DE3419639C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Verfahren nach dem Ober­ begriff des Anspruchs 1 bzw. einer Anordnung nach dem Ober­ begriff des Anspruchs 3. Zweck der Erfindung ist die Kompensation von Kreuzkopplungsstörungen in einer Antennenan­ lage für unterschiedliche polarisierte Wellen, insbesondere an einem Satelliten.

Es gibt Bemühungen zur Einrichtung eines neuen Satelliten­ dienstes, um Funkübertragungen von Video- und Audioinfor­ mationen sowie Daten mit relativ hoher Leistung (E.I.R.P. über 50 dbw) an einzelne Haushalte zu ermöglichen. Dieser Dienst wird auch als Direktsatellitenfunk bezeichnet. Die Frequenzen der vom Satelliten zur Erde gehenden Nachrichten­ verbindung (Abwärtsverbindung) liegen im 12-GHz-Bereich (etwa 12,2 bis 12,7 GHz), und die Frequenzen der speisen­ den, von der Erde zum Satelliten gehenden Nachrichtenver­ bindung (Aufwärtsverbindung) liegen im 17-GHz-Bereich (etwa 17,3 bis 17,8 GHz).

In der Aufwärtsverbindung des Direktsatellitenfunks im 17,3-17,8-GHz-Band ist eine äußerst gute Entkopplung zwischen benachbarten Kanälen erforderlich, und zwar durch Frequenzdiskrimination zwischen abwechselnd benachbarten Exemplaren der Kanäle gleicher Polarisation und durch Polarisationsdiskriminierung an der Antenne bei den sich frequenzmäßig teilweise überlappenden benach­ barten Kanälen orthogonaler Polarisation. Gemäß einer offi­ ziellen Empfehlung (vgl. Federal Communications Commission Report and Order vom März 1983, General Docket No. 80-348) soll der Abstand zwischen Kanälen gleicher Polarisation 26 MHz und der Abstand zwischen benachbarten orthogonal polarisierten Kanälen 13 MHz betragen. Bei einem 2 MHz breiten Sicherheitsband zwischen benachbarten gleich polarisierten Kanälen ist die maximal mögliche Bandbreite eines Kanals 24 MHz. Jeder Kanal hat seine Mittenfrequenz in der Mitte des 2 MHz breiten Sicherheitsbandes zwischen den benachbarten Exemplaren der jeweils orthogonal pola­ risierten Kanäle.

Bei Niederschlag liefert lineare Polarisierung aus bessere Kreuzpolarisations-Diskriminierung (XPD), als es die zirkulare Polarisierung vermag. Wenn die orthogonalen Achsen einer linear polarisierten Strahlung mit der örtlichen horizontalen Achse und vertikalen Achse ausgerichtet sind, dann ist der Vorteil der linearen Polarisierung hinsicht­ lich der Kreuzpolarisations-Diskriminierung maximal (vgl. NASA Tech. Paper 1770, Febr. 1982, Seiten 35-45 und Canadian CPM Contribution B8, Mai 1982).

Für die Auswärtsverbindungen aus einem typischen Versor­ gungsgebiet (z. B. einer US-Zeitzone) zu der Gruppe geostationärer Satelliten, die dieses Gebiet mit Direktfunk versorgen, wird die Orientierung linear polarisierter Strahlung, die von verschiedenen Teilen des Versorgungsge­ bietes entlang der jeweils örtlichen vertikalen Achse polarisiert ausgesandt wird, bei Empfang am Satelliten um etwa 20° unterschiedlich sein. Die beiden das gewünschte Signal teilweise überlappenden Nachbarsignale sind nicht perfekt orthogonal zum gewünschten Signal, weil sie im allgemeinen einen anderen Ursprungsort als das gewünschte Signal haben. Hierdurch besteht die Gefahr von Störsignalen. Außerdem bleibt der Satellit selbst nicht in einer festen Orientierung, sondern kann sich um seine Gierachse drehen, die im allgemeinen nahe der Justier­ achse der Satellitenantenne liegt. Diese Drehung der Polarisationsebene der Antenne hat zur Folge, daß die teil­ weise überlappenden Aufwärtssignale Störungen in den gewünschten Signalen erzeugen, egal, ob sie zu den gewünschten Signalen orthogonal sind oder nicht.

