DE3419645C2

DE3419645C2 - Transversalfilter mit MOS-Transistor-Verstärkern

Info

Publication number: DE3419645C2
Application number: DE3419645A
Authority: DE
Inventors: Ikuya Arai; Masafumi Tokio/Tokyo Kazumi; Toshinori Yokohama Murata
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1983-05-27
Filing date: 1984-05-25
Publication date: 1987-04-16
Also published as: JPS59219076A; DE3419645A1; US4577228A

Abstract

Vorgestellt wird ein Transversalfilter für die Verwendung in einem Fernsehempfänger. Das Transversalfilter dient der Beseitigung des Geisterbildanteils in einem empfangenen Videosignal. Das Videosignal wird ersten und zweiten Verstärkern zugeführt. Die Verstärker sind so aufgebaut, daß sie ein Verstärkungselement aus einem MOS-Transistor aufweisen, welcher belastet wird über eine komplementäre Verbindung von P-MOS-Transistor und N-MOS-Transistor, so daß ein C-MOS-Transistorpaar geformt wird.

Description

Die Erfindung betrifft ein Transversalfilter für die Geisterbildbeseitigung in einem Fernsehempfänger, insbesondere ein Transversalfilter mit MOS-Transistor-Verstärkern, deren Ladekreise aus C-MOS-Transistoren bestehen.
Die von der Antenne einer Fernsehstation ausgestrahlte Radiowelle wird durch künstliche Bauwerke oder Bodenerhebungen reflektiert. Empfängt nun die Empfängerantenne eine Welle, welche direkt von der Übertragungsstation kommt, das ist die gewünschte Welle, und Wellen, welche von Gebäuden und anderen Konstruktionen reflektiert wurden, so wird das Bild der gewünschten Welle überlagert von dem Bild der reflektierten Welle, so daß das sogenannte Geisterbild auf dem Schirm des Fernsehempfängers entsteht. Das Geisterbild ist eine der Hauptursachen für den Verlust bzw. die Beurteilung der Bildqualität von Fernsehempfängern, so daß dementsprechend eine Reihe von Maßnahmen bislang vorgeschlagen worden sind, die Eliminierung bzw. Verhinderung von Geisterbilderscheinungen bewerkstelligen zu können. Ein Beispiel für eine solche Vorrichtung ist die Geisterbildbeseitigung mittels Transversalfilter. Die Vorrichtung hat einen Verzögerungskreis, welcher aus einer Serienverbindung einer Vielzahl von Verzögerungselementen aufgebaut ist, wobei jedes eine kleine Zeitverzögerung aufweist. Die Ausgänge der Verzögerungselemente werden kumulativ summiert, um das Geisterbild zu beseitigen und es wird ein Signal erhalten, welches das Geistersignal nicht mehr aufweist, bzw. in welchem das Geisterbildsignal kompensiert ist. Eine solche Methode bzw. eine solche Vorrichtung ist in dem Artikel "A NOVEL AUTOMATIC GHOST CANCELLER" von S. Makino et al., IEEE Trans. CE-26, No. 3, Aug. 1980, S. 629-637 beschrieben.
In Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Geisterbildbeseitigungsschaltkreises mit einem Transversalfilter dargestellt, Fig. 2 zeigt ein Detail eines solchen Transversalfilters. Der Geisterbildbeseitiger ist der Videosignalverstärkerstufe zugeordnet, dessen Eingang ein Videosignal zugeführt wird, welches die Geistersignale mitenthält. Das am Eingang 1 empfangene Videosignal wird durch einen Transversalfilter 3 geführt und über den Ausgang 2 an die nächste Schaltstation, welche nicht weiter dargestellt ist, weitergeleitet. Das in dem Videosignal enthaltene Geisterbild wird weitestgehend durch den Transversalfilter 3 beseitigt, so daß ein Videosignal, welches nur kleine verbleibende Geisterbildanteile hat, durch den Ausgang 2 weitergegeben wird. Zur Beseitigung der Geisterbildkomponente, welche in dem Videosignal am Ausgang des Filters 3 enthalten ist, wird hauptsächlich der vertikale Synchronisierpuls verwendet. Dabei wird der Geisterbildanteil, welcher dem vertikalen Synchronisiersignal überlagert ist, aufgespürt.
