DE3433538A1

DE3433538A1 - Schutzschaltung fuer einen vom laststrom durchflossenen leistungstransistor

Info

Publication number: DE3433538A1
Application number: DE19843433538
Authority: DE
Inventors: Klaus Dipl.-Ing. 8070 Ingolstadt Schirmer
Original assignee: Telefunken Electronic 7100 Heilbronn GmbH; Telefunken Electronic GmbH
Current assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Priority date: 1984-09-13
Filing date: 1984-09-13
Publication date: 1986-03-20
Also published as: DE3433538C2

Description

Schutzschaltung für einen on einem Last strom
durchflossenen Leistungstransistor Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für einen von einem Laststrom durchflossenen Leistungstransistor mit einer die Aussteuerung des Leistungstransistors begrenzenden Regelschaltung.
Aus der Figur 1 ergibt sich eine Grundschaltung zum Schutz eines Leistungstransistors wie sie bereits vorgeschlagen wurde. Der Leistungstransistor T1 besteht aus einem MOS-Feldeffekttransistor, in dessen Drainstrecke sich der mit der Versorgungsspannung verbundene Lastwiderstand Rl befindet. Die Gateelektrode des Leistungstransistors wird über den Widerstand R a mit dem Steuersignal Ust angesteuert. Die Sourceelektrode des Feldeffekttransistors T1 ist über den Meßwiderstand Ro mit Bezugspotential verbunden. Das am Widerstand Ro abfallende Potential wird über den Vorwiderstand R v auf die Steuerelektrode eines zweiten Transistors T2 gegeben, bei dem es sich beispielsweise um einen Bipolartransistor handelt. Die Kollektorelektrode dieses zweiten Transistors T2 ist mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors T1 verbunden, während die Emitterelektrode auf Bezugspotential liegt. Der maximale Strom Io über den Meßwiderstand Ro kann somit den Betrag o o r ½ o (UBE = Basis-Emitterspannung an T2) nicht überschreiten. Wenn dieser Grenzstrom durch den Widerstand Ro erreicht oder überschritten wird, wird der Transistor T2 zunehmend aufgesteuert und somit die Aussteuerung an der Gateelektrode G des Transistors T1 begrenzt. Mit zurückgehender Aussteuerung des Leistungstransistors erhöht sich jedoch die an diesem Transistor selbst abfallende Spannung zwischen der Drain- und der Sourceelektrode. Dadurch wird die Verlustleistung des Leistungstransistors erhöht und die Kristalltemperatur im Halbleiterkörper steigt an. Bei Überschreitung von kritischen Grenzwerten kann dies zur Zerstörung des Leistungstransistors führen.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schutzschaltung für den Leistungstransistor anzugeben, bei der eine Regelschaltung dafür sorgt, daß die Verlustleistung des Leistungstransistors in allen Betriebspunkten unter der für den Transistor geltenden Verlustleistungsgrenzlinie liegt. Diese Grenzlinie ist typischerweise eine Hyperbelfunktion, so daß angestrebt wird, die Verlustleistung des Leistungstransistors möglichst gut an diese Hyperbelfunktion anzupassen und dabei gleichzeitig den Schaltungsaufwand gering zu halten Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß bei einer Schutzschaltung der eingangs angegebenen Art Mittel vorgesehen sind, durch die die Regelwirkung sowohl vom Laststrom als auch von der am gesteuerten Strompfad des Leistungstransistors abfallenden Spannung abhängig ist. Durch diese Maßnahme wird sichergestellt, daß die am Transistor abfallende Spannung nie einen Wert erreicht, bei dem die Verlustleistung den maximal zulässigen Wert überschreitet, so daß eine thermische Zerstörung des Leistungstransistors sicher ausgeschlossen wird.