Um solche Kreuzkopplungsstörungen in einem Polarisations- Diversity-System der vorstehend beschriebenen Art zu kompensieren, kann eine Technik angewandt werden, wie sie in einer nicht-vorveröffentlichten Patentanmeldung mit dem Aktenzeichen P 33 90 057.4 beschrieben ist. Diese Patentanmeldung hat ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und eine Anordnung nach dem Ober­ begriff des Patentanspruchs 3 zum Gegenstand.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Kompensa­ tionswirkung eines solchen Verfahrens bzw. einer solchen Anordnung zu verbessern.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichnungsteil aufgeführten Merkmale des Anspruchs 1 bzw. des Anspruchs 3 gelöst.

Die Erfindung trägt dem Umstand Rechnung, daß bei flüssigem Niederschlag die horizontal polarisierte Komponente eines gesendeten Signals in ihrer Phase mehr verzögert wird als die vertikal polarisierte Komponente und daß das Maß dieser Verzögerung nicht nur von der Stärke des Niederschlags, sondern auch von der jeweiligen Frequenz abhängt. Dementsprechend wird gemäß der Erfindung die jeweilige Phasendifferenz der Signale des störenden Kanals bei einer dem gestörten Kanal benachbarten Sicher­ heitsbandfrequenz ermittelt und bei dem kompensierenden Substraktionsvorgang berücksichtigt.

Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen 2 und 4 gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einer Skizze einen Erdsatelliten und ein Versorgungsgebiet mit mehreren Erdefunkstationen für Aufwärtsverbindungen zum Satelliten;

Fig. 2 zeigt die Frequenzzuteilung für Satelliten-Auf­ wärtsverbindungen mit Mehrfachausnutzung des Frequenzspektrums unter Verwendung orthogonaler linearer Polarisation;

Fig. 3 veranschaulicht mittels eines Vektordiagramms die am Satelliten gesehenen verschiedenen Polarisa­ tionswinkel der in der Aufwärtsverbindung nach Fig. 2 gesendeten Signale;

Fig. 4 ist ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Kompensation oder Korrektur von Kreuz­ polarisationsfehlern;

Fig. 4A zeigt eine Einrichtung zur Angleichung der Ampli­ tuden der oberen und unteren Seitenbänder in der Anordnung nach Fig. 4;

Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer Anordnung zur Kompensation von Kreuzpolarisationsfehlern gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 6 zeigt in einem Blockschaltbild eine Modifikation der Anordnung nach Fig. 4 zur Korrektur von Phasen­ verzögerungen.

In der Fig. 1 sind drei abgehende Erdefunkstationen A, B und C dargestellt, die sich an verschiedenen Orten inner­ halb eines Versorgungsgebietes E befinden und Signale an einen Satelliten S senden, der sich über dem Äquator z. B. in südwestlicher Richtung vom Gebiet E befindet. Der Satellit S kann ein Exemplar einer Anhäufung nahe beieinander­ liegender Satelliten sein, wobei die anderen Satelliten dazu bestimmt sein können, jeweils abwechselnd gleich­ polarisierte Kanäle (d. h. jeweils jeden zweiten dieser Kanäle) und/oder die benachbarten überlappenden kreuzpolari­ sierten Kanäle zu empfangen und dasselbe Gebiet zu bedienen.