Das Videosignal, welches am Eingang 1 eingespeist wird, wird auch dem Synchronisiersignal-Separator 12 zugeführt, durch welchen der vertikale Synchronisierpuls separiert wird. Der separierte vertikale Synchronisierpuls wird auf einen Zeitgebergenerator 13 geschaltet und dazu benutzt, Zeitsignale zu generieren. Ein Referenzsignalgenerator 5 reagiert auf ein Zeitsignal vom Zeitsignalgenerator 13 und erzeugt ein Referenzsignal, welches denselben Wellenverlauf hat, wie der vertikale Synchronisierpuls, und das mit dem vertikalen Synchronisierpuls synchronisierte Referenzsignal wird einem Subtrahierer 4 zugeführt, welchem ebenfalls das Videosignal über den Filter 3 aufgeschaltet wird. Der Subtrahierer 4 führt eine Subtraktion zwischen dem Videosignal, welches den vertikalen Synchronisierpuls enthält und dem Referenzsignal, erzeugt durch den Referenzsignalgenerator 5 durch, so daß konsequenterweise eine Geisterbildkomponente, welche dem vertikalen Synchronisierpuls überlagert ist, aus dem Videosignal beseitigt wird. Die detektierte Geisterbildkomponente wird durch einen Differentiator 6 differenziert und auf einen Komparator 7 geschaltet, durch welchen das differenzierte Signal in einen digitalen Puls entsprechend von zwei Schwellwerten des Komparators 7 geformt wird. Das Pulssignal gelangt zu einem Schieberegister 8, dessen Zeittaktung durch den Zeitgenerator 13 gesteuert wird. Die binären Daten des Schieberegisters 8 werden zu einem Subtrahierer 9 ausgelesen, welches dazu dient, die Gewinndaten in einem Abgriffgewinnspeicher 10 zu modifizieren. Daher wird der Inhalt des Abgriffsgewinnspeichers 10 ebenfalls auf den Subtrahierer 9 geschaltet und die Differenz zwischen den beiden Subtrahiereingängen wird in den Abgriffsgewinnspeicher 10 eingespeist. Der Inhalt des Abgriffsgewinnspeichers 10 wird erneut modifiziert.
Nach Abschluß dieses Prozesses werden die Abgriffsgewinndaten des Speichers 10 in einen D/A-Konverter 11 gelesen, welcher der Umsetzung der Daten in analoges Signal dient. Die analoge Spannung V wird als Steuerspannung einem Abgriffverstärker 16 des Transversalfilters 3 aufgeschaltet, und zwar zur Steuerung des Gewinns des Verstärkers 16, s. Fig. 2. Als Ergebnis wird am Ausgang des Filters 3 ein Videosignal mit herabgeminderter Geisterbildkomponente gewonnen. Der Vorgang wird wiederholt, so daß schließlich der Transversalfilter 3 ein Videosignal bereitstellt, welches fast keine Geisterbildkomponente mehr enthält.
Die Funktion des Geisterbildbeseitigers, wie er in Fig. 1 dargestellt ist, soll noch weiter anhand der in der Fig. 3 dargestellten Signalformen erläutert werden. Die dort dargestellten Signalformen sind an verschiedenen Punkten des Blockschaltbildes nach Fig. 1 gewonnen. In Fig. 3 stellt die Signalform (a) das Referenzsignal dar, welches durch den Referenzsignalgenerator 5 erzeugt wird, "F" zeigt dabei die positive Flanke des Signals an. Signalform (b) repräsentiert einen vertikalen Synchronisierpuls, welcher in dem Videosignal des Transversalfilters 3 enthalten ist, eine Geisterbildkomponente ist durch Schraffur angedeutet. Signalform (c) zeigt eine Geisterbildkomponente, wie sie aufgrund der Subtraktion durch den Subtrahierer 4 entsteht. Signalform (d) zeigt den Ausgangspuls P des Differentialstors 6, erzeugt in Reaktion auf die Geisterbildkomponente.
Mit dem Zeitpunkt der Flanke F des Referenzsignals wird das Steuersignal (Torpuls) vom Zeitgenerator 13 zum Schieberegister 8 geleitet, so daß das Schieberegister 8 seine Funktion aufnimmt. Der Puls P des Komparators 7 gelangt in das Schieberegister 8 nach Ablauf der Zeit T, folgend der Flanke F des Referenzsignals. Das Schieberegister 8 speichert die Geisterbildinformation einer bestimmten Anzahl Bits und gibt die Information sequentiell an den Subtrahierer 9 weiter. Dementsprechend folgt die Modifikation der in dem Abgriffsgewinnspeicher 10 abgelegten Daten.
Der Abgriffsgewinnspeicher 10 wird korrespondierend mit den Abgriffsverstärkern 16 (C&sub1; bis C&sub5;) adressiert und Abgriffsgewinndaten der Adressen des Speichers 10 werden modifiziert, und zwar in der Folge von einem Verstärker eines Eingangssignals geringerer Verzögerung, hin zu einem Verstärker eines Eingangssignals größerer Verzögerung, d. h. in der Folge von C&sub1;, C&sub2;, . . ., bis C&sub5; des Beispiels. Nachdem alle im Abgriffsgewinnspeicher 10 abgelegten Daten modifiziert worden sind, werden neue Abgriffsgewinndaten zu jedem der Verstärker 16 des Transversalfilters 3 geschaltet. Die aus dem Abgriffsgewinnspeicher 10 ausgelesenen Daten werden in eine analoge Spannung V mittels des D/A-Konverters 11 umgesetzt und den Abgriffsverstärker 16 (C&sub1; bis C&sub5;) aufgeschaltet.
Die Videosignale, welche in ihren Amplituden aufgrund der Abgriffsverstärker 16 (C&sub1; bis C&sub5;) variiert werden, werden Verzögerungselementen 151 bis 155 zugeführt. Das Videosignal wird aufgrund der Verzögerungselemente 151 bis 155 in vorbestimmten Zeitlängen verzögert und als ein Signal synthesiert, welches an ein Addierglied 14 gegeben wird. Das Addierglied 14 empfängt ebenfalls das Videosignal vom Eingang 1, so daß es zu dem verzögerten Videosignal hinzuaddiert wird, wobei dieses resultierende Videosignal über den Ausgang 2 abgegeben wird.
Da der Vorgang der Geisterbilddetektion, Datenmodifikation für den Abgriffgewinnspeicher 10 und die Aufschaltung der Steuerspannung auf jeden Abgriffverstärker ausgeführt wird unter Nutzung eines Signals, welches mit dem vertikalen Synchronisierpuls synchronisiert ist, werden die vorstehenden Funktionen einmal in jedem Feldzyklus durchgeführt, solange bis keine Geisterbildkomponente detektiert wird. Daraus folgt, daß das Geisterbild progressiv eliminiert wird.
Der in dem zuvor erläuterten Geisterbildbeseitiger verwendete Transversalfilter 3 enthält Videosignalverstärker 16, 18, wie dies in Fig. 2 dargestellt ist. Der Verstärker 18 empfängt das Videosignal und stellt zwei Ausgangssignale bereit, welche exakt die gleiche Amplitude und Gleichstromwert aufweisen, jedoch entgegengesetzter Polarität. Der Grund, warum ein Dual-Polaritätsverstärker 18 in dem Transversalfilter 3 verwendet wird, liegt darin, daß die dem Videosignal überlagerte Geisterbildkomponente sowohl von der einen Polarität als auch von entgegengesetzter Polarität mit Bezug zum Videosignal sein kann. Ein Polaritätsauswahlschalter 17 am Eingang des Abgriffsgewinnverstärkers 16 wird auf die nicht-invertierte Position (X) des Verstärkers 18 gesetzt, wenn die Geisterbildkomponente von der einen Polarität ist, oder aber wird auf die invertierte Position (Y) gesetzt, wenn die Geisterbildkomponente von entgegengesetzter Polarität ist, so daß Geisterbilder entgegengesetzter bzw. jeder Polarität eliminiert werden können.
Im folgenden wird der Videosignalverstärker näher beschrieben. Der Verstärker 18 ist in der Fig. 4 näher dargestellt. Dieser Differentialverstärker besteht aus drei N-MOS-Transistoren 27, 28 und 29, Lastwiderständen 21, 22, welche mit den Drainelektroden der Transistoren 27, 28 zur Versorgung 20 verbunden sind, die Vorspannungsquellen 26, 30 zum Zuführen einer Vorspannung zu den Torelektroden der Transistoren 28, 29. Das Eingangssignal wird einem Kontakt 25 zugeführt, welcher mit der Torelektrode des Transistors 27 verbunden ist. Die Drainelektrode des Transistors 27 führt zu einem Ausgangskontakt 23, welcher ein Ausgangssignal entgegengesetzter Polarität gegenüber dem Eingangssignal bereitstellt, wobei der Ausgang 23 mit dem Kontakt Y des Polaritätswahlschalters 17 in Fig. 2 verbunden ist. Die Drainelektrode des Transistors 28 führt zu einem Ausgangskontakt 24, welcher ein Ausgangssignal gleicher Polarität mit Bezug zu dem Eingangssignal bereitstellt, wobei der Ausgang 24 mit dem Kontakt X des Polaritätswählschalters 17 der Fig. 2 verbunden ist.
Der Differentialverstärker nach Fig. 4 hat eine zufriedenstellende Linearität und um für den Verstärker einen hohen Gewinn bei geringem Energieverbrauch bereitstellen zu können, müssen große Widerstände als Lastwiderstände 21, 22 ausgewählt werden. Äußerst nachteilig wirkt sich jedoch aus, daß die Herstellung solch großer Widerstände in einem integrierten Schaltkreis eine unverhältnismäßig große Fläche auf dem chip belegen würde, so daß dieses Arrangement nicht passend für die Integration ist. Im folgenden soll näher auf dieses Problem eingegangen werden.