Bei einer Schaltung gemäß Figur 1 wird die Erfindung dadurch realisiert, daß gemäß Figur 2 beide Hauptelektroden des Leistungstransistors T1 über je einen Widerstand v bzw. Rk mit der Ansteuerelektrode des zweiten Transistors T2 verbunden sind. Bei dem Leistungstransistor T1 kann es sich um einen Bipolartransistor handeln. In diesem Fall wird die Kollektorelektrode über den Widerstand Rk mit der Basiselektrode des Transistors T2 und die Emitterelektrode über den Widerstand R gleichfalls mit der Basiselektrode des Transistors T2 verbunden Vielfach wird der Leistungstransistor jedoch ein MOS-Transistor sein, dessen Drainelektrode D über den Widerstand Rk und dessen Sourceelektrode S über den Widerstand Rv mit der Basiselektrode des Transistors T2 verbunden ist. Diese Ausführungsform ist in der Figur 2 dargestellt. Wenn über der Drain-Sourcestrecke des Transistors T1 die Spannung UDS abfällt, gilt die Beziehung: UBE = Ro - 10 + Rk RVRv UDS (1) wobei UBE die Basisemitterspannung am Transistor T2 und 10 der Strom durch den Widerstand Ro ist.
Diese Gleichung stellt eine Gerade im Verlustleistungskennfeld des Leistungstransistor dar, wie sie die Figur 3 zeigt.
In Figur 3 ist der Drainstrom ID durch den Transistor in Abhängigkeit von der Drain-Sourcespannung UDS dargestellt. Der verbotene Bereich der Verlustleistung ist durch die Hyperbelfunktion der Verlustleistungsgrenzlinie a begrenzt. Die erwähnte Gerade b muß nun so im Verlustleistungskennfeld liegen, daß sie möglichst tangential an der Verlustleistungsgrenzlinie verläuft ohne diese zu schneiden. Diese Gerade b kann nun nach den beiden Achsenschnittpunkten UBE = Io - Ro und R v UBE = - Rv+Rk max festgelegt werden. Aus der Vorgabe des Stromes 10 und dem ohnehin vorgegebenen Wert der Basisemitterspannung des Transistors T2 errechnet sich somit der Widerstand Ro.
UDSmax muß nun so gewählt werden, daß die Verlustleistungsgrenzlinie nicht geschnitten wird. Hieraus lassen sich dann die Werte für Rv und Rk errechnen.
Es muß jedoch berücksichtigt werden; daß der maximale Wert für die Drain-Sourcespannung UDSm ax über der höchsten zulässigen Betriebsspannung liegen muß, da sonst eine Ansteuerung des Leistungstransistors T1 nicht möglich ist. Wenn relativ hohe Werte für den Strom 10 verlangt werden besteht die Möglichkeit, daß die genannte Bedingung bei der Schaltung gemäß Figur 2 und dem Verlustleistungskennfeld gemäß Figur 3 nicht realisiert werden kann ohne daß die Gerade b den verbotenen Bereich schneidet. Dieser Mangel wird durch eine vorteilhafte Schaltungsergänzung gemäß Figur 4 behoben. Durch Ein- fügen eines weiteren Widerstandes RD und einer Zenerdiode Dz wird eine Knickung der Arbeitsgeraden b' gemäß Figur 5 erreicht.
Wie die Figur 4 zeigt, ist zwischen die Drainelektrode D des Transistors T1 und Bezugspotential die Reihenschaltung aus dem Widerstand RD und der Zenerdiode Dz geschaltet. Der Widerstand Rk ist an die Verbindung zwischen Widerstand RD und Zenerdiode Dz angeschlossen.
Die Arbeitsgerade b' gemäß Figur 5 verläuft dann in ihrem abgeschrägten Teil ähnlich wie die Gerade in Figur 3, wobei jedoch in der angegebenen Geradengleichung der Wert Rk durch Rk + RD in Gleichung (1) ersetzt werden muß. Die Widerstandswerte werden so gewählt, daß der abgeschrägte Teil der Arbeitsgeraden tangential zur Verlustleistungsgrenzlinie a verläuft ohne diese zu schneiden oder zu berühren. Beim Erreichen der Zenerspannung UDZ liegt diese auch bei weiter ansteigender Aussteuerung unverändert bleibende Spannung an der Verbindung zwischen den Widerständen RD und Rk an. Dadurch ist eine nennenswerte, weitere Aussteuerung des Transistors T2 praktisch nicht mehr möglich, so daß der Strom durch den Transistor T1 weitgehend konstant bleibt und die Drain-Sourcespannung weiter ansteigen kann. Da dies jedoch bei sehr geringen Stromwerten erfolgt, ist eine Überschreitung der Verlustleistungsgrenzlinie nicht mehr möglich.