Die versorgenden oder abgehenden (d. h. aufwärtssendenden) Erdefunkstationen enthalten z. B. eine horizontal oder ver­ tikal polarisierte Antennenanlage, die im Frequenzband von 17,3 bis 17,8 GHz arbeitet. Der Abstand zwischen benachbarten gleich polarisierten Kanälen der Aufwärtsverbindung beträgt z. B. 26 MHz. Die Bandbreite jedes Kanals macht 24 MHz aus, so daß ein Sicherheitsband von 2 MHz bleibt. Die horizontal polarisierten Aufwärtskanäle sind beim hier betrachteten Beispiel hinsichtlich der Mittenfrequenzen um 13 MHz gegenüber den benachbarten entsprechenden vertikal polarisierten Aufwärtskanälen versetzt. Es sei als Beispiel angenommen, daß die Erdestation B die gewünschten vertikal polarisierten Signale E _WV im Kanal WV abstrahlt, die Erde­ station A sende im nächstbenachbarten niedrigeren und über­ lappenden Kanal LH horizontal polarisierte Signale E _LH , und die Station C sende im nächstbenachbarten höheren über­ lappenden Kanal UH horizontal polarisierte Signale E _UH . Die Fig. 2 zeigt die Frequenzzuteilung für die verschiedenen Polarisationen. Der horizontal polarisierte Kanal LH von der Station A hat eine Mittenfrequenz f _L , und ein frequenzmäßig beabstandeter "übernächster" Kanal UH mit der gleichen (horizontalen) Polarisation kommt von der Station C und hat eine höhere Mittenfrequenz f _U . Zwischen den beiden horizontal polarisierten Kanälen LH und UH besteht ein 2 MHz breites Sicherheitsband mit einer Mittenfrequenz f _W . Die vertikal polarisierten Kanäle sind demgegenüber so versetzt, daß ihre Mittenfrequenzen jeweils mit der Mitte eines Sicherheitsbandes zwischen zwei horizontal polarisierten Kanälen zusammenfallen wie im dargestellten Fall die Frequenz f _W in der Mitte des Kanals WV, der sich zwischen den Frequenzen f _W1 und f _W2 erstreckt. Ein solches Aufwärts­ Frequenzband kann für den Direktsatellitenfunkdienst im Frequenzbereich von 17,3 bis 17,8 GHz eine Breite von 24 MHz haben. Für das gewünschte Signal E _WV im gewünschten vertikal polarisierten Kanal WV kommen als Störsignale das frequenzmäßig nächstniedrigere horizontale polarisierte Signal E _LH z. B. von der Station A und das frequenzmäßig nächsthöhere horizontal polarisierte Signal E _UH z. B. von der Station C in Frage. Die am Satelliten befindliche Empfangsantenne 10 für die Aufwärtsverbindung kann wie üblich mit einer linear polarisierten Speisung versehen sein, die parallel (coplanar) mit der Polarisationsrichtung des gewünschten Sendesignals E _WV orientiert ist.

Im dargestellten Fall liegt die Erdefunkstation B auf der Justierachse (Visierlinie) AX der Satelliten-Empfangsan­ tenne 10. Diese Antenne 10 ist so orientiert, daß ihre für den Empfang des gewünschten Signals E _WV erforderliche Polarisationsorientierung coplanar mit der Orientierung der örtlichen vertikalen Polarisation der Antenne an der Station B ist. Die Signale, die bei dieser Polarisations­ orientierung der Satelliten-Empfangsantenne aufgefangen werden, sind in Fig. 3 mit E _C bezeichnet. Die örtlich horizontal polarisierten Signale E _LH und E _UH von den­ jenigen Erdefunkstationen, die außerhalb der Justierachse AX der Satellitenantenne liegen, sind bei Empfang an der Satellitenantenne nicht genau orthogonal zum Signal E _WV . Vom Satelliten aus gesehen erscheinen Signale, die von der Station A nordwestlich kommen (bezüglich einer örtlich vertikalen Ebene durch die Erdefunkstation B und den Satelliten S) gegen den Uhrzeigersinn gedreht, während Signale von der südöstlich liegenden Erdefunkstation C im Uhrzeigersinn gedreht erscheinen. Die Orientierung der Polarisation des Signals E _WV am Satelliten kann sich um bis zu 20° oder mehr ändern, wenn sich der Ort einer sendenden Erdefunkstation von einem Rand des Versorgungs­ gebietes E zum anderen Rand verschiebt.

