DE3441270C1 - Einrichtung und Verfahren zur Frequenzmodulation in CW-Radargeräten - Google Patents
Einrichtung und Verfahren zur Frequenzmodulation in CW-RadargerätenInfo
- Publication number
- DE3441270C1 DE3441270C1 DE3441270A DE3441270A DE3441270C1 DE 3441270 C1 DE3441270 C1 DE 3441270C1 DE 3441270 A DE3441270 A DE 3441270A DE 3441270 A DE3441270 A DE 3441270A DE 3441270 C1 DE3441270 C1 DE 3441270C1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- output signal
- oscillator
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims abstract description 15
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 3
- 238000013016 damping Methods 0.000 claims description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 2
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 108010001267 Protein Subunits Proteins 0.000 description 1
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 238000012549 training Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
- G01S13/342—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using sinusoidal modulation
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/35—Details of non-pulse systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft allgemein CW-Radargeräte mit der Mög
lichkeit einer Entfernungsmessung und im einzelnen Schaltun
gen zur genauen Steuerung der Frequenzmodulation der zur
Entfernungsmessung verwendeten Schwingungen, die in solchen
Geräten erforderlich ist.
Wie allgemein bekannt, haben CW-Radargeräte die Fähigkeit,
ohne Zweideutigkeit die Geschwindigkeit bewegter Zielobjekte
zu messen, selbst wenn Rauschechos auftreten. Ein normales
CW-Radargerät kann jedoch keine Entfernungen messen, wenn
nicht verschiedene Vorkehrungen getroffen werden, um das Sen
designal zu modulieren. Eine bekannte Modulationstechnik zur
Schaffung der Möglichkeit einer Entfernungsmessung in CW-Ra
dargeräten besteht darin, eine Frequenzmodulation des ausge
sendeten kontinuierlichen Trägersignals vorzunehmen. In be
kannten Systemen, bei denen diese Technik zur Anwendung kommt,
wird die Abweichung des frequenzmodulierten Sendesignales mit
der Abweichung eines frequenzmodulierten Vergleichssignal ver
glichen, dessen Abweichungen genau bekannt sind. Ein bei die
sem Vergleich festgestellter Fehler dient dann zur Erzeugung
des Korrektursignales, welches die Abweichung des ausgesende
ten frequenzmodulierten Signales ändert, um den resultierenden
Fehler zu Null werden zu lassen. Die Genauigkeit einer solchen
apparativen Ausführung steht selbstverständlich in unmittelba
rer Beziehung zur Genauigkeit des frequenzmodulierten Ver
gleichssignales. Ungünstigerweise ist es jedoch schwierig, die
erfoderliche Genauigkeit bekannter frequenzmodulierter Ver
gleichssignale aufrecht zu erhalten, insbesondere, wenn solche
Vergleichssignale in ungünstiger Umgebung ausgewertet werden
müssen, etwa bei Anwendung in militärischen Bereichen.
Aus der US-Patentschrift 4 107 679 ist bekannt, in einem CW-
Radar-Entfernungsmeßsystem mittels einer einen spannungsge
steuerten Oszillator enthaltenden Regelschleife die Frequenz
modulation des ausgesendeten Trägers so zu regeln, daß das
Überlagerungsergebnis von ausgesendeter und empfangener
Schwingung eine konstante Schwebungsfrequenz hat.
Ferner ist es aus der deutschen Auslegeschrift DE 27 03 566 B2 be
kannt, in einem Mehrkanalsystem die jeweils einem Frequenzmo
dulator zuzuführende wählbare Trägerfrequenz mittels eines
spannungsgesteuerten Oszillators zu erzeugen, der in einer
einen Frequenzteiler und einen an eine Bezugsfrequenzquelle
angeschlossenen Phasenvergleicher enthaltenden PLL-Schleife
liegt.
Gegenüber diesem Stand der Technik soll durch die Erfindung
die Aufgabe gelöst werden, in einem CW-Radargerät die Genauig
keit der Frequenzabweichungen der frequenzmodulierten Ver
gleichssignalschwingung auch bei Signalverarbeitung in un
günstiger Umgebung weiter zu erhöhen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die in Anspruch 1
oder in Anspruch 4 angegebenen Merkmale gelöst.
Im allgemeinen ist in einem CW-Radargerät ein spannungsgesteu
erter Oszillator vorgesehen, um eine frequenzmodulierte Sig
nalschwingung zu erzeugen, welche ein CW-Träger-Signal und ein
Modulationssignal enthält, welches einen vorgegebenen Schei
telwert der Frequenzabweichung, also einen festen Frequenzhub
aufweist. Die Frequenz des Trägersignales ist vorliegend
mittels einer phasengeführten Regelschleife oder PLL-Regelung
auf die Frequenz eines kristallgesteuerten Oszillators fest
gelegt, und der Scheitelwert der Frequenzabweichung des Modu
lationssignales wird mittels einer Verstärkungsgewinn-Regel
schleife, synchron zu der phasengeführten Regelschleife, so
eingestellt, daß der Pegel des Signales am Ausgang eines eine
Sinusschwingung darbietenden Oszillators in solcher Weise ein
gestellt wird, daß der Frequenzhub der Abweichung des ersten
Bessel-Nullwertes entspricht.