Mit einer weiteren, vorteilhaften Schaltungsergänzung kann die Temperaturabhängigkeit der Verlustleistungsgrenzlinie a g.emäß Figur 5 oder Figur 3 berücksichtigt werden. Wenn bei einem Leistungstransistor bei 25 Grad Celsius z. B. 100 Watt Verlustleistung zulässig sind, reduziert sich dieser Wert bei einer Te.mperatur von 95 Grad Celsius auf ca. 50 Watt. Um diese temperaturabhängige Veränderung der Verlustleistungsgrenzlinie zu berücksichtigen, wird bei einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung der Widerstand Rk durch einen temperaturabhängigen Widerstand Rth ganz oder teilweise ersetzt. Beispielsweise kann der Widerstand Rk durch die Reihenschaltung von zwei Widerständen ersetzt werden, so daß gilt Rk Rth +R Hierbei ist der Widerstand Rth beispielsweise ein NTC-Widerstand, der im thermischen Kontakt zum Leistungstransistor steht. Der Widerstand Rt ist ein gewöhnlicher, beispielsweise ein in eine integrierte Schaltung eindiffundierter Widerstand. Der temperaturabhängige NTC-Widerstand kann beispielsweise mit einem seiner Anschlüsse mit dem Drainanschluß des MOS-Leistungstransistors T1 thermisch und elektrisch verbunden werden. So läßt sich der NTC-Transistor besonders günstig dann direkt auf den Drainanschluß aufbringen, wenn es sich bei diesem Drainanschluß gleichzeitig um ein Kühlelement handelt. Mit steigender Temperatur wird der Teilwiderstand Rth kleiner, so daß der Faktor Rv nMT+k der durch R v R v +R +R th ersetzt werden muß, anwächst.-Durch geeignete Dimensionierung der Widerstände kann dadurch die Temperatur- abhängigkeit der Verlustleistungsgrenzlinie optimal nachgebildet werden. Dies ergibt sich aus Figur 6.
Wie die Figur 6 zeigt, wird die Arbeitsgerade um ihren Schnittpunkt 10 mit der Stromachse ID so gedreht, daß sie bei zunehmender Temperatur bei immer kleineren Werten von UDS die Spannungskooidinate schneidet. Damit paßt sich der Verlauf der Arbeitsgerade b optimal der temperaturbedingten Veränderung der Verlustleistungsgrenzlinie a an. Wenn dabei der Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der Spannungskoordinate UDS unter den höchst zulässigen Wert für die Betriebsspannung fällt, muß die Schaltung wiederum gemäß Figur 4 durch die Zenerdiode Dz ergänzt werden, um eine Abknickung der Arbeitsgeraden in der geschilderten Weise zu erzielen.
Da die notwendige Ansteuerleistung für die Regelschaltung sehr klein ist, können die Widerstände R v und Rk sehr hochohmig dimensioniert werden, so daß der Sperrstrom über Rk, Rv und Ro kleingehalten wird.
Eine weitere Verbesserung der Schaltung wird durch die Verwendung eines Operationsverstärkers anstelle des Abschalttransistors T2 erreicht. Dies ergibt sich aus Figur 7. Der Abschalttransistor T2 wird durch den Operationsverstärker OP ersetzt, dem eine von einem Spannungsteiler erzeugte Referenzspannung zugeführt wird.
Der zweite Eingangsanschluß des Operationsverstärkers tritt an die Stelle des Basisanschlusses des Transistors T2. Der Ausgang des Operationsverstärkers wird sodann über eine Diode mit dem Gateanschluß des MOS-Leistungstransistors T1 verbunden. Bei Verwendung eines Operationsverstärkers kann der Spannungsabfall über den Widerstand R , der bei den Schaltungen nach Figur 2 und Figur 4 ca. 0,6 V beträgt, auf wesentlich kleinere Werte reduziert werden.