Bei flüssigem Niederschlag wird die horizontale Polari­ sationskomponente eines in beliebiger Orientierung linear polarisierten Sendesignals mehr gedämpft als die vertikale Polarisationskomponente. Somit erscheint das empfangene Signal am Satelliten mit einer Polarisation, die in Richtung zur Vertikalebene am Ort der Erdefunk­ station gedreht ist. Der Vorteil einer lokalen Vertikal­ polarisation besteht darin, daß bei Vorhandensein von flüssigem Niederschlag keine Polarisationsdrehung statt­ findet. Der gleiche Vorteil gilt für lokale Horizontal­ polarisation, jedoch erfolgt in diesem Fall eine stärkere Dämpfung des Signals als im vorhergehenden Fall. Die erwähnte Polarisationsdrehung des empfangenen Signals bei Niederschlag kann zu einer beträchtlichen Kreuzkopplung zwischen den horizontal polarisierten Kanälen und den vertikal polarisierten Kanälen führen. Da sich außerdem der Satellit um die Justierachse seiner Antenne und/oder um seine Gierachse Y drehen kann, führt diese scheinbare Polarisationsdrehung zu einer wesentlichen zusätzlichen Kreuzkopplung.

Bei einer Ausführungsform des Systems ist z. B. die in Vertikalrichtung linear polarisierte Speisung an der Erdefunkstation B mit der vertikalen Speiseachse entlang der örtlichen Vertikalebene an der Station B ausgerichtet, um die Signale E _WV mit einem Polarisationswinkel zu senden, wie er durch den Vektor _WV dargestellt ist. Die Station B liegt im Zentrum des Versorgungsgebietes E des Satelliten S. Wenn der Gierachsen-Orientierungsfehler des Satelliten gleich Null ist, dann ist der Polarisations­ winkel des empfangenen Signals, das durch den Vektor _C dargestellt ist, in gleicher Ebene mit dem Vektor _WV . Der Winkel R _W , der zwischen diesen Vektoren am Satelliten gesehen wird, ist dann gleich Null. An der Erdefunkstation kann eine zweite linear polarisierte Sendewelle ab­ gestrahlt werden, die entsprechend dem Vektor _WH ortho­ gonal zum Vektor _WV polarisiert ist (vgl. Fig. 3). Diese zweite Welle kann andere Antennen des Satelliten S beauf­ schlagen oder einen anderen Satelliten in der gleichen Satellitengruppe. Der Vektor _WH in Fig. 3 zeigt die Polarisation des Signals, das orthogonal zum gewünschten Signal E _WV in der Ebene des Polarisationsvektors _WV ist. Die Winkel R _L und R _U sind die (vom Satelliten gesehenen) Polarisationswinkel des Signals E _LH der Polarisation _LH von der Station A bzw. des Signals E _UH der Polarisation _UH von der Station C jeweils relativ zum Signal E _WH . E _X sind diejenigen Signale am Satelliten, die orthogonal zu E _C sind und einen durch den Vektor _X dargestellten Polarisationswinkel haben. Bei einem Versorgungsgebiet ent­ sprechend einer US-Zeitzone können sich R _L und R _U zwischen ungefähr -10° und +10° beidseitig derjenigen Ebene ändern, welche im Zentrum des Versorgungsgebietes E die örtliche Vertikalebene darstellt.

Bei dem hier zu beschreibenden System wird auf elektronische Weise die effektive Polarisationsebene der für die speisenden Aufwärtsverbindungen vorgesehenen Satelliten- Empfangsantenne gedreht, so daß sie orthogonal zu jedem der unerwünschten Signale E _LH und E _UH innerhalb der betreffenden Kanäle LH und UH ist und daher für diese Signale unempfindlich ist. Da die Signale E _LH und E _UH der Stationen A und C von entgegengesetzten Seiten der ört­ lichen Vertikalebene der Station B kommen, sind sie nicht in gleicher Polarisationsebene (d. h. nicht "coplanar"). Die erwähnte Korrekturdrehung muß daher für jedes möglicher­ weise störende Signal gesondert erfolgen. Aus der Fig. 3 lassen sich für die Signale E _C und E _X am Satelliten folgende Gleichungen ableiten:

E _C = E _WV cos R _W + E _LH sin (R _W + R _L ) + E _UH sin (R _W + R _U ) (1a)
E _X = -E _WV sin R _W + E _LH cos (R _W + R _L ) + E _UH cos (R _W + R _U ) (1b)

Wenn diese Signale durch ein Schmalbandfilter geschickt werden, das nur f _L <f<f _W durchläßt, also einen den Signalen E _WV und E _LH gemeinsamen halben Kanal, dann kann der letzte Term in den Gleichungen 1a und 1b eliminiert werden. Nun kann durch Subtraktion eines Teils α des Signals E _X vom Signal E _C ein Signal E _WV erhalten werden, das frei vom Störsignal E _LH in der unteren Kanalhälfte ist:

E _C - α E _X = E _WV [cos R _W + α sin R _W ] + E _LH [sin (R _W + R _L ) - α cos (R _W + R _L )] (2)

wobei α der Betrag des erwähnten Teils ist.

Damit der Koeffizient von E _LH verschwindet, muß α=sin

(R _W + R _L )/cos (R _W + R _L ) = tan (R _W + R _L ), und
E _C - E _X tan (R _W + R _L ) = E _WV [cos R _W + sin R _W tan (R _W + R _L )] (3)

Wenn man diese Theorie in Schaltungstechnik umsetzen will, dann stellt sich die Aufgabe, den Koeffizienten α in der Gleichung (2) zu bestimmen. Dies geschieht durch Messung des Wertes von tan (R _W +R _L ), was gleich dem Verhältnis der zweiten Terme in den rechten Seiten der Gleichung (1a) und (1b) ist. Die Messung erfolgt nach Filterung von E _C und E _X in Schmalbandfiltern (einige hundert KHz), die auf die Frequenz f _L zentriert sind. Da linear polarisierte Strahlung entlang der vertikalen oder horizontalen Ebene keine Depolarisation durch Niederschlag erfährt, ist der Koeffizient α real (und nicht komplex) und kann entweder positiv (für positives R _L ) oder negativ sein. Die Verstärkung des E _X -Kanals wird dann relativ zum E _C -Kanal um den Faktor α reduziert, und der resultierende Bruch­ teil α E _X wird gemäß der Gleichung (3) algebraisch von E _C subtrahiert, um ein Signal E _WV zu erhalten, das zwischen den Frequenzen f _L und f _W (bestimmt durch geeignete Band­ filter) frei von E _LH -Komponenten ist.

In der Fig. 4 ist eine gemäß der Erfindung ausgebildete Satelliten-Antennenanlage 10 zum Empfang der versorgenden Aufwärtsverbindung dargestellt. Die Antennenanlage 10 enthält ein vorherrschend vertikal polarisiertes Auf­ fangelement oder Horn 11 und ein vorherrschend horizontal polarisiertes Auffangelement oder Horn 13. Das am Horn 11 aufgefangene vorherrschend vertikal polarisierte Signal, das durch E _C symbolisiert ist, wird in einem Ver­ stärker 15 verstärkt und über ein Bandfilter 31, das nur Frequenzen zwischen f _U und f _L durchläßt, auf einen Ver­ stärker 33 gegeben. Die Signale vom Verstärker 15 werden außerdem einem Schmalbandfilter 16 zugeführt, das die Frequenz f _L ^± einige hundert KHz (z. B. 300 KHz) an einen ersten Verhältnisdetektor 17 durchläßt. Die Signale der Aufwärtsverbindung sind dem Träger in Frequenzmodulation aufgeprägt. Das am vorherrschend horizontal polarisierten Horn 13 aufgefangene Signal wird in einem Verstärker 19 verstärkt, von wo die Frequenz f _L ^± einige hundert KHz über ein Schmalbandfilter 21 an einen Verhältnisdetektor 22 durchgelassen wird. Die Signalfrequenzen von f _L bis f _W werden von einem Bandfilter 29 selektiv an einen Ver­ stärker 30 durchgelassen.

Die demodulierten Basisbandsignale (z. B. Video-Basisband im Falle von Fernsehrundfunk) vom Verhältnisdetektor 17 werden in einer Dividierschaltung 37 durch das demodulierte Basisbandsignal vom Verhältnisdetektor 22 dividiert, um das Verhältnissignal zu erhalten, das proportional dem Faktor α in der Gleichung (2) ist. Diese Division kann in der Dividierschaltung 37 durchgeführt werden mit Hilfe logarithmischer Verstärker, die das Ausgangssignal jedes der Detektoren 17 und 22 empfangen, um das demodulierte Basisbandsignal zu verstärken, ferner mit Hilfe eines Differenzverstärkers zur differentiellen Summierung der beiden logarithmischen Signale und mit Hilfe einer an den Differenzverstärker angeschlossenen Numerus-bildenden Schaltung. Diese Numerus-bildende Schaltung kann ein rück­ gekoppelter Verstärker mit einem logarithmischen Verstärker im Rückkopplungsweg sein. Der Ausgang der Dividier­ schaltung 37 (d. h. der Ausgang der Numerus-bildenden Schaltung beim vorstehend erwähnten Beispiel) ist somit gleich α, also gleich dem Wert von tan (R _W +R _L ). Das vom Element 13 aufgefangene vorherrschend horizontal pola­ risierte Signal erfährt eine Bandfilterung von f _L bis f _W im Bandfilter 29 und eine anschließende Verstärkung im Verstärker 30. Das HF-Signal vom Ausgang des Verstärkers 30 wird dann auf einen AVR-Verstärker (Verstärker zur automatischen Verstärkungsregelung) 41 gegeben, dessen Verstärkerfaktor durch das Verhältnissignal vom Ausgang der Dividierschaltung 37 bestimmt wird. Somit wird die Verstärkung des Signals E _X vom Horn 13 relativ zum Signal E _C vom Horn 11 um den Faktor α reduziert. Der resultierende Bruchteil α E _X vom Verstärker 41 wird in einer Summiereinrichtung 35 algebraisch von dem am Aus­ gang des Verstärkers 33 erscheinenden Signal E _C subtrahiert, so daß gemäß der Gleichung (3) ein Signal erzeugt wird, das gleich dem gewünschten vertikal polarisierten Signal E _WV und frei von kreuzpolarisierten Signalen E _LH zwischen den Frequenzen f _L und f _W ist. Diese algebraische Subtraktion kann dadurch geschehen, daß ein Inverter 43 das vom Verstärker 41 kommende Signal invertiert, bevor es der Summiereinrichtung 35 angelegt wird, die ein summierender Wellenleiter sein kann. Das summierte Signal von der Einrichtung 35 wird dann dem, dem betreffenden Kanal zugeordneten Satelliten-Transponder 44 zugeführt worin es gefiltert und auf die Trägerfrequenz der Abwärts­ verbindung umgesetzt wird, um dann in das Versorgungsgebiet E auf der Erde abgestrahlt zu werden.

Zum Erhalt eines Signals E _WV , das frei von E _UH -Komponenten zwischen den Frequenzen f _W und f _U ist, wird das gleiche Grundprinzip und die gleiche Technik angewandt, um den Koeffizienten β=tan (R _W +R _U ) innerhalb einiger hundert KHz im Bereich der Frequenz f _U zu messen.

In der Anordnung nach Fig. 4 wird das Ausgangssignal des Verstärkers 15 auch auf ein Schmalbandfilter 46 gegeben, um das einem halben Kanal entsprechende schmale Band der oberen gemeinsamen Frequenzen im Bereich f _U ^± einige hundert KHz (z. B. 300 KHz) an den Detektor 53 durchzulassen. Das durchgelassene Signal wird im Verhältnisdetektor 53 demoduliert und dann auf eine Dividierschaltung 57 gegeben. Das Ausgangssignal des Verstärkers 19 wird ebenfalls auf ein f _U -Schmalbandfilter 51 und auf ein Bandfilter 49 für den Bereich f _W bis f _U gegeben. Die vom Schmalbandfilter 51 durchgelassene Signale, die ein auf f _U zentriertes schmales Band belegen, werden in einem Detektor 50 demoduliert und ebenfalls auf die Dividierschaltung 57 gegeben. Das Ausgangssignal der Dividierschaltung 57, welches das gegenseitige Verhältnis der auf f _U zentrierten Schmalbandsignale und den Koeffizienten β darstellt, wird auf einen AVR-Verstärker 55 gegeben. Die auf den Bereich von f _W bis f _U bