektrische Blei-Zirkonat-Keramik:

p = 3.5 × 10^-8 C cm^-2 °C^-1 ε = 300 c _p = 2.8 J · cm^-3 p = 6 × 10 ohm · cm tanδ = 5 × 10^-3
MOSFET
u _a = 2 × 10^-8 V Hz^-1/2 z = 1.1 × 10^-6 V i _L = 10^-14 AC _a = 1.0 pf

Synchronisierung:

τ _l = 2 × 10^-2 N = 100-300 Elemente τ _b = τ/10 = τ _l/10N = 2 × 10^-5 to 7 × 10^-8 s.

Die oben stehenden Berechnungen wurden für ein Element mit einer typischen Fläche von 50 µm² ausgeführt. Thermische Leitfähigkeitswerte im Bereich von g = 0,1 bis 0,3 Watt/cm^-2K^-1 wurden verwendet und die NETDs wurden auf einer F/1-Apertur normiert.

Die Ergebnisse sind angegeben in Ausdrücken des NETD des Detektors 1 für eine F/1-Apertur (siehe die in Fig. 7 bis 10 gezeigten Kurven) für Anordnungen 1 mit 100 bis 300 Detektorelementen 3 und mit Spannungsrauschen an den MOS-Verstärkern 5 von 10 bzw. 20 nVHz^-1/2. Diese Werte für das Rauschen können bei Drainströmen von ungefähr 50 bzw. 10 µA erhalten werden. Die in Fig. 11 gezeigte Kurve zeigt die einzelnen Quellen für das Rauschen (RMS) und den Signalpegel für eine Temperaturdifferenz von 0,1°C in der Szene. In dieser Kurve bezeichnen die Symbole A bis J folgendes:

A:Signal für 0,1°C (g = 0,2 W cm^-2 °C^-1)B:Dielektrisches RauschenC:Spannungsrauschen (300 Elemente: 20 nV Hz^-1/2)D:I/f-RauschenE:Spannungsrauschen (100 Elemente: 20 nV Hz^-1/2)F:Spannungsrauschen (300 Elemente: 10 nV Hz^-1/2)G:SchrotrauschenH:Spannungsrauschen (100 Elemente: 10 nV Hz^-1/2)I:TemperaturrauschenJ:Johnson-Rauschen

Die vorstehenden Berechnungen zeigen, daß es möglich ist, große Anordnungen pyroelektrischer Detektorelemente 3 in linearem oder zweidimensionalem Format herzustellen, die einen NETD bei F/1 in dem Bereich von 0,1 bis 0,2°C (in Abhängigkeit von der thermischen Isolierung und der bei der Konstruktion verwandten Vernetzungsstruktur) aufweisen. Eine herkömmliche Anordnung mit CCD-Auslesung und mit einer ähnlichen Geometrie wie oben diskutiert, würde einen um einen Faktor 10 oder einen höheren Faktor schlechteren NETD aufweisen. Bei pyroelektrischen Strukturen wird die Leistungsfähigkeit im wesentlichen vom dielektrischen Verlustrauschen dominiert und die oben aufgeführten Ergebnisse deuten auf die Wichtigkeit hin, das Spannungsrauschen am MOS-Verstärker 5 niedrig zu halten, insbesondere bei sehr großen Anordnungen 1.

Bei dem oben beschriebenen Ausleseschema wird eine Standard-MOS-Technik angewendet mit nur einer geringen Anzahl von aktiven Elementen auf dem Niveau der Rasterpunkte. Damit kann ein geringer Detektorelementabstand erzielt werden, ohne dabei Miniaturisierungstechnologien (z. B. im Submikronbereich) anwenden zu müssen.

Zum Vergleich sind in Fig. 12 die NETD-Kennlinien herkömmlicher CCD-hybridpolyelektrischer Detektoren über der Chopperfrequenz aufgetragen. Diese Kurve ist der neuerlichen Veröffentlichung "Performance and Technologies for Linear and Two Dimensional Pyroelectric Arrays" von R. Watton, et al., ICC Conference Publication No. 228, 2^nd International Conference on Advanced Infrared Detectors and Systems, S. 49-53 (1983) entnommen. Die drei gezeigten Kennlinien gelten für Hybridschaltungen aus verschiedenem pyroelektrischem Material - CCD-Hybridschaltungen aus Blei-Zirkonat (PZT), Strontium-Barium-Niobat (SBN) und deuteriertem Triglycinsulfat (DTGS). Für die Berechnung der gezeigten Kurven wurde die thermische Leitfähigkeit 9 eines jeden Detektorelements angenommen als 0,1 W/cm² · °C, ein Wert, der bei der Verwendung von Photowiderstands-Mesa-Isolationen erreichbar ist. Das Detektormaterial ist 10 µm dick und der Detektorelementabstand beträgt 100 µm. Bei einer typischen Chopper-Feldfrequenz von 50 Hz, mit τ _l = 2 × 10^-2 s liegen die berechneten NETDs zwischen 0,3 und 0,5°C. Dies kann mit den oben angegebenen Ergebnissen verglichen werden, wo für die gleiche Dicke von 10 µm von Blei-Zirkonat- Keramikmaterial (PZT) die berechneten NETDs in dem Bereich zwischen 0,1 bis 0,15°C liegen. Dies zeigt, daß eine sehr wesentliche Leistungsverbesserung erfindungsgemäß erreichbar ist, d. h. eine Verbesserung um das Doppelte bis um ein Fünffaches.

Die vorstehende Analyse beschränkt sich auf eine lineare Anordnung oder eine Reihe von N-Detektorelementen. Zweidimensionale Anordnungen, bestehend aus zwei oder mehreren solcher Reihen können hergestellt werden, wie mit Bezug auf Fig. 2 kurz angeschnitten wurde. In Fig. 2 sind zu Bauelementen aus Fig. 1 identische Bauelemente mit gleichen Bezugszeichen versehen. Einzelne Reihen von Elementen 3 erstrecken sich in vertikaler Richtung, d. h. im rechten Winkel zu der Richtung der Reihe in Fig. 1. Drei Reihen 1 a, 1 b und 1 c von Detektorelementen 3 sind gezeigt. Jede Reihe weist drei Detektorelemente auf, d. h. N = 3. Die mittlere Reihe 1 b weist ein Detektorelement 3 auf, das wie gezeigt mit MOSFET′s 5 und 7 verbunden ist. Weitere Detektorelemente und entsprechende MOSFET′s sind schematisch durch Blöcke wie z. B. 30 angedeutet. Die mittlere Reihe 1 b ist wie gezeigt über den Widerstand R₁, den Verstärker 11, Tiefpaßfilter 13 und S/H an ein Schieberegister 32 geschaltet. Die Reihen 1 a und 1 b sind über äquivalente, durch die Blöcke 34 a und 34 c angedeutete Schaltungen an das Schieberegister 32 angeschlossen. Die Ausgabewerte des Schieberegisters 32 (o/p) werden an einen Hochpaßdigitalfilter angelegt, wie in Fig. 3 gezeigt ist. Dementsprechend ist die Anordnung nach Fig. 2 durch einen Tiefpaßfilter pro Reihe gekennzeichnet, benötigt aber lediglich einen Hochpaßfilter für die gesamte Anordnung. Die Anordnung wird in x-Richtung (entlang jeder Reihe mittels einer X-Adressenvorrichtung) adressiert.

Die in den Fig. 2 und 3 gezeigte Ausführungsform arbeitet wie folgt: Die X-Adressenvorrichtung betätigt den n-ten MOSFET-Schalter 7 synchron in allen Reihen 1 a bis 1 c, wobei n = 1 bis N ist und N = 3. Entsprechend hält das Schieberegister 32 nach dem n-ten Schaltsignal Signale vom n-ten Detektorelement jeder Reihe 1 a bis 1 c; d. h. der Inhalt des Schieberegisters nach dem n-ten Schaltsignal ist der Ausgangswert der n-ten Spalte von Detektorelementen 3. Die Zeilen werden synchron in einer Gesamtzeit τ _l oder τ _l/N pro Detektorelement 3 ausgelesen, wie in Verbindung mit der Ausführung nach Fig. 1 beschrieben wurde. Das Schieberegister 32 muß dementsprechend der Reihe nach in einem Zeitintervall τ _l/N ausgelesen werden und hält M-Detektorelementsignale, wobei M die Anzahl der Detektorelementzeilen ist und in dieser Ausführungsform 3 beträgt. Die Auslesezeit pro Detektorelementsignal beträgt deshalb τ _l/NM. Dies führt zu einer Serie von NM-Signalen (was einem vollständigen Auslesen der Anordnung entspricht), während der Zeit τ _l, die nun äquivalent ist zu einer Videozyklusdauer. Darüber hinaus werden diese Signale seriell auf eine einzelne Leitung oder einen einzelnen Bus verschaltet, was für die meisten herkömmlichen Videoanzeigegeräte erforderlich ist. Diese Signale können deswegen für eine Rasterabtastanzeige verwendet werden. Die niederfrequenten Rauschkomponenten von Rauschen auf diesen Signalen werden durch die Schieberegisterspeicherung und durch das Auslesen nicht beeinträchtigt, so daß es vollkommen angemessen ist, einen einzigen Hochpaßdigitalfilter zum Filtern der Ausgangssignale der Shiftregister, die von der gesamten Anordnung erhalten werden, zu verwenden.