Die Fig. 5 zeigt Gleichstrom-Eingang/Ausgang-Charakteristiken des Differentialverstärkers nach Fig. 4. Auf der Ordinate ist die Ausgangsspannung V _aus und auf der Abszisse die Eingangsspannung V _in dargestellt. Die Kurven V&sub0;&sub1; und V&sub0;&sub2; repräsentieren den nicht-invertierten und invertierten Eingang/Ausgang entsprechend. Am Schnittpunkt der beiden Kurven V&sub0;&sub1; und V&sub0;&sub2; ist der Spannungswert gleich der Referenzvorspannung (+V _BB). Die aktuelle Betriebsweite des Differentialverstärkers entspricht einem Bereich V _R, der sich nach beiden Seiten des Schnittbereiches erstreckt und der Gradient der Kurven am Schnittbereich zeigt den Gewinn des Differentialverstärkers an. Der Gradient beider Kurven ist über einen weiten Bereich im wesentlichen konstant, mithin relativ ungestört und eine Signalform bereitstellend, welche ausreichende Linearität aufweist. Jedoch ist aufgrund der Korrelation zwischen Gewinn und Lastwiderstand die Notwendigkeit vorhanden, daß für die Lastwiderstände 21, 22 große Widerstandswerte realisiert werden müssen, wie im nachfolgenden noch näher erläutert werden soll. &udf53;vu10&udf54;°KAv°k = ö°Kgm°kÆ°KR°T°KL°k°t@,(1)&udf53;zl10&udf54;
Av stellt den Spannungsgewinn dar, gm die Leitfähigkeit der Driver MOS-Transistoren 27, 28, R _L stellt den Widerstand der Lastwiderstände 21, 22 dar und das positive Vorzeichen wird für den Fall des nicht-invertierten Ausgangs und das negative Vorzeichen für den Fall des invertierten Ausgangs verwendet. Die gegenseitige Leitfähigkeit gm wird bestimmt durch die Eigenschaften der MOS-Transistoren 27, 28 und ist im wesentlichen konstant, so daß die Widerstände 21, 22 einen großen Widerstandswert R _L aufweisen müssen, wenn ein hoher Gewinn erzielt werden soll, wie das die Gleichung (1) deutlich aussagt. Daher ergibt sich, daß Lastwiderstände mit mehreren Kiloohms und mehr erforderlich sind, um einen Spannungsgewinn von 0 dB oder mehr zu erzielen. Solche Widerstände erfordern für die Integration in einem Halbleiterchip einen großen Flächenbedarf und können darüber hinaus auch einen großen Fehler im Widerstandswert erzeugen, so daß sich insgesamt ergibt, daß Widerstände in Lastkreisen der Transistoren 27, 28 nicht erwünscht sind.
In Fig. 6 ist ein Differentialverstärker dargestellt, dessen Ladewiderstände durch N-MOS-Transistoren ersetzt worden sind. Eine solche Schaltungsanordnung ist im Prinzip aus Weiß, H.; Horninger, K.; Integrierte MOS-Schaltungen, in: Halbleiter-Elektronik, Bd. 14, 1982, Springer Verlag, S. 134-139, 166-167 bekannt. In diesem Ausführungsbeispiel sind N-MOS-Transistoren 31, 32 als Last für die Transistoren 27, 28 eingesetzt. Der Vorteil dieses Differentialverstärkers liegt in der Herstellbarkeit in einer wesentlichen geringeren Fläche, da keine Widerstände in den Lastkreisen benutzt werden. Es stellt sich jedoch der Nachteil von schlechterer Linearität, verglichen mit dem Differentialverstärker nach der Fig. 4 ein, was im Nachstehenden noch näher erläutert werden soll.