Einzelheiten ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung
eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf
die Zeichnung. In dieser stellen dar:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines
CW-Radargerätes mit Frequenzmodulation
der Sendesignale zur Ableitung von Ziel
objekt-Entfernungsinformationen und
Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild der
Schaltung gemäß Fig. 1 zur Steuerung
des Frequenzhubs der Sendesignale.
Fig. 1 zeigt ein CW-Radargerät 10, bei dem eine Frequenzmo
dulation vorgenommen wird, um Zielobjekt-Entfernungsinforma
tionen abzuleiten. Das Radargerät 10 enthält einen Sender 12
zur Aussendung frequenzmodulierter Signale, welcher unmittel
bar mit einer Sendeantenne 14 verbunden ist. Ein erster Teil
des Ausgangssignales des Senders 12 wird über einen Richtungs
koppler 13 mit einem üblichen Aufbau besitzenden Einseiten
bandgenerator 15 gekoppelt, welcher ein Lokaloszillatorsignal
an einen Mischer 16 liefert. Der zweite Eingang zu dem Mischer
16 wird unmittelbar von einer Empfangsantenne 18 abgenommen,
so daß etwaige Echosignale von nicht dargestellten Zielobjek
ten her auf eine geeignete Zwischenfrequenz heruntergesetzt
werden, um in einem Zwischenfrequenzverstärker 20 weiterverar
beitet zu werden. Die Ausgangssignale des Zwischenfrequenz
verstärkers 20 gelangen zu einer Signalverarbeitungsschaltung
22, in der unter anderem die augenblickliche Frequenzabwei
chung jedes empfangenen frequenzmodulierten Signales mit der
jeweiligen Frequenzabweichung des Sendesignales verglichen
wird, um die Entfernungsinformation für jedes empfangene fre
quenzmoduliertes Signal zu bilden. Die Ausgangssignale der
Signalverarbeitungsschaltung 22 wiederum werden an eine Aus
werteeinheit 24 weitergegeben, die beispielsweise von einem Wieder
gabegerät gebildet sein kann. Sowohl der die Frequenzmodula
tion durchführende Sender 12 als auch die Signalverarbeitungs
schaltung 22 stehen unter der Steuerung eines Rechners 26, der
unter anderem Aufzeichnungen über die Zielobjekte unterhält
und Änderungen der Frequenz im Frequenzmodulationssender 12
vorschreibt.
Ein zweiter Anteil des Ausgangssignales des Senders 12 wird
über einen Richtungskoppler 13a an eine Sendesignal-Frequenz
hub-Steuereinheit 28 angekoppelt. Die Steuereinheit 28 wird
weiter unten in ihren Einzelheiten beschrieben. Es genügt hier
die Feststellung, daß die Steuereinheit 28 eine Frequenzmodu
lationsschwingung erzeugt, welche eine präzise Frequenzabwei
chung aufweist, die mit dem Ausgang des Senders 12 verglichen
wird, um letztlich die Frequenzabweichungen oder den Modula
tionsverlauf im Sendesignal zu steuern.
Die in Fig. 2 dargestellte Steuereinheit 28 enthält drei we
sentliche Untereinheiten, nämlich einen Entfernungsmeß-Ver
gleichssignalgenerator 30, eine sogenannte AFC-Einheit 32 und
einen Entfernungsfehlerdetektor 34.
Vor einer ins einzelne gehenden Diskussion des Entfernungsmeß-
Vergleichssignalgenerators 30 sei festgestellt, daß dieser im
wesentlichen aus einer Bessel-Nullregelschleife und einer
Phasenführungsregelschleife besteht, welche beide nicht be
zeichnet sind. Der Aufbau der Bessel-Nullregelungsschleife
berücksichtigt die Tatsache, daß die Trägerschwingungskompo
nente oder J0-Komponente eines Frequenzmodulationsspektrums
mit sinusförmigem Modulationsgang Nullstellen bei bestimmten
Frequenzabweichungs-Verhältniswerten hat. Das bedeutet:
J0(β) = 0 für Δf/fm = 2,405, 5,520, 8,654, . . . (1),
worin β das Frequenzabweichungsverhältnis, Δf der Frequenz
hub und fm die Modulationsfrequenz sind. Innerhalb der Bessel-
Nullregelungsschleife wird dann ein spannungsgesteuerter Os
zillator, nämlich der spannungsgesteuerte Oszillator 36, in
seiner Frequenz durch ein sinusförmiges Signal der Frequenz fm,
welches von einem Oszillator 64 abgeleitet wird, verschoben.
Der Ausgangsträger der J0-Komponente des Signals am Ausgang
des spannungsgesteuerten Oszillators wird synchron detektiert,
wobei das Ausgangssignal von einem kristallgesteuerten Oszilla
tor 46 als Referenz dient. Das detektierte Signal enthält dann
eine bipolare Gleichstromkomponente, welche dazu verwendet wer
den kann, den Pegel des Modulationssignales für den spannungs
gesteuerten Oszillator zu steuern, bis die J0-Komponente im
Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators zu Null wird.