Claims

Patentansprüche Schutzschaltung für einen von einem Laststrom durchflossenen Leistungstransistor (T1) mit einer die Aussteuerung des Leistungstransistors begrenzenden Regelschaltung (Ro, Rv, T2), dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (Rk) vorgesehen sind, durch die die Regelwirkung sowohl vom Laststrom als auch von der am gesteuerten Strompfad des Leistungstransistors (T1) abfallenden Spannung (UDS) abhängig ist.
2) Schutzschaltung nach Anspruch 1 mit einem Meßwiderstand (Ro) im vom Laststrom durchflossenen Strompfad, wobei der Spannungsabfall am Meßwiderstand (Ro) einen weiteren Transistor (T2) ansteuert, dessen gesteuerter Strompfad zwischen die Ansteuerelektrode des Leistungstransistors (T1) und ein Bezugspotential geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Hauptelektroden des Leistungstransistors (T1) über je einen Widerstand (Rv, Rk) mit der Ansteuerelektrode des weiteren Transistors (T2) verbunden sind.
3) Schutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungstransistor (T1) ein Bipolartransistor ist, und daß die Kollektorelektrode dieses Transistors über den ersten Widerstand (Rk) und die Emitterelektrode dieses Transistors über den zweiten Widerstand (Rv) mit der Basiselektrode des weiteren Transistors (T2) verbunden ist, dessen Kollektorelektrode mit der Basiselektrode des Leistungstransistors verbunden ist.
4) Schutzschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungstransistor (T1) ein MOS-Transistor ist und daß die Drainelektrode (D) diesen Transistor über den ersten Widerstand (Rk) und die Sourceelektrode (S) über den zweiten Widerstand (Rv) mit der Basiselektrode des weiteren Transistors (T2) verbunden ist, dessen Kollektorelektrode mit der Gatelektrode (G) des MOS-Transistors (T1) verbunden ist.
5) Schutzschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände (Roa Rv, Rk) der Regelschaltung so dimensioniert sind, daß die durch sie bestimmte Gerade (b) im Verlustleistungskennfeld des Leistungstransistors (T1) die Verlustleistungsgrenzlinie (a) gerade nicht schneidet.
6) Schutzschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zur gesteuerten Strecke des Leistungstransistors und dem Meßwiderstand (Ro) eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode (Dz) und einem dritten Widerstand (RD) geschaltet, so daß die Arbeitsgerade (bl) beim Erreichen der Zenerspannung (UDz) durch die am Leistungstransistor abfallende Spannung (UDS) derart abknickt, daß der Strom durch den Leistungstransistor bei weiter zunehmender Aus steuerung im wesentlichen konstant bleibt und daß der Knickpunkt so gewählt ist, daß die Verlustleistungsgrenzlinie durch die geknickte Arbeitsgerade gerade nicht geschnitten wird.
7) Schutzschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (Rk) ganz oder anteilig aus einem temperaturabhängigen Widerstand (Rth) besteht, der thermisch mit dem Leistungstransistor (T1) in Verbindung steht, und daß der Temperaturgradient dieses Widerstandes derart gewählt ist, daß sich die durch die Widerstände (Ro, Rv, Rk, Rth, Rt) bedingte Arbeitsgerade im Verlustleistungskennfeld gleichsinnig mit der temperaturbedingten Änderung der Verlustleistungsgrenzlinie derart verändert, daß die Gerade bzw. die geknickte Gerade diese Verlustleistungsgrenzlinie gerade nicht schneidet.
8) Schutzschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der temperaturabhängige Widerstand (Rth) ein NTC-Widerstand ist, der mit einem seiner beiden Anschlüsse mit dem Drainanschluß des MOS-Leistungstransistors (T1) thermisch und elektrisch verbunden ist, wobei der Drainanschluß zugleich als Kühlelement ausgebildet ist.
9) Schutzschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Transistor (T2) der Begrenzungsschaltung durch einen Operationsverstärker (OP) ersetzt ist.