Fig. 7 zeigt den Gleichstrom-Eingang/Ausgang des Differentialverstärkers nach Fig. 6. Die Ausgangsspannung V _aus ist auf der Ordinate gegenüber der Eingangsspannung V _in auf der Abszisse dargestellt und die Kurven V&sub0;&sub4; und V&sub0;&sub3; repräsentieren den invertierten und nicht-invertierten Ausgang entsprechend. Der Eingangsspannungswert ist gleich der Eingangs-Referenzvorspannung (+V _BB) am Schnittpunkt der beiden Kurven V&sub0;&sub4; und V&sub0;&sub3;. In der Fig. 7 ist der Gradient der Form beider Kurven V&sub0;&sub4; und V&sub0;&sub3; nicht konstant innerhalb des Arbeitsbereiches, so daß eine verschlechterte Linearität die Folge ist, d. h. die Ausgangsspannung variiert nicht konstant mit der Variation der Eingangsspannung, wenn man dies vergleicht mit der in Fig. 5 dargestellten Charakteristik. Fig. 8 zeigt die Widerstandscharakteristik des N-MOS-Transistors unter Last. In der Darstellung sind auf der Ordinate die Werte für den Widerstand R _on-N und auf der Abszisse die Drain-Source-Spannung V _DS des N-MOS-Transistors unter Last dargestellt. Wenn das Eingangssignal auf den Eingangskontakt 25 des Differentialverstärkers der Fig. 6 gegeben wird, so variiert die Drain-Source-Spannung der MOS-Transistoren 27, 28 und veranlaßt die Drain-Source-Spannung V _DS der Last N-MOS-Transistoren 31, 32 ebenfalls zu variieren. Die Variation der Drain-Source-Spannungen V _DS der Last N-MOS- Transistoren 31, 32 ist begleitet von der Variation des Widerstandswertes, so daß der Lastwiderstand mit der Größe der Eingangsspannung variiert. Aus diesem Grunde kann ein konstanter Spannungsgewinn, wie sich aus der Gleichung (1) ergibt, nicht erzielt werden. Aus diesem Grund ist der Differentialverstärker nach der Fig. 6 schlechter als der Differentialverstärker nach der Fig. 4, soweit seine Linearitätseigenschaften betroffen sind.
Es stellt sich damit heraus, daß der Differentialverstärker, wie er in der Fig. 4 dargestellt ist, einen großen Flächenbedarf auf einem Chip wegen seiner Lastwiderstände aufweist und daher ungeeignet ist, für eine hochverdichtete Integration ist, während der Differentialverstärker nach der Fig. 6 unzureichende Linearität aufweist. Die Linearität eines Verstärkers ist aber ein einflußreicher Faktor beim Beseitigen des Geisterbildeffektes, was im nachfolgenden näher erläutert werden soll.
Fig. 9 zeigt eine simplifizierte Wellenform des Videosignals, wobei mit A der Synchronisierpuls, und mit B der maximale Weißpegel angezeigt ist. Fig. 10 zeigt den Verlauf des Videosignals mit überlagerter Geisterbildkomponente derselben Polarität. Wie zuvor schon erläutert worden ist, detektiert der Geisterbildbeseitiger eine Geisterbildkomponente G, welche dem Synchronisierpuls A überlagert ist und es wird Gebrauch davon gemacht, um den Abgriffsgewinn jeden Abgriffsverstärkers 16 zu steuern, um damit invertierte Geisterbildsignalformen zu erzeugen. Die inverten Signalformen werden dem Eingangsvideosignal mittels Addierer 14 zuaddiert, so daß die Geisterbildkomponenten am Synchronisierpuls A und am maximalen Weißpegel B eliminiert werden. In diesem Fall muß das Verhältnis der Größe der Geisterbildkomponente am Synchronisierpuls zur Größe der Geisterbildkomponente am maximalen Weißpegel B am Eingang des Abgriffsverstärkers 16 gleich sein, zum Verhältnis der Größe a des Synchronisierpulses zur Größe des maximalen Weißpegels b. Der Verstärker mit verschlechterter Linearität, der in Fig. 6 dargestellt ist, stellt jedoch eine Störung am Anteil des maximalen Weißpegels B dar, wie er in Fig. 11 dargestellt ist, welches in einem variierten Amplitudenverhältnis des Synchronisierpulses A zum maximalen Weißpegel B resultiert. Hieraus folgt aber, daß die invertierten Geisterbildsignalformen ebenfalls gestört sind, so daß der Geisterbildbeseitiger lediglich die Geisterbildkomponenten im Anteil des Synchronisierpulses A beseitigt, die Geisterbildanteile im Anteil des maximalen Weißpegels B jedoch unbeseitigt läßt. Das zuvor Gesagte tritt genauso zu für ein Videosignal, welchem eine Geisterbildkomponente entgegengesetzter Polarität überlagert ist, so daß mithin auch bei der Überlagerung mit einer Geisterbildkomponente gleicher Polarität dieselben nachteiligen Folgen, wie sie in Fig. 10 und 11 aufgezeigt sind, zu verzeichnen sind. Auch der Gewinnverstärker 16 mit einer gestörten Charakteristik führt zu demselben Resultat der ungenügenden Geisterbildbeseitigung.
In Evans, Arthur D.; Designing with Field-Effect-Transistors, Mc Graw-Hill-Bock Company, S. 204-207 ist die Verwendung eines P-MOS- und eines N-MOS-Transistors in einer Parallelschaltung beschrieben. Diese parallelgeschalteten Transistoren dienen hier jedoch als MOS-Schalter. Die Torelektroden der beiden Transistoren sind mit solchen Spannungen beaufschlagt, daß die Transistoren jeweils in einem "On"- oder "Off"-Zustand geschaltet werden. Das gesamte Verhalten des Schaltkreises hängt im wesentlichen nicht von diesem Schalter ab.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Transversalfilter der eingangs genannten Art für einen Geisterbildbeseitiger bereitzustellen, der einen Verstärker zufriedenstellender Linearität aufweist und dazu dienen kann, den Geisterbildanteil eines Videosignals komplett zu eliminieren, insbesondere aber auch den Ansprüchen an Integrierbarkeit zu genügen, wie dies bei der Aufzählung des Standes der Technik dargestellt worden ist.
Diese Aufgabe wird durch die in Anspruch 1 angegebene Erfindung gelöst.
Die Erfindung ist anhand der Figuren näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines konventionellen Geisterbildbeseitigers,
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Transversalfilters, wie er in Fig. 1 benutzt wird,
Fig. 3 Signalformen von verschiedenen Punkten des Geisterbildbeseitigers,
Fig. 4 eine Darstellung eines konventionellen Differentialverstärkers mit Widerstandslastkreisen,
Fig. 5 eine Gleichstrom-Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers nach Fig. 4,
Fig. 6 eine Darstellung eines konventionellen Differentialverstärkers mit Lastkreisen von N-MOS-Transistoren,
Fig. 7 eine Darstellung der Gleichstrom-Eingangs/ Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers nach Fig. 6,
Fig. 8 eine Darstellung der Unterlastwiderstandscharakteristik des N-MOS-Transistors,
Fig. 9 eine Signalform in vereinfachter Darstellung für das Videosignal,
Fig. 10 eine Darstellung der Signalform des Videosignals mit überlagertem Geisterbild,
Fig. 11 eine Signalform des Videosignals verstärkt mit einem Verstärker schlechter Linearität,
Fig. 12 eine schematische Darstellung des Differentialverstärkers mit einem C-MOS-Ladekreis entsprechend der Erfindung,
Fig. 13 eine Darstellung der Gleichstrom-Eingangs/ Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers nach Fig. 12,
Fig. 14 eine Darstellung des Unter-Lastwiderstandes eines P-MOS-Transistors im Verhältnis zur Spannung Drain/Source V _DS,
Fig. 15 eine Darstellung des Unterlastwiderstandes eines C-MOS-Transistors im Verhältnis zu V _DS,
Fig. 16 eine schematische Darstellung eines Differentialverstärkers mit einem Lastkreis aus C-MOS-Transistoren und Verstärker P-MOS- Transistoren,
Fig. 17 eine Darstellung der Gleichstrom-Eingangs/ Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers nach Fig. 16,
Fig. 18 eine schematische Darstellung eines Abgriffsverstärkers mit einem Lastkreis aus C-MOS-Transistorenpaaren und Verstärker N-MOS-Transistoren, und
Fig. 19 eine Darstellung eines Abgriffsverstärkers mit einem Lastkreis aus C-MOS-Transistorpaaren und Verstärker P-MOS-Transistoren.
Die Erfindung soll anhand der Fig. 12 ff näher erläutert werden.
Die Fig. 12 zeigt eine Ausführung des Verstärkers, wie er in dem erfindungsgemäßen Transversalfilter verwendet wird. Wie zuvor ausgeführt, benötigt der Abgriffsgewinnsteuerkreis für den Transversalfilter des Geisterbildbeseitigers ein Eingangsvideosignal und zwei Abgriffverstärkereingangssignale gleicher Amplitude, aber entgegengesetzter Polarität. Die Ausführung nach Fig. 12 beinhaltet P-MOS-Transistoren 33, 34 in Parallelverbindung mit N-MOS-Transistoren 31, 32, welche zwei Sets von C-MOS- Transistorpaaren darstellen, welche die Lastkreise der Transistoren 27, 28 bilden. Fig. 13 zeigt die Gleichstrom- Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers nach Fig. 12. Auf der Ordinate ist die Ausgangsspannung V _aus, auf der Abszisse die Eingangsspannung V _in dargestellt und die Kurven V&sub0;&sub5; und V&sub0;&sub6; zeigen den invertierten und nicht- invertierten Ausgang entsprechend. Die in der Fig. 13 dargestellte Charakteristik ist im wesentlichen identisch mit der Gleichstrom-Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Differentialverstärkers mit Widerstandslastkreisen nach Fig. 5, der Grund hierfür soll im folgenden näher erläutert werden.
Werden nur N-MOS-Transistoren im Lastkreis verwendet, so variiert der Unterlastwiderstand R _on-N des N-MOS- Transistors entsprechend der Größe des Eingangssignals, wie es in Fig. 8 dargestellt ist, was darin resultiert, daß zufriedenstellende Linearität nicht erzielt werden kann. Um hiermit zurecht zu kommen, werden P-MOS-Transistoren 33, 34 mit Unterlastwiderstandscharakteristiken, wie es in Fig. 14 dargestellt ist, parallel zu den N-MOS- Transistoren 31, 32 verbunden, so daß C-MOS-Transistorpaare bereitgestellt werden. Das C-MOS-Transistorpaar hat die Unterlastwiderstandscharakteristik, wie in Fig. 15 dargestellt ist und stellt im wesentlichen konstanten Unterlastwiderstand R _on-C gegenüber den Variationen der Drain/Source-Spannungen V _DS bereit, d. h. letztlich gegenüber der Variation der Eingangsspannung V _in. Das Resultat hiervon ist, daß der Differentialverstärker mit Lastkreisen aus C-MOS-Transistoren 31, 32, 33, 34 eine Linearität vergleichbar der des Differentialverstärkers mit Widerstandslastkreisen nach Fig. 4 aufweist. Daraus folgt, daß ein Differentialverstärker mit äußerst geringen Störungen des Ausgangs ausgeführt ist.
Fig. 16 zeigt einen Differentialverstärker mit Verstärker MOS-Transistoren 35, 36 und P-MOS-Transistor 38 als Konstantstromquelle. In dieser Ausführung sind die Transistoren 35, 36 vom P-MOS-Typ, wobei auch der Transistor 38 vom P-MOS-Typ ist, und seine Torelektrode mit einer Vorspannungsquelle 37 verbunden ist. Fig. 17 zeigt die Gleichstrom-Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Differentialverstärkers nach Fig. 16. Auf der Ordinate ist die Ausgangsspannung V _aus, auf der Abszisse die Eingangsspannung V _in dargestellt und die Kurven V&sub0;&sub7; und V&sub0;&sub8; repräsentieren invertierte und nicht-invertierte Ausgänge entsprechend. Die Ausführung nach Fig. 16 benutzt P-MOS-Transistoren 35, 36, 38, welche niedrigere Ausgangsspannungswerte bereitstellen, siehe Fig. 17, jedoch mit zufriedenstellender Linearität verglichen mit der Fig. 12 Ausführung. Der Unterlastwiderstand R _on-C der C-MOS-Transistoren 31, 32, 33, 34 kann zufriedenstellend eingerichtet werden, indem die Dimension des Torbereiches dieser Transistoren angepaßt wird. Die Energieaufnahme kann so gering wie bei derjenigen nach Fig. 12 eingerichtet werden.
Fig. 18 zeigt eine Ausführung eines Abgriffsverstärkers 16 für den Transversalfilter 3, bei dem der Verstärker einen Lastkreis aus C-MOS-Transistoren aufweist. Diese Ausführung beinhaltet einen N-MOS-Transistor 31 und einen P-MOS-Transistor 33 in den Lastkreisen, wobei der invertierte Ausgangskontakt 23 mit dem Eingang des Verzögerungselementes 15 des in Fig. 2 dargestellten Transversalfilters 3 verbunden wird. Der Eingangskontakt 25 wird zum Polaritätswahlschalter 17 der Fig. 2 geschaltet. Eingang 39 für die Abgriffsgewinnsteuerspannung erhält die analoge Spannung V _D/A, die Abgriffsgewinnsteuerspannung, welche durch den D/A-Konverter 11 nach Fig. 1 bereitgestellt wird. Der Transistor 40 ist ein N-MOS-Transistor für die Abgriffsgewinnsteuerung und der Transistor 27 ist ein N-MOS-Transistor für die Verstärkung.
Abgriffsverstärker werden konventionell mit Widerstandslastkreisen gebildet. Durch die Verwendung von C-MOS- Transistorpaaren 31, 33 an Stelle der Lastwiderstände wird der Unterlastwiderstand R _on-C der C-MOS-Transistoren 31, 33 konstant unabhängig von den Variationen der Spannung V _DS in den Transistoren, wie in Fig. 15 dargestellt. Daraus folgt, daß der Verstärker nach Fig. 18 die Linearität vergleichbar derjenigen mit Verwendung von Lastwiderständen aufweist und die Unterlastwiderstandswerte R _on-C der C-MOS-Transistoren 31, 33 bestimmt werden kann durch angemessenes Setzen bzw. Bestimmen der Dimension des Torbereiches dieser Transistoren. Wird der Torbereich kleiner gemacht, so haben die Transistoren 31, 33 einen großen Unterlastwiderstand R _on-C, welches in eine Reduktion des Energieverbrauches mündet.