Die phasengeführte Regelschleife ist dazu bestimmt, die Fre
quenz des Referenzsignales vom Ausgang des kristallgesteuerten
Oszillators und die Frequenz des Trägers im frequenzmodulier
ten Signal vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators
aufeinander festzuhalten und die Phasenbeziehung zwischen
dem genannten Bezugssignal und dem Träger zu steuern.
Der Entfernungsmeß-Vergleichssignalgenerator 30 enthält also
den spannungsgesteuerten Oszillator 36, welcher ein frequenz
moduliertes Signal erzeugt, das in einem Pufferverstärker 38
verstärkt wird. Das von diesem Verstärker abnehmbare fre
quenzmodulierte Signal wird aufgeteilt, wobei ein erster An
teil über einen Frequenzteiler 40 (im vorliegenden Fall eine logische
TTL-Schaltung) zu einem Phasendetektor 42 gelangt. Ein zwei
ter Anteil des frequenzmodulierten Signales vom Ausgang des
Pufferverstärkers 38 wird der AFC-Einheit 32 zugeführt, wo
bei auf die Gründe hierfür weiter unten eingegangen wird. Der
Frequenzteiler 40 ist vorgesehen, um den Frequenzhub Δf des
dem Phasendetektor 42 zugeführten frequenzmodulierten Signa
les auf ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenzabweichung
oder des Frequenzhubes des ersten Bessel-Nullwertes festzule
gen, wenn J0(β) = 0.
Von dem vom Frequenzteiler 40 abnehmbaren frequenzmodulierten
Signal wird, wie bereits gesagt, ein Teil dem Phasendetektor
42 zugeführt, während ein zweiter Teil zu einem weiteren Fre
quenzteiler 44 gelangt. Das Bezugssignal für den Phasendetek
tor 42 wird über einen 90°-Phasenschieber 43 von einem kri
stallgesteuerten Oszillator 46 abgenommen. (Der 90°-Phasen
schieber 43 ist vorgesehen, um zu erreichen, daß der Phasen
detektor 42 als phasenempfindlicher Amplitudendetektor arbei
tet.) Das Ausgangssignal des kristallgesteuerten Bezugsoszilla
tors 46 wird außerdem einem Frequenzteiler 43 zugeführt.
Es sei nun kurz vor Weiterführung der Beschreibung der Schal
tung eine Betrachtung angestellt. Man erkennt, daß dann, wenn
eine Bessel-Nullregelungsschleife allein verwendet würde, die
Signale von einem Bezugsoszillator, vorliegend dem Kristall
oszillator 46, und das frequenzmodulierte Signal vom Ausgang
des spannungsgesteuerten Oszillators 36 lediglich phasendetek
tiert würden. Wenn also das Bezugssignal durch fo dargestellt
würde und das vom spannungsgesteuerten Oszillator 36 abgenom
mene Signal durch [fo + βfmcos(fmt)] ausgedrückt wür
de, das Ergebnis der Phasendetektierung durch eine Gleichstrom
komponente und die Spektralkomponenten bei Vielfachen der Mo
dulationsfrequenz fm dargestellt würde. Ein solches Spektrum
wäre gleich dem Spektrum eines Trägers mit Nullmodulation mit
Seitenbändern, die symmetrisch um fm versetzt zu der Träger
frequenz gelegen sind. Aus diesem Grunde muß, wie oben ange
geben wurde, eine Phasenführungsschleife oder PLL-Regelschlei
fe vorgesehen sein, um sicherzustellen, daß die Trägerfrequenz
des frequenzmodulierten Signales, welches von dem spannungs
gesteuerten Oszillator 36 abgenommen wird, und die Frequenz
des Bezugssignales vom kristallgesteuerten Oszillator 46 syn
chron bleiben und um außerdem die Phasenbeziehung zwischen dem
genannten Bezugssignal und der J0-Komponente des frequenzmo
dulierten Signales vom Ausgang des spannungsgesteuerten Os
zillators 36 zu steuern. Die Bessel-Nullregelungsschleife
führt also die Nullbedingung mit Bezug auf den J0-Ausdruck
und nicht mit Bezug auf den J1-Ausdruck oder einen höheren
Ausdruck der Reihe durch.
Die Frequenzteiler 44 und 48, welche identische Digitalzähler
sind, vermindern die Frequenzen des Bezugssignales fo und des
frequenzmodulierten Signales vom Ausgang des Frequenzteilers
40. Der Frequenzteiler 44 hat somit das Bestreben, die Modula
tionsseitenbänder im frequenzmodulierten Signal abzuschwächen,
wodurch die Vergleichbarkeit mit dem zweiten Eingangssignal
zum Phasendetektor 50 innerhalb der PLL-Regelschleife (nicht
näher bezeichnet) sichergestellt wird. In dieser Weise wird
der Träger vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators
36 effektiv auf die Bezugsfrequenz fo vom kristallgesteuerten
Oszillator 46 festgelegt und die richtige Bessel-J0-Komponente
wird in der Bessel-Nullregelungsschleife synchron in einen
Gleichstromausdruck umgesetzt.
Das Ausgangssignal von dem Frequenzteiler 44 gelangt unmittel
bar zu dem Phasendetektor 50, während das Bezugssignal vom
Frequenzteiler 48 den Phasendetektor 50 über einen Phasenmodu
lator (nicht näher bezeichnet) erreicht, der einen Vierqua
drant-Multiplizierer 52, einen 90°-Phasenschieber 54 und einen
summierenden Verstärker 36 enthält. Es sei bemerkt, daß ein
derartiger, die drei genannten Baueinheiten enthaltender Pha
senmodulator ein sogenannter Armstrong-Phasenmodulator ist,
wobei es sich um eine Schaltung handelt, um ein Signal linear
in der Phase zu modulieren, wenn das Hubverhältnis der Modula
tion begrenzt ist. Das Ausgangssignal von dem Phasendetektor
50 wird über einen Verstärker 51 wieder in den spannungsge
steuerten Oszillator 36 eingegeben. Die nicht näher bezeich
nete Phasenführungsschleife hat die Wirkung, daß sie die Fre
quenzmodulation des Trägers des Ausgangssignales des span
nungsgesteuerten Oszillators 36 (nach der Frequenzteilung)
zwangsläufig so beeinflußt, daß sie dieselbe Frequenzmodula
tion ist, wie sie das phasenmodulierte Bezugssignal von dem
Armstrong-Phasenmodulator (nicht näher bezeichnet) erfahren
hat.
Die Größe der Phasenmodulation Δϕ, welche dem Bezugssignal
aufgeprägt werden muß, das dem Phasendetektor 50 zugeführt
wird, läßt sich folgendermaßen ausdrücken.
Δϕ = β/Nradiant (2).
Hierin ist β = 2.405 für den ersten Bessel-Nullwert. Wenn,
wie im vorliegenden Fall, aufgrund der Wirkung der Frequenz
teiler 44 und 48 N = 16 gilt, so ist Δϕ 8.61 Grad. Dies ist
eine Phasenmodulation, die sehr wohl innerhalb des möglichen
Arbeitsbereiches eines Armstrong-Phasenmodulators liegt. Das
Signal vom Ausgang des Frequenzteilers 43, ein sinusförmiges
CW-Signal nämlich, wird durch Seitenbänder moduliert, welche
in einem symmetrischen Modulator (dem Vierquadrant-Multipli
zierer 52) erzeugt werden, und das resultierende Signal ist
um 90° phasenverschoben, um ein Phasenmodulationssignal zu
erzeugen. Das Ausgangssignal des summierenden Verstärkers 56
ist schließlich ein frequenzmoduliertes Signal, dessen Modu
lationsindex von der relativen Amplitude der Signale vom Aus
gang des Frequenzteilers 48 und vom Phasenschieber 54 abhän
gig ist. Der Vierquadrant-Multiplizierer 52 dient als symme
trischer Modulator, da ein derartiger Multiplizierer ein Aus
gangssignal erzeugt, das zu beiden Eingangssignalen direkt
proportional ist.
Der Phasendetektor 42 arbeitet als Bessel-Nulldetektor. An
ders ausgedrückt, der Phasendetektor 42 wirkt als phasen
empfindlicher Amplitudendetektor, der ein bipolares Gleichspan
nungssignal erzeugt, das proportional zu der J0(β)-Bessel-
Komponente des Ausgangssignales des Frequenzteilers 40 ist.
Die Wirkungsweise der Bessel-Nullregelungsschleife (nicht
bezeichnet) ist die, daß der J0(β)-Ausdruck bei
dem ersten Bessel-Nullwert (welcher bei einem Modulationsin
dex von 2.405 auftritt) zu Null geregelt wird. Die Bessel-
Nullregelungsschleife erlaubt die Modellvorstellung, daß in
der Nachbarschaft der Nullstelle der J0(β)-Ausdruck durch
eine gerade Linie ersetzt wird.
Das bipolare Gleichstromsignal vom Phasendetektor 42 wird über
ein Tiefpaßfilter 58 einem Verstärker 60 zugeführt. Das Tief
paßfilter und der Verstärker bestimmen den Verstärkungsgewinn
und die Zeitkonstante der Bessel-Nullregelungsschleife. Der
Schleifenverstärkungsgewinn und die Zeitkonstante werden ent
sprechend der gewünschten Tiefe des Nullwertes und der Aus
scheidung von Bessel-Ausdrücken höherer Ordnung gewählt, wel
che aus der Modulationsfrequenz und Harmonischen der Modula
tionsfrequenz gebildet sind. Das Ausgangssignal von dem Ver
stärker 60 wird in den Vierquadrant-Multiplizierer 62 einge
geben. Das zweite Eingangssignal für den Vierquadrant-Multi
plizierer 62 bildet ein von einem Oszillator 64 abgenommenes
Signal mit der Modulationsfrequenz fm, welches über einen 90°-
Phasenschieber 66 geführt wird. Das Ausgangssignal des 90°-
Phasenschiebers 66 wird außerdem einem summierenden Verstär
ker 68 zugeleitet. Das zweite Eingangssignal für den summie
renden Verstärker 68 ist unmittelbar das von dem Vierquadrant-
Multiplizierer 62 abnehmbare Signal. Der 90°-Phasenschieber 66
ist vorgesehen, um sicherzustellen, daß die Modulation am Aus
gang des Armstrong-Phasenmodulators in Wirklichkeit eine Fre
quenzmodulation ist. D. h. der Vierquadrant-Multiplizierer 62
würde ohne eine Korrektur durch den Phasenschieber als Pha
senmodulator arbeiten. Da jedoch die Frequenz die Ableitung
oder die Änderungsgeschwindigkeit der Phase ist und die Wir
kung einer 90°-Phasenverzögerung in einem sinusförmigen Signal
zu einer cosinusförmigen Welle führt, was einer Ableitung der
Sinusfunktion entspricht, bedeutet die 90°-Phasenverschiebung
durch den Phasenschieber, daß dem Ausgangssignal des Armstrong-
Modulators tatsächlich schließlich eine Frequenzmodulation
aufgeprägt ist.
Wie zuvor schon ausgeführt, wird ein Teil des Ausgangssigna
les von dem Pufferverstärker 38 zu der AFC-Einheit 32 weiter
geleitet. Innerhalb der Letzteren dient das genannte Signal
als Bezugssignal in einer automatischen Frequenzregelungs
schleife (AFC-Schleife), um die Frequenzabweichung des in
Fig. 1 dargestellten Senders 12 zu steuern. Der Teil des Sender
ausgangssignales, der an die Sender-Frequenzabweichungssteuer
einheit 28 angekoppelt wird, durchläuft zunächst innerhalb der
AFC-Einheit 32 eine Dämpfungseinrichtung 70. Die Dämpfungsein
richtung 70 ist vorgesehen, um den Pegel des vom Sender 12 ab
genommenen Anteils des Senderausgangssignales vor Eingabe im
einen Mischer 72 zu steuern. Innerhalb des Mischers wird der
abgezweigte Anteil des Senderausgangssignales auf ein Signal
herabgesetzt, welches einer ersten Zwischenfrequnz entspricht,
in dem eine Heterodynüberlagerung mit dem Ausgangssignal eines
GUNN-Oszillators 74 erfolgt. Das Zwischenfrequenzsignal vom
Ausgang des Mischers 72 wird in einem Bandpaßfilter 76 gefil
tert und bildet das erste Eingangssignal für einen Mischer 78.
Das zweite Eingangssignal für den Mischer 78 ist das vom Puf
ferverstärker 38 abnehmbare Signal, welches innerhalb des Ent
fernungsmeß-Vergleichssignalgenerators 30 erzeugt wird. Der
Mischer 78 bewirkt eine Herabsetzung des Zwischenfrequenzsigna
les, welches aus dem Ausgangssignal des Senders 12 gebildet
wurde, auf eine zweite Zwischenfrequenz, welche einem weiteren
Bandpaßfilter 80 mitgeteilt wird, das dazu dient, unerwünschte
Ausgangssignalkomponenten vom Mischer 78 auszuscheiden. Die
Ausgangssignale des Bandpaßfilters 80 werden in einem Begren
zer 82 begrenzt, bevor sie einen Verstärker 84 erreichen. Der
Verstärker 84 dient als Treiberschaltung für einen Frequenz
diskriminator 86, der ein Gleichstrom-Steuersignal entspre
chend einem Frequenzfehler bildet, wobei dieses Steuersignal
der Differenz zwischen der Frequenz des Eingangssignales und
der Mittelfrequenz des Frequenzdiskriminators 86 entspricht.
Ferner wird ein Wechselstromsignal vom Frequenzdiskriminator
gebildet, dessen Amplitude und Phase den Fehler der Frequenz
abweichung im frequenzmodulierten Ausgangssignal des Senders
12 anzeigt. Das Frequenzfehler-Ausgangssignal des Frequenz
diskriminators 86 wird in einem Pufferverstärker 88 verstärkt,
und das Verstärkerausgangssignal wird aufgeteilt, wobei ein
erster Anteil über ein Kammfilter 90 einem Summationsverstär
ker 92 zugeführt wird. Das zweite Eingangssignal für den Summa
tionsverstärker 92 bildet ein Frequenzsteuersignal, welches
innerhalb einer nicht dargestellten logischen Schaltung er
zeugt wird. Das Ausgangssignal des Summationsverstärkers 92
dient als Steuersignal für den GUNN-Oszillator 74, um die Aus
gangsfrequenz dieses Oszillators zu steuern und auf diese Wei
se die Regelschleife zu schließen.
Ein zweiter Teil des Ausgangssignales des Pufferverstärkers 88
wird dem Entfernungsmeß-Fehlerdetektor 34 zugeführt. Innerhalb
dieses Detektors wird das Frequenzfehlersignal zunächst in
einem Bandpaßfilter 94 gefiltert und dann aufgeteilt, wobei
ein erster Anteil unmittelbar zu einem einpoligen Umschalter
96 gelangt, während ein zweiter Anteil zu diesem Umschalter
über einen Inverter 98 geführt wird. Der Umschalter 96 wird
mittels eines Ausgangssignals eines Vergleichers 100 gesteuert,
dessen einer Eingang das Modulationsfrequenzsignal fm des Os
zillators 64 innerhalb des Entfernungsmeß-Vergleichssignal
generators 30 ist. Das andere Eingangssignal für den Verglei
cher 100 ist eine kleine Vorspannung VREF. Der Vergleicher 100
wird in der Weise tätig, daß er die Sinusschwingung vom Os
zillator 64 in eine Ausgangs-Rechteckwelle umwandelt. Der Fach
mann erkennt, daß der einpolige Umschalter 96, der Inverter 98
und der Vergleicher 100 praktisch einem phasenempfindlichen
Amplitudendetektor bilden, der ein Gleichspannungs-Ausgangs
signal erzeugt, das durch eine Glättungsschaltung 102 gefil
tert wird, um den Rauschpegel herabzusetzen und das dann im
Multiplizierer 206 dazu dient, die Modulationsfrequenz fm zu
rekonstruieren, deren Amplitude und Phasenlage (0° oder 180°)
nung ein Haß für den Abweichungsfehler ist. Das Wechselspan
nungssignal, welches erzeugt wird, gelangt über einen Puffer
verstärker 108 zu dem Sender 12 (siehe Fig. 1). Innerhalb des
Senders dient das Entfernungsmeß-Fehlersignal zur Steuerung
der Frequenzmodulation des Trägers.
Im Rahmen der Erfindung bietet sich dem Fachmann eine Reihe
von Weiterbildungs- und Abwandlungsmöglichkeiten der hier an
gegebenen Schaltung. Beispielsweise kann, wenn der spannungs
gesteuerte Oszillator 36 linear ist und das System mit einer
niedrigen Modulationsfrequenz arbeitet und die Bandbreite der
Phasenführungsschleife so vergrößert wird, daß das Modulations
signal praktisch unterhalb der Grenzfrequenz der Phasenführungs
schleife liegt, der Armstrong-Phasenmodulator (nicht bezeich
net) in der Vergleichssignalzuleitung für den Phasendetektor
50 der PLL-Regelschleife weggelassen werden.
Claims (4)
1. Einrichtung zur Frequenzmodulation in CW-Radargeräten mit
einem Vergleichssignalgenerator, insbesondere einem Entfer
nungsmeß-Vergleichssignalgenerator, zur Erzeugung einer fre
quenzmodulierten Schwingung, welche eine präzise Frequenzab
weichung aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß dieser Ver
gleichssignalgenerator folgende Bestandteile aufweist:
- a) einen spannungsgesteuerten Oszillator (36);
- b) einen Frequenzteiler (40) zur Division der Frequenz des Ausgangssignales des spannungsgesteuerten Oszillators mit einem bestimmten Divisor;
- c) einen kristallgesteuerten Bezugssignaloszillator (46);
- d) ein Paar von weiteren, gleichen Frequenzteilern (44, 48) zur Teilung der Frequenz des Ausgangssignales des erstgenannten Frequenzteilers (40) und des Ausgangs signals des kristallgesteuerten Bezugssignaloszilla tors (46);
- e) einen auf die Modulationsfrequenz (fm) abgestimmten Oszillator (64);
- f) eine erste Regelschaltung (50), welche in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen des auf die Modulations frequenz (fm) abgestimmten Oszillators (64) und ab hängig von Signalen entsprechend dem Ausgang des Paares weiterer Frequenzteiler (44, 48) gesteuert ist, um die Frequenzmodulation des spannungsgesteuerten Oszillators vorzunehmen und
- g) eine weitere Regelschaltung (42, 58, 60, 62, 68), welche abhängig von dem keiner Frequenzteilung unterzo genen Ausgangssignal des kristallgesteuerten Bezugs signaloszillators (46) sowie abhängig vom Ausgangs signal des erstgenannten Frequenzteilers (40) betätigt wird und zur Steuerung der Frequenzabweichung des fre quenzmodulierten Ausgangssignales des spannungsgesteu erten Oszillators (36) dient.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die erste Regelschaltung zur Frequenzmodulation des span
nungsgesteuerten Oszillators (36) eine PLL-Regelschleife mit
einem Armstrong-Phasenmodulator (52, 54, 56) enthält, um das
einer Frequenzteilung in dem Frequenzteiler (48) des Paares
weiterer Frequenzteiler unterzogene Ausgangssignal des kris
tallgesteuerten Bezugssignaloszillators (46) mit dem Aus
gangssignal des auf die Modulationsfrequenz abgestimmten Os
zillators (64) zu kombinieren.
3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich
net, daß die weitere Regelschaltung zur Steuerung der Fre
quenzabweichung des frequenzmodulierten Ausgangssignales des
spannungsgesteuerten Oszillators (36) eine Bessel-Nullrege
lungsschleife mit einem phasenempfindlichen Amplitudendetek
tor (42) enthält, um ein bipolares Gleichspannungs-Ausgangs
signal zu erzeugen, mittels welchem der Pegel des Modula
tionssignales für den spannungsgesteuerten Oszillator (36)
gesteuert wird.
