DE3441270C1

DE3441270C1 - Einrichtung und Verfahren zur Frequenzmodulation in CW-Radargeräten

Info

Publication number: DE3441270C1
Application number: DE3441270A
Authority: DE
Inventors: Richard W Burrier; James T Hanson
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1984-07-16
Filing date: 1984-11-12
Publication date: 2001-04-19
Anticipated expiration: 2004-11-13
Also published as: FR2811768A1; CA1341378C; US6057798A

Description

Die Erfindung betrifft allgemein CW-Radargeräte mit der Mög lichkeit einer Entfernungsmessung und im einzelnen Schaltun gen zur genauen Steuerung der Frequenzmodulation der zur Entfernungsmessung verwendeten Schwingungen, die in solchen Geräten erforderlich ist.

Wie allgemein bekannt, haben CW-Radargeräte die Fähigkeit, ohne Zweideutigkeit die Geschwindigkeit bewegter Zielobjekte zu messen, selbst wenn Rauschechos auftreten. Ein normales CW-Radargerät kann jedoch keine Entfernungen messen, wenn nicht verschiedene Vorkehrungen getroffen werden, um das Sen designal zu modulieren. Eine bekannte Modulationstechnik zur Schaffung der Möglichkeit einer Entfernungsmessung in CW-Ra dargeräten besteht darin, eine Frequenzmodulation des ausge sendeten kontinuierlichen Trägersignals vorzunehmen. In be kannten Systemen, bei denen diese Technik zur Anwendung kommt, wird die Abweichung des frequenzmodulierten Sendesignales mit der Abweichung eines frequenzmodulierten Vergleichssignal ver glichen, dessen Abweichungen genau bekannt sind. Ein bei die sem Vergleich festgestellter Fehler dient dann zur Erzeugung des Korrektursignales, welches die Abweichung des ausgesende ten frequenzmodulierten Signales ändert, um den resultierenden Fehler zu Null werden zu lassen. Die Genauigkeit einer solchen apparativen Ausführung steht selbstverständlich in unmittelba rer Beziehung zur Genauigkeit des frequenzmodulierten Ver gleichssignales. Ungünstigerweise ist es jedoch schwierig, die erfoderliche Genauigkeit bekannter frequenzmodulierter Ver gleichssignale aufrecht zu erhalten, insbesondere, wenn solche Vergleichssignale in ungünstiger Umgebung ausgewertet werden müssen, etwa bei Anwendung in militärischen Bereichen.

Aus der US-Patentschrift 4 107 679 ist bekannt, in einem CW- Radar-Entfernungsmeßsystem mittels einer einen spannungsge steuerten Oszillator enthaltenden Regelschleife die Frequenz modulation des ausgesendeten Trägers so zu regeln, daß das Überlagerungsergebnis von ausgesendeter und empfangener Schwingung eine konstante Schwebungsfrequenz hat.

Ferner ist es aus der deutschen Auslegeschrift DE 27 03 566 B2 be kannt, in einem Mehrkanalsystem die jeweils einem Frequenzmo dulator zuzuführende wählbare Trägerfrequenz mittels eines spannungsgesteuerten Oszillators zu erzeugen, der in einer einen Frequenzteiler und einen an eine Bezugsfrequenzquelle angeschlossenen Phasenvergleicher enthaltenden PLL-Schleife liegt.

Gegenüber diesem Stand der Technik soll durch die Erfindung die Aufgabe gelöst werden, in einem CW-Radargerät die Genauig keit der Frequenzabweichungen der frequenzmodulierten Ver gleichssignalschwingung auch bei Signalverarbeitung in un günstiger Umgebung weiter zu erhöhen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die in Anspruch 1 oder in Anspruch 4 angegebenen Merkmale gelöst.

Im allgemeinen ist in einem CW-Radargerät ein spannungsgesteu erter Oszillator vorgesehen, um eine frequenzmodulierte Sig nalschwingung zu erzeugen, welche ein CW-Träger-Signal und ein Modulationssignal enthält, welches einen vorgegebenen Schei telwert der Frequenzabweichung, also einen festen Frequenzhub aufweist. Die Frequenz des Trägersignales ist vorliegend mittels einer phasengeführten Regelschleife oder PLL-Regelung auf die Frequenz eines kristallgesteuerten Oszillators fest gelegt, und der Scheitelwert der Frequenzabweichung des Modu lationssignales wird mittels einer Verstärkungsgewinn-Regel schleife, synchron zu der phasengeführten Regelschleife, so eingestellt, daß der Pegel des Signales am Ausgang eines eine Sinusschwingung darbietenden Oszillators in solcher Weise ein gestellt wird, daß der Frequenzhub der Abweichung des ersten Bessel-Nullwertes entspricht.

Einzelheiten ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung. In dieser stellen dar:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines CW-Radargerätes mit Frequenzmodulation der Sendesignale zur Ableitung von Ziel objekt-Entfernungsinformationen und

Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild der Schaltung gemäß Fig. 1 zur Steuerung des Frequenzhubs der Sendesignale.

Fig. 1 zeigt ein CW-Radargerät 10, bei dem eine Frequenzmo dulation vorgenommen wird, um Zielobjekt-Entfernungsinforma tionen abzuleiten. Das Radargerät 10 enthält einen Sender 12 zur Aussendung frequenzmodulierter Signale, welcher unmittel bar mit einer Sendeantenne 14 verbunden ist. Ein erster Teil des Ausgangssignales des Senders 12 wird über einen Richtungs koppler 13 mit einem üblichen Aufbau besitzenden Einseiten bandgenerator 15 gekoppelt, welcher ein Lokaloszillatorsignal an einen Mischer 16 liefert. Der zweite Eingang zu dem Mischer 16 wird unmittelbar von einer Empfangsantenne 18 abgenommen, so daß etwaige Echosignale von nicht dargestellten Zielobjek ten her auf eine geeignete Zwischenfrequenz heruntergesetzt werden, um in einem Zwischenfrequenzverstärker 20 weiterverar beitet zu werden. Die Ausgangssignale des Zwischenfrequenz verstärkers 20 gelangen zu einer Signalverarbeitungsschaltung 22, in der unter anderem die augenblickliche Frequenzabwei chung jedes empfangenen frequenzmodulierten Signales mit der jeweiligen Frequenzabweichung des Sendesignales verglichen wird, um die Entfernungsinformation für jedes empfangene fre quenzmoduliertes Signal zu bilden. Die Ausgangssignale der Signalverarbeitungsschaltung 22 wiederum werden an eine Aus werteeinheit 24 weitergegeben, die beispielsweise von einem Wieder gabegerät gebildet sein kann. Sowohl der die Frequenzmodula tion durchführende Sender 12 als auch die Signalverarbeitungs schaltung 22 stehen unter der Steuerung eines Rechners 26, der unter anderem Aufzeichnungen über die Zielobjekte unterhält und Änderungen der Frequenz im Frequenzmodulationssender 12 vorschreibt.

Ein zweiter Anteil des Ausgangssignales des Senders 12 wird über einen Richtungskoppler 13a an eine Sendesignal-Frequenz hub-Steuereinheit 28 angekoppelt. Die Steuereinheit 28 wird weiter unten in ihren Einzelheiten beschrieben. Es genügt hier die Feststellung, daß die Steuereinheit 28 eine Frequenzmodu lationsschwingung erzeugt, welche eine präzise Frequenzabwei chung aufweist, die mit dem Ausgang des Senders 12 verglichen wird, um letztlich die Frequenzabweichungen oder den Modula tionsverlauf im Sendesignal zu steuern.

Die in Fig. 2 dargestellte Steuereinheit 28 enthält drei we sentliche Untereinheiten, nämlich einen Entfernungsmeß-Ver gleichssignalgenerator 30, eine sogenannte AFC-Einheit 32 und einen Entfernungsfehlerdetektor 34.

Vor einer ins einzelne gehenden Diskussion des Entfernungsmeß- Vergleichssignalgenerators 30 sei festgestellt, daß dieser im wesentlichen aus einer Bessel-Nullregelschleife und einer Phasenführungsregelschleife besteht, welche beide nicht be zeichnet sind. Der Aufbau der Bessel-Nullregelungsschleife berücksichtigt die Tatsache, daß die Trägerschwingungskompo nente oder J₀-Komponente eines Frequenzmodulationsspektrums mit sinusförmigem Modulationsgang Nullstellen bei bestimmten Frequenzabweichungs-Verhältniswerten hat. Das bedeutet:

J₀(β) = 0 für Δf/fm = 2,405, 5,520, 8,654, . . . (1),

worin β das Frequenzabweichungsverhältnis, Δf der Frequenz hub und f_m die Modulationsfrequenz sind. Innerhalb der Bessel- Nullregelungsschleife wird dann ein spannungsgesteuerter Os zillator, nämlich der spannungsgesteuerte Oszillator 36, in seiner Frequenz durch ein sinusförmiges Signal der Frequenz f_m, welches von einem Oszillator 64 abgeleitet wird, verschoben. Der Ausgangsträger der J₀-Komponente des Signals am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators wird synchron detektiert, wobei das Ausgangssignal von einem kristallgesteuerten Oszilla tor 46 als Referenz dient. Das detektierte Signal enthält dann eine bipolare Gleichstromkomponente, welche dazu verwendet wer den kann, den Pegel des Modulationssignales für den spannungs gesteuerten Oszillator zu steuern, bis die J₀-Komponente im Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators zu Null wird. Die phasengeführte Regelschleife ist dazu bestimmt, die Fre quenz des Referenzsignales vom Ausgang des kristallgesteuerten Oszillators und die Frequenz des Trägers im frequenzmodulier ten Signal vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators aufeinander festzuhalten und die Phasenbeziehung zwischen dem genannten Bezugssignal und dem Träger zu steuern.

Der Entfernungsmeß-Vergleichssignalgenerator 30 enthält also den spannungsgesteuerten Oszillator 36, welcher ein frequenz moduliertes Signal erzeugt, das in einem Pufferverstärker 38 verstärkt wird. Das von diesem Verstärker abnehmbare fre quenzmodulierte Signal wird aufgeteilt, wobei ein erster An teil über einen Frequenzteiler 40 (im vorliegenden Fall eine logische TTL-Schaltung) zu einem Phasendetektor 42 gelangt. Ein zwei ter Anteil des frequenzmodulierten Signales vom Ausgang des Pufferverstärkers 38 wird der AFC-Einheit 32 zugeführt, wo bei auf die Gründe hierfür weiter unten eingegangen wird. Der Frequenzteiler 40 ist vorgesehen, um den Frequenzhub Δf des dem Phasendetektor 42 zugeführten frequenzmodulierten Signa les auf ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenzabweichung oder des Frequenzhubes des ersten Bessel-Nullwertes festzule gen, wenn J₀(β) = 0.

Von dem vom Frequenzteiler 40 abnehmbaren frequenzmodulierten Signal wird, wie bereits gesagt, ein Teil dem Phasendetektor 42 zugeführt, während ein zweiter Teil zu einem weiteren Fre quenzteiler 44 gelangt. Das Bezugssignal für den Phasendetek tor 42 wird über einen 90°-Phasenschieber 43 von einem kri stallgesteuerten Oszillator 46 abgenommen. (Der 90°-Phasen schieber 43 ist vorgesehen, um zu erreichen, daß der Phasen detektor 42 als phasenempfindlicher Amplitudendetektor arbei tet.) Das Ausgangssignal des kristallgesteuerten Bezugsoszilla tors 46 wird außerdem einem Frequenzteiler 43 zugeführt.

Es sei nun kurz vor Weiterführung der Beschreibung der Schal tung eine Betrachtung angestellt. Man erkennt, daß dann, wenn eine Bessel-Nullregelungsschleife allein verwendet würde, die Signale von einem Bezugsoszillator, vorliegend dem Kristall oszillator 46, und das frequenzmodulierte Signal vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 36 lediglich phasendetek tiert würden. Wenn also das Bezugssignal durch f_o dargestellt würde und das vom spannungsgesteuerten Oszillator 36 abgenom mene Signal durch [f_o + βf_mcos(f_mt)] ausgedrückt wür de, das Ergebnis der Phasendetektierung durch eine Gleichstrom komponente und die Spektralkomponenten bei Vielfachen der Mo dulationsfrequenz f_m dargestellt würde. Ein solches Spektrum wäre gleich dem Spektrum eines Trägers mit Nullmodulation mit Seitenbändern, die symmetrisch um f_m versetzt zu der Träger frequenz gelegen sind. Aus diesem Grunde muß, wie oben ange geben wurde, eine Phasenführungsschleife oder PLL-Regelschlei fe vorgesehen sein, um sicherzustellen, daß die Trägerfrequenz des frequenzmodulierten Signales, welches von dem spannungs gesteuerten Oszillator 36 abgenommen wird, und die Frequenz des Bezugssignales vom kristallgesteuerten Oszillator 46 syn chron bleiben und um außerdem die Phasenbeziehung zwischen dem genannten Bezugssignal und der J₀-Komponente des frequenzmo dulierten Signales vom Ausgang des spannungsgesteuerten Os zillators 36 zu steuern. Die Bessel-Nullregelungsschleife führt also die Nullbedingung mit Bezug auf den J₀-Ausdruck und nicht mit Bezug auf den J₁-Ausdruck oder einen höheren Ausdruck der Reihe durch.

Die Frequenzteiler 44 und 48, welche identische Digitalzähler sind, vermindern die Frequenzen des Bezugssignales f_o und des frequenzmodulierten Signales vom Ausgang des Frequenzteilers 40. Der Frequenzteiler 44 hat somit das Bestreben, die Modula tionsseitenbänder im frequenzmodulierten Signal abzuschwächen, wodurch die Vergleichbarkeit mit dem zweiten Eingangssignal zum Phasendetektor 50 innerhalb der PLL-Regelschleife (nicht näher bezeichnet) sichergestellt wird. In dieser Weise wird der Träger vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 36 effektiv auf die Bezugsfrequenz f_o vom kristallgesteuerten Oszillator 46 festgelegt und die richtige Bessel-J₀-Komponente wird in der Bessel-Nullregelungsschleife synchron in einen Gleichstromausdruck umgesetzt.

Das Ausgangssignal von dem Frequenzteiler 44 gelangt unmittel bar zu dem Phasendetektor 50, während das Bezugssignal vom Frequenzteiler 48 den Phasendetektor 50 über einen Phasenmodu lator (nicht näher bezeichnet) erreicht, der einen Vierqua drant-Multiplizierer 52, einen 90°-Phasenschieber 54 und einen summierenden Verstärker 36 enthält. Es sei bemerkt, daß ein derartiger, die drei genannten Baueinheiten enthaltender Pha senmodulator ein sogenannter Armstrong-Phasenmodulator ist, wobei es sich um eine Schaltung handelt, um ein Signal linear in der Phase zu modulieren, wenn das Hubverhältnis der Modula tion begrenzt ist. Das Ausgangssignal von dem Phasendetektor 50 wird über einen Verstärker 51 wieder in den spannungsge steuerten Oszillator 36 eingegeben. Die nicht näher bezeich nete Phasenführungsschleife hat die Wirkung, daß sie die Fre quenzmodulation des Trägers des Ausgangssignales des span nungsgesteuerten Oszillators 36 (nach der Frequenzteilung) zwangsläufig so beeinflußt, daß sie dieselbe Frequenzmodula tion ist, wie sie das phasenmodulierte Bezugssignal von dem Armstrong-Phasenmodulator (nicht näher bezeichnet) erfahren hat.

Die Größe der Phasenmodulation Δϕ, welche dem Bezugssignal aufgeprägt werden muß, das dem Phasendetektor 50 zugeführt wird, läßt sich folgendermaßen ausdrücken.

Δϕ = β/Nradiant (2).

Hierin ist β = 2.405 für den ersten Bessel-Nullwert. Wenn, wie im vorliegenden Fall, aufgrund der Wirkung der Frequenz teiler 44 und 48 N = 16 gilt, so ist Δϕ 8.61 Grad. Dies ist eine Phasenmodulation, die sehr wohl innerhalb des möglichen Arbeitsbereiches eines Armstrong-Phasenmodulators liegt. Das Signal vom Ausgang des Frequenzteilers 43, ein sinusförmiges CW-Signal nämlich, wird durch Seitenbänder moduliert, welche in einem symmetrischen Modulator (dem Vierquadrant-Multipli zierer 52) erzeugt werden, und das resultierende Signal ist um 90° phasenverschoben, um ein Phasenmodulationssignal zu erzeugen. Das Ausgangssignal des summierenden Verstärkers 56 ist schließlich ein frequenzmoduliertes Signal, dessen Modu lationsindex von der relativen Amplitude der Signale vom Aus gang des Frequenzteilers 48 und vom Phasenschieber 54 abhän gig ist. Der Vierquadrant-Multiplizierer 52 dient als symme trischer Modulator, da ein derartiger Multiplizierer ein Aus gangssignal erzeugt, das zu beiden Eingangssignalen direkt proportional ist.

Der Phasendetektor 42 arbeitet als Bessel-Nulldetektor. An ders ausgedrückt, der Phasendetektor 42 wirkt als phasen empfindlicher Amplitudendetektor, der ein bipolares Gleichspan nungssignal erzeugt, das proportional zu der J₀(β)-Bessel- Komponente des Ausgangssignales des Frequenzteilers 40 ist. Die Wirkungsweise der Bessel-Nullregelungsschleife (nicht bezeichnet) ist die, daß der J₀(β)-Ausdruck bei dem ersten Bessel-Nullwert (welcher bei einem Modulationsin dex von 2.405 auftritt) zu Null geregelt wird. Die Bessel- Nullregelungsschleife erlaubt die Modellvorstellung, daß in der Nachbarschaft der Nullstelle der J₀(β)-Ausdruck durch eine gerade Linie ersetzt wird.

Das bipolare Gleichstromsignal vom Phasendetektor 42 wird über ein Tiefpaßfilter 58 einem Verstärker 60 zugeführt. Das Tief paßfilter und der Verstärker bestimmen den Verstärkungsgewinn und die Zeitkonstante der Bessel-Nullregelungsschleife. Der Schleifenverstärkungsgewinn und die Zeitkonstante werden ent sprechend der gewünschten Tiefe des Nullwertes und der Aus scheidung von Bessel-Ausdrücken höherer Ordnung gewählt, wel che aus der Modulationsfrequenz und Harmonischen der Modula tionsfrequenz gebildet sind. Das Ausgangssignal von dem Ver stärker 60 wird in den Vierquadrant-Multiplizierer 62 einge geben. Das zweite Eingangssignal für den Vierquadrant-Multi plizierer 62 bildet ein von einem Oszillator 64 abgenommenes Signal mit der Modulationsfrequenz f_m, welches über einen 90°- Phasenschieber 66 geführt wird. Das Ausgangssignal des 90°- Phasenschiebers 66 wird außerdem einem summierenden Verstär ker 68 zugeleitet. Das zweite Eingangssignal für den summie renden Verstärker 68 ist unmittelbar das von dem Vierquadrant- Multiplizierer 62 abnehmbare Signal. Der 90°-Phasenschieber 66 ist vorgesehen, um sicherzustellen, daß die Modulation am Aus gang des Armstrong-Phasenmodulators in Wirklichkeit eine Fre quenzmodulation ist. D. h. der Vierquadrant-Multiplizierer 62 würde ohne eine Korrektur durch den Phasenschieber als Pha senmodulator arbeiten. Da jedoch die Frequenz die Ableitung oder die Änderungsgeschwindigkeit der Phase ist und die Wir kung einer 90°-Phasenverzögerung in einem sinusförmigen Signal zu einer cosinusförmigen Welle führt, was einer Ableitung der Sinusfunktion entspricht, bedeutet die 90°-Phasenverschiebung durch den Phasenschieber, daß dem Ausgangssignal des Armstrong- Modulators tatsächlich schließlich eine Frequenzmodulation aufgeprägt ist.

Wie zuvor schon ausgeführt, wird ein Teil des Ausgangssigna les von dem Pufferverstärker 38 zu der AFC-Einheit 32 weiter geleitet. Innerhalb der Letzteren dient das genannte Signal als Bezugssignal in einer automatischen Frequenzregelungs schleife (AFC-Schleife), um die Frequenzabweichung des in Fig. 1 dargestellten Senders 12 zu steuern. Der Teil des Sender ausgangssignales, der an die Sender-Frequenzabweichungssteuer einheit 28 angekoppelt wird, durchläuft zunächst innerhalb der AFC-Einheit 32 eine Dämpfungseinrichtung 70. Die Dämpfungsein richtung 70 ist vorgesehen, um den Pegel des vom Sender 12 ab genommenen Anteils des Senderausgangssignales vor Eingabe im einen Mischer 72 zu steuern. Innerhalb des Mischers wird der abgezweigte Anteil des Senderausgangssignales auf ein Signal herabgesetzt, welches einer ersten Zwischenfrequnz entspricht, in dem eine Heterodynüberlagerung mit dem Ausgangssignal eines GUNN-Oszillators 74 erfolgt. Das Zwischenfrequenzsignal vom Ausgang des Mischers 72 wird in einem Bandpaßfilter 76 gefil tert und bildet das erste Eingangssignal für einen Mischer 78. Das zweite Eingangssignal für den Mischer 78 ist das vom Puf ferverstärker 38 abnehmbare Signal, welches innerhalb des Ent fernungsmeß-Vergleichssignalgenerators 30 erzeugt wird. Der Mischer 78 bewirkt eine Herabsetzung des Zwischenfrequenzsigna les, welches aus dem Ausgangssignal des Senders 12 gebildet wurde, auf eine zweite Zwischenfrequenz, welche einem weiteren Bandpaßfilter 80 mitgeteilt wird, das dazu dient, unerwünschte Ausgangssignalkomponenten vom Mischer 78 auszuscheiden. Die Ausgangssignale des Bandpaßfilters 80 werden in einem Begren zer 82 begrenzt, bevor sie einen Verstärker 84 erreichen. Der Verstärker 84 dient als Treiberschaltung für einen Frequenz diskriminator 86, der ein Gleichstrom-Steuersignal entspre chend einem Frequenzfehler bildet, wobei dieses Steuersignal der Differenz zwischen der Frequenz des Eingangssignales und der Mittelfrequenz des Frequenzdiskriminators 86 entspricht. Ferner wird ein Wechselstromsignal vom Frequenzdiskriminator gebildet, dessen Amplitude und Phase den Fehler der Frequenz abweichung im frequenzmodulierten Ausgangssignal des Senders 12 anzeigt. Das Frequenzfehler-Ausgangssignal des Frequenz diskriminators 86 wird in einem Pufferverstärker 88 verstärkt, und das Verstärkerausgangssignal wird aufgeteilt, wobei ein erster Anteil über ein Kammfilter 90 einem Summationsverstär ker 92 zugeführt wird. Das zweite Eingangssignal für den Summa tionsverstärker 92 bildet ein Frequenzsteuersignal, welches innerhalb einer nicht dargestellten logischen Schaltung er zeugt wird. Das Ausgangssignal des Summationsverstärkers 92 dient als Steuersignal für den GUNN-Oszillator 74, um die Aus gangsfrequenz dieses Oszillators zu steuern und auf diese Wei se die Regelschleife zu schließen.

Ein zweiter Teil des Ausgangssignales des Pufferverstärkers 88 wird dem Entfernungsmeß-Fehlerdetektor 34 zugeführt. Innerhalb dieses Detektors wird das Frequenzfehlersignal zunächst in einem Bandpaßfilter 94 gefiltert und dann aufgeteilt, wobei ein erster Anteil unmittelbar zu einem einpoligen Umschalter 96 gelangt, während ein zweiter Anteil zu diesem Umschalter über einen Inverter 98 geführt wird. Der Umschalter 96 wird mittels eines Ausgangssignals eines Vergleichers 100 gesteuert, dessen einer Eingang das Modulationsfrequenzsignal f_m des Os zillators 64 innerhalb des Entfernungsmeß-Vergleichssignal generators 30 ist. Das andere Eingangssignal für den Verglei cher 100 ist eine kleine Vorspannung V_REF. Der Vergleicher 100 wird in der Weise tätig, daß er die Sinusschwingung vom Os zillator 64 in eine Ausgangs-Rechteckwelle umwandelt. Der Fach mann erkennt, daß der einpolige Umschalter 96, der Inverter 98 und der Vergleicher 100 praktisch einem phasenempfindlichen Amplitudendetektor bilden, der ein Gleichspannungs-Ausgangs signal erzeugt, das durch eine Glättungsschaltung 102 gefil tert wird, um den Rauschpegel herabzusetzen und das dann im Multiplizierer 206 dazu dient, die Modulationsfrequenz f_m zu rekonstruieren, deren Amplitude und Phasenlage (0° oder 180°) nung ein Haß für den Abweichungsfehler ist. Das Wechselspan nungssignal, welches erzeugt wird, gelangt über einen Puffer verstärker 108 zu dem Sender 12 (siehe Fig. 1). Innerhalb des Senders dient das Entfernungsmeß-Fehlersignal zur Steuerung der Frequenzmodulation des Trägers.

Im Rahmen der Erfindung bietet sich dem Fachmann eine Reihe von Weiterbildungs- und Abwandlungsmöglichkeiten der hier an gegebenen Schaltung. Beispielsweise kann, wenn der spannungs gesteuerte Oszillator 36 linear ist und das System mit einer niedrigen Modulationsfrequenz arbeitet und die Bandbreite der Phasenführungsschleife so vergrößert wird, daß das Modulations signal praktisch unterhalb der Grenzfrequenz der Phasenführungs schleife liegt, der Armstrong-Phasenmodulator (nicht bezeich net) in der Vergleichssignalzuleitung für den Phasendetektor 50 der PLL-Regelschleife weggelassen werden.

Claims

1. Einrichtung zur Frequenzmodulation in CW-Radargeräten mit einem Vergleichssignalgenerator, insbesondere einem Entfer nungsmeß-Vergleichssignalgenerator, zur Erzeugung einer fre quenzmodulierten Schwingung, welche eine präzise Frequenzab weichung aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß dieser Ver gleichssignalgenerator folgende Bestandteile aufweist:

a) einen spannungsgesteuerten Oszillator (36);
b) einen Frequenzteiler (40) zur Division der Frequenz des Ausgangssignales des spannungsgesteuerten Oszillators mit einem bestimmten Divisor;
c) einen kristallgesteuerten Bezugssignaloszillator (46);
d) ein Paar von weiteren, gleichen Frequenzteilern (44, 48) zur Teilung der Frequenz des Ausgangssignales des erstgenannten Frequenzteilers (40) und des Ausgangs signals des kristallgesteuerten Bezugssignaloszilla tors (46);
e) einen auf die Modulationsfrequenz (f_m) abgestimmten Oszillator (64);
f) eine erste Regelschaltung (50), welche in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen des auf die Modulations frequenz (f_m) abgestimmten Oszillators (64) und ab hängig von Signalen entsprechend dem Ausgang des Paares weiterer Frequenzteiler (44, 48) gesteuert ist, um die Frequenzmodulation des spannungsgesteuerten Oszillators vorzunehmen und
g) eine weitere Regelschaltung (42, 58, 60, 62, 68), welche abhängig von dem keiner Frequenzteilung unterzo genen Ausgangssignal des kristallgesteuerten Bezugs signaloszillators (46) sowie abhängig vom Ausgangs signal des erstgenannten Frequenzteilers (40) betätigt wird und zur Steuerung der Frequenzabweichung des fre quenzmodulierten Ausgangssignales des spannungsgesteu erten Oszillators (36) dient.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Regelschaltung zur Frequenzmodulation des span nungsgesteuerten Oszillators (36) eine PLL-Regelschleife mit einem Armstrong-Phasenmodulator (52, 54, 56) enthält, um das einer Frequenzteilung in dem Frequenzteiler (48) des Paares weiterer Frequenzteiler unterzogene Ausgangssignal des kris tallgesteuerten Bezugssignaloszillators (46) mit dem Aus gangssignal des auf die Modulationsfrequenz abgestimmten Os zillators (64) zu kombinieren.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, daß die weitere Regelschaltung zur Steuerung der Fre quenzabweichung des frequenzmodulierten Ausgangssignales des spannungsgesteuerten Oszillators (36) eine Bessel-Nullrege lungsschleife mit einem phasenempfindlichen Amplitudendetek tor (42) enthält, um ein bipolares Gleichspannungs-Ausgangs signal zu erzeugen, mittels welchem der Pegel des Modula tionssignales für den spannungsgesteuerten Oszillator (36) gesteuert wird.

4. Verfahren zur Frequenzmodulation in einem CW-Radargerät, in welchem ein trägerfrequentes Signal frequenzmoduliert wird, um Entfernungsinformationen aus Zielobjekt-Echosigna len ableiten zu können, insbesondere unter Verwendung einer Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei eine Frequenzmodulation eines spannungsgesteuerten Oszillators (36) erfolgt, dessen Ausgangssignal sich durch einen Träger fester Frequenz und eine Frequenzmodulation mit festen Fre quenzhub auszeichnet, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

a) Zuführung eines Steuersignales zu dem spannungsgesteurten Oszillator zur Steuerung der augenblicklichen Frequenz des Ausgangssignales dieses Oszillators, welches einen Trägeranteil und einen Modulationsanteil aufweist, wobei das Steuersignal eine Gleichspannungskomponente besitzt, um die Frequenz des Trägeranteils festzulegen, und fer ner eine sinusförmige Komponente besitzt, um die Fre quenzabweichung des Modulationsanteiles des Oszillator ausgangssignals festzulegen;
b) Phasendetektieren eines ersten Anteils des Ausgangs signales des spannungsgesteuerten Oszillators zur Fest stellung des Unterschiedes zwischen dem Trägeranteil und einem Signal, welches vom Ausgang eines kristallgesteu erten Oszillators (46) abgeleitet ist, um ein dem ge nannten Unterschied entsprechendes Gleichspannungssignal abzuleiten;
c) Dämpfung einer sinusförmigen Schwingung eines Oszilla tors (64) in Abhängigkeit von dem Gleichspannungssignal;
d) Kombinieren des Ausgangssignales des kristallgesteuer ten Oszillators (46) und des gedämpften sinusförmigen Signales zur Ableitung eines Bezugssignales und
e) Phasendetektierung eines zweiten Teiles des Ausgangs signales des spannungsgesteuerten Oszillators und des Bezugssignales zur Ableitung eines Steuersignales für den spannungsgesteuerten Oszillator.