Es sind Anzeigen verfügbar, bei denen einzelne Zeilen parallel, d. h. simultan adressiert werden können, anstatt sequentiell wie bei herkömmlichen rasterabgetasteten Kathodenstrahlröhren. LED-Anzeigen sind ein Beispiel für solche Anzeigevorrichtungen. Solche Anzeigen benötigen kein Multiplexen der Schieberegister 32. Jede Anzeigezeile könnte in diesem Fall die jeweiligen Spaltenausgabewerte direkt über entsprechende Digitalfilter empfangen.

Claims

1. Thermodetektor mit

a) einer Reihe (1) Thermodetektorelemente (3), zum Erfassen von Strahlung von einer Szene,
b) einem Modulator zum Modulieren der Strahlung von der Szene, so daß jedes Detektorelement (3) abwechselnd mit Hell- und Dunkelphasen beaufschlagt und sequentiell längs der Reihe (1) beleuchtet wird, und
c) einer mit dem Modulator synchronisierten Ausleseeinrichtung (5, 7, 9, 10, 11, R₁) zum Entnehmen der Signale der Detektorelemente,

dadurch gekennzeichnet, daß die Ausleseeinrichtung (5, 7, 9, 10, 11, R₁) zum sequentiellen Abfragen von Hell- und Dunkelsignalen von jedem Detektorelement (3) und zum Anlegen an einen gemeinsamen Reihenausgang ausgelegt ist und dieser Ausgang solche Signale an einen Auslesesignale durchlassenden Bandfilter (13, 15) anlegt, wobei der Bandfilter (13, 15) eine passende Durchlaßcharakteristik hat, um sowohl frequenzgefaltetes Rauschen als auch 1/f-Rauschen zu reduzieren.

2. Thermodetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Bandfilter (13, 15) zum Ausblenden eines Differenzsignals von Hell-Dunkelsignalpaaren von jedem Detektorelement (3) ausgelegt ist und eine Hochpaßcharakteristik aufweist.

3. Thermodetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Bandfilter (13, 15) angrenzend an ein Ende der Detektorelement- (3) Reihe (1) angeordnet ist.

4. Thermodetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausleseeinrichtung (5, 7, 9, 10, 11 R₁) jeweils einen Leistungsverstärker (5, 7, 9) für jedes Detektorelement (3) aufweist, der zwischen Zuständen schaltbar ist, in denen das jeweilige Detektorelement (3) mit dem gemeinsamen Reihenausgang verbunden bzw. von diesem getrennt ist.

5. Thermodetektor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Leistungsverstärker (5, 7, 9) einen Feldeffekttransistor- Source-Folger (5, 9) mit einem mit dessen Source-Verbindung in Reihe geschalteten Schalter (7) ist und daß der Leistungsverstärker (5, 7, 9) in einer die Detektorelemente (3) tragenden Halbleiterschicht (21) ausgebildet ist.

6. Thermodetektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Leistungsverstärker (5, 7, 9) einen gemeinsamen, an den gemeinsamen Reihenausgang geschalteten Source-Folgerwiderstand (R₁) teilen.

7. Thermodetektor nach einem der Ansprüche 1, 2, 4, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihe (1) der Detektorelemente (3) die erste Reihe (1 a) einer zweidimensionalen Anordnung mit mindestens einer zusätzlichen Reihe (1 b) ist, die eine Zeilen- und Spaltenanordnung bildet, wobei alle Detektorelemente (3) so angeordnet sind, daß sie vom Modulator modulierte Strahlung erfassen und wobei alle Detektorelemente (3) mit mindestens äquivalenten Ausleseeinrichtungen (5, 7, 9, 10, 11, R₁) und Filtern (13, 15) verbunden sind.

8. Thermodetektor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorelemente (3) in jeder Spalte der Anordnung zum synchronen Adressieren durch eine gemeinsame Adressiereinrichtung angeordnet sind.

9. Thermodetektor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß Ausgangssignale von jeder Reihe (1 a, 1 b, 1 c) von Detektorelementen (3) einen jeweiligen Tiefpaßbereich (13) des Bandfilters (13, 15) durchqueren und aufeinanderfolgend an einen einzigen Anordnungsausgang geschaltet werden.

10. Thermodetektor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Bandfilter (13, 15) einen einzigen Hochpaßbereich (15) zum Empfangen von Signalen vom einzigen Anordnungsausgang aufweist.