Fig. 19 zeigt einen Abgriffverstärker mit einem Transistor 35 zur Verstärkung und einen Transistor 41 zur Abgriffsgewinnsteuerung, beide Transistoren vom P-MOS-Typ. Diese Ausführung weist einen Lastkreis von C-MOS-Transistorpaaren 31, 33 auf, mit geringer Variation der Unterlastwiderstände R _on-C, so daß sich eine verbesserte, zufriedenstellende Linearität einstellt. Ein relativ großer Lastwiderstand kann durch angemessenes Setzen der Dimensionen des Torbereiches der Transistoren 31, 33 erzielt werden.
Wie aus der Darstellung der vorstehenden Ausführungen hervorgeht, kann mit der Verwendung von Lastkreisen mit C-MOS-Transistorpaaren ein Verstärker mit einer Linearität vergleichbar derjenigen mit Widerstandslastkreisen bereitgestellt werden und zwar unter Verbesserung des Beseitigens des Geistereffektes. Zusätzlich hierzu kann ein großer Lastwiderstand erzielt werden, indem in angemessener Weise die Dimensionen der Torbereiche der C-MOS- Transistoren angepaßt werden, wodurch die Energieverbrauchssituation des Verstärkers wesentlich verbessert werden kann. Schließlich kann mit der erzielten Vergrößerung des Lastwiderstandes durch C-MOS-Transistoren gleichwohl eine Reduktion des Chipbereiches für einen integrierten Schaltkreis herbeigeführt werden, verglichen mit einem Verstärker mit Widerstandslastkreisen.

Claims

1. Transversalfilter für eine Schaltungsanordnung in einem Fernsehempfänger zur Beseitigung von Geisterbildern, bestehend aus

a) einem ersten Verstärker (18), welchem ein Eingangsvideosignal zugeführt wird und welcher ein erstes Ausgangsvideosignal gleicher Polarität der des Eingangsvideosignals abgibt sowie ein zweites Ausgangsvideosignal mit gleicher Amplitude des ersten Ausgangsvideosignals und umgekehrter Polarität gegenüber dem ersten Ausgangsvideosignal;
b) einer Vielzahl von Umschaltern (17), welche mit dem ersten Verstärker (18) verbunden sind und selektiv das erste oder zweite Ausgangsvideosignal des ersten Verstärkers (18) weiterschalten;
c) einer Gruppe zweiter Verstärker (16), bestehend aus einer Vielzahl von Verstärkern mit steuerbarem Verstärkungsfaktor (C&sub1;-C&sub5;), welche jeweils mit den Ausgängen der Schalter (17) verbunden sind, wobei jeder der Verstärker (16) einen Eingang für die Aufnahme einer Steuerspannung aufweist, mit der die Amplitude des ersten oder zweiten Ausgangsvideosignals, zugeführt durch die Schalter (17), variierbar ist;
d) einer Gruppe von Verzögerungsgliedern (151-155), bestehend aus einer Vielzahl von in Kaskade geschalteter Verzögerungselemente, wobei der Eingang jedes der Verzögerungselemente mit dem Ausgang eines korrespondierenden Verstärkers (C&sub1;-C&sub5;) verbunden ist, wobei die Verzögerungselemente dazu dienen, das erste oder zweite Ausgangsvideosignal für eine wählbare Zeit zu verzögern;
e) einem Addierer (14), der mit dem Ausgang der gesamten Kaskade der Verzögerungselemente verbunden ist und das verzögerte erste und zweite Ausgangsvideosignal empfängt und dem ebenfalls das Eingangsvideosignal zugeführt wird, so daß das erste oder zweite Ausgangsvideosignal wählbarer Verzögerung zu dem Eingangsvideosignal addiert wird,

dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Verstärker (C&sub1;-C&sub5;) der zweiten Verstärkergruppe (16) jeweils Verstärkungselemente aus MOS-Transistoren aufweist, deren Lastwiderstand jeweils aus der Parallelschaltung eines P-MOS-Transistors (33, 34) und eines N-MOS-Transistors (31, 32) besteht, so daß ein C-MOS-Transistorpaar entsteht.

2. Transversalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verstärker (18) ein Verstärkungselement aus einem MOS-Transistor aufweist, dessen Last durch eine Komplementärverbindung aus einem P-MOS-Transistor und einem N-MOS-Transistor besteht, so daß ein C-MOS-Transistorpaar entsteht.