4. Verfahren zur Frequenzmodulation in einem CW-Radargerät,
in welchem ein trägerfrequentes Signal frequenzmoduliert
wird, um Entfernungsinformationen aus Zielobjekt-Echosigna
len ableiten zu können, insbesondere unter Verwendung einer
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei eine
Frequenzmodulation eines spannungsgesteuerten Oszillators
(36) erfolgt, dessen Ausgangssignal sich durch einen Träger
fester Frequenz und eine Frequenzmodulation mit festen Fre
quenzhub auszeichnet, gekennzeichnet durch folgende Schritte:
- a) Zuführung eines Steuersignales zu dem spannungsgesteurten Oszillator zur Steuerung der augenblicklichen Frequenz des Ausgangssignales dieses Oszillators, welches einen Trägeranteil und einen Modulationsanteil aufweist, wobei das Steuersignal eine Gleichspannungskomponente besitzt, um die Frequenz des Trägeranteils festzulegen, und fer ner eine sinusförmige Komponente besitzt, um die Fre quenzabweichung des Modulationsanteiles des Oszillator ausgangssignals festzulegen;
- b) Phasendetektieren eines ersten Anteils des Ausgangs signales des spannungsgesteuerten Oszillators zur Fest stellung des Unterschiedes zwischen dem Trägeranteil und einem Signal, welches vom Ausgang eines kristallgesteu erten Oszillators (46) abgeleitet ist, um ein dem ge nannten Unterschied entsprechendes Gleichspannungssignal abzuleiten;
- c) Dämpfung einer sinusförmigen Schwingung eines Oszilla tors (64) in Abhängigkeit von dem Gleichspannungssignal;
- d) Kombinieren des Ausgangssignales des kristallgesteuer ten Oszillators (46) und des gedämpften sinusförmigen Signales zur Ableitung eines Bezugssignales und
- e) Phasendetektierung eines zweiten Teiles des Ausgangs signales des spannungsgesteuerten Oszillators und des Bezugssignales zur Ableitung eines Steuersignales für den spannungsgesteuerten Oszillator.
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CA000458929A CA1341378C (en) | 1984-07-16 | 1984-07-16 | Apparatus and method for frequency modulation |
FR8415207A FR2811768A1 (fr) | 1984-07-16 | 1984-10-03 | Procede et appareil de modulation de frequence |
DE3441270A DE3441270C1 (de) | 1984-07-16 | 1984-11-12 | Einrichtung und Verfahren zur Frequenzmodulation in CW-Radargeräten |
US06/719,021 US6057798A (en) | 1981-10-19 | 1985-01-18 | Apparatus and method for frequency modulation |
Applications Claiming Priority (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CA000458929A CA1341378C (en) | 1984-07-16 | 1984-07-16 | Apparatus and method for frequency modulation |
FR8415207A FR2811768A1 (fr) | 1984-07-16 | 1984-10-03 | Procede et appareil de modulation de frequence |
DE3441270A DE3441270C1 (de) | 1984-07-16 | 1984-11-12 | Einrichtung und Verfahren zur Frequenzmodulation in CW-Radargeräten |
US06/719,021 US6057798A (en) | 1981-10-19 | 1985-01-18 | Apparatus and method for frequency modulation |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3441270C1 true DE3441270C1 (de) | 2001-04-19 |
Family
ID=27426392
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3441270A Expired - Lifetime DE3441270C1 (de) | 1981-10-19 | 1984-11-12 | Einrichtung und Verfahren zur Frequenzmodulation in CW-Radargeräten |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6057798A (de) |
CA (1) | CA1341378C (de) |
DE (1) | DE3441270C1 (de) |
FR (1) | FR2811768A1 (de) |
Families Citing this family (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20040097996A1 (en) | 1999-10-05 | 2004-05-20 | Omnisonics Medical Technologies, Inc. | Apparatus and method of removing occlusions using an ultrasonic medical device operating in a transverse mode |
US6765519B2 (en) * | 2002-12-23 | 2004-07-20 | Agilent Technologies, Inc. | System and method for designing and using analog circuits operating in the modulation domain |
US7794414B2 (en) | 2004-02-09 | 2010-09-14 | Emigrant Bank, N.A. | Apparatus and method for an ultrasonic medical device operating in torsional and transverse modes |
US7327803B2 (en) | 2004-10-22 | 2008-02-05 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
US7355470B2 (en) | 2006-04-24 | 2008-04-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
US9106316B2 (en) | 2005-10-24 | 2015-08-11 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification |
US7911272B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-03-22 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments |
US7937106B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-05-03 | ParkerVision, Inc, | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including architectural embodiments of same |
US8031804B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-10-04 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion |
US8315336B2 (en) | 2007-05-18 | 2012-11-20 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including a switching stage embodiment |
WO2008156800A1 (en) | 2007-06-19 | 2008-12-24 | Parkervision, Inc. | Combiner-less multiple input single output (miso) amplification with blended control |
WO2009005768A1 (en) | 2007-06-28 | 2009-01-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
JP2010071899A (ja) * | 2008-09-19 | 2010-04-02 | Toshiba Corp | Fmcw信号生成器及びそれを用いたレーダ装置 |
WO2012139126A1 (en) | 2011-04-08 | 2012-10-11 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
EP2715867A4 (de) | 2011-06-02 | 2014-12-17 | Parkervision Inc | Antennensteuerung |
WO2015042142A1 (en) | 2013-09-17 | 2015-03-26 | Parkervision, Inc. | Method, apparatus and system for rendering an information bearing function of time |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4107679A (en) * | 1976-03-12 | 1978-08-15 | Telecommunications Radioelectriques Et Telephoniques T.R.T. | Frequency modulator for high-precision range measurements |
DE2703566B2 (de) * | 1976-01-28 | 1981-06-25 | Tokyo Shibaura Electric Co., Ltd., Kawasaki, Kanagawa | Frequenzmodulationssystem |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4023116A (en) * | 1976-07-08 | 1977-05-10 | Fairchild Camera And Instrument Corporation | Phase-locked loop frequency synthesizer |
US4123719A (en) * | 1977-04-22 | 1978-10-31 | Westinghouse Electric Corp. | Chirp phase distortion detector in a wideband linearization feedback control loop |
US4176351A (en) * | 1978-08-18 | 1979-11-27 | Raytheon Company | Method of operating a continuous wave radar |
US4593287A (en) * | 1982-09-30 | 1986-06-03 | The Boeing Company | FM/CW sweep linearizer and method therefor |
-
1984
- 1984-07-16 CA CA000458929A patent/CA1341378C/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-10-03 FR FR8415207A patent/FR2811768A1/fr not_active Withdrawn
- 1984-11-12 DE DE3441270A patent/DE3441270C1/de not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-01-18 US US06/719,021 patent/US6057798A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2703566B2 (de) * | 1976-01-28 | 1981-06-25 | Tokyo Shibaura Electric Co., Ltd., Kawasaki, Kanagawa | Frequenzmodulationssystem |
US4107679A (en) * | 1976-03-12 | 1978-08-15 | Telecommunications Radioelectriques Et Telephoniques T.R.T. | Frequency modulator for high-precision range measurements |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2811768A1 (fr) | 2002-01-18 |
US6057798A (en) | 2000-05-02 |
CA1341378C (en) | 2002-07-23 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3441270C1 (de) | Einrichtung und Verfahren zur Frequenzmodulation in CW-Radargeräten | |
DE3038961C2 (de) | ||
DE3850671T2 (de) | Geschwindigkeits- und höhensensor mit geschlossener regelschleife für fm-dauerstrichradargeräte. | |
EP2483706A1 (de) | Radarsensor mit zwei oszillatoren, zwei i/q-sendemischern und zwei i/q-empfangsmischern | |
DE102015121297B4 (de) | Abstandssimulierendes Radartarget | |
DE2710841A1 (de) | Frequenzmodulator fuer abstandsmessungen mit hoher genauigkeit | |
DE10345565A1 (de) | Impulsradarvorrichtung | |
DE2848148A1 (de) | Radargeraet mit kontinuierlicher schwingung | |
DE3030515A1 (de) | Radargeraet zum erkennen und zum orten von fahrzeugen | |
EP2440949B1 (de) | Verfahren und vorrichtung zur messung einer entfernungsänderung | |
DE2819321A1 (de) | Impulslaser-entfernungsmesser zur heterodynen messwerterfassung | |
DE3750511T2 (de) | Fühlvorrichtung für die zielentfernung. | |
DE102009027495A1 (de) | Heterodyn-Sende-/Empfangssysteme und Verfahren | |
DE2351957C1 (de) | Monopuls-Zielverfolgungsradaranlage | |
EP3581962A1 (de) | Dual-beam fmcw distanzmessverfahren mit kompensation eines geschwindigkeitsabhängigen distanzmessfehlers | |
DE3835510C2 (de) | Nach dem Doppler-Prinzip arbeitende Vorrichtung zur Ermittlung der von einem Fahrzeug zurückgelegten Wegstrecke | |
DE1805993A1 (de) | Vorrichtung zur Entfernungsmessung | |
DE3342057C2 (de) | ||
DE2756413C3 (de) | Gerät zur Messung des Abstandes und der Näherungsgeschwindigkeit oder der Entfernungsgeschwindigkeit eines beweglichen Zieles | |
EP0078872A1 (de) | Anordnung zur Kompensation der Eigenbewegtechos eines Radargerätes | |
DE1257897B (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Nahflugsicherung durch Drehfunkfeuer | |
DE2851218A1 (de) | Impuls-dopplerradarsystem zur geschwindigkeitsmessung | |
DE2125191A1 (de) | Systeme fur die Messung der Bewe gungsgeschwindigkeit von Korpern | |
DE2346183A1 (de) | Verfahren und vorrichtung zur distanzmessung | |
DE2808982C2 (de) | Navigationssystem zur Richtungsund Entfernungsmessung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8100 | Publication of patent without earlier publication of application | ||
D1 | Grant (no unexamined application published) patent law 81 | ||
8364 | No opposition during term of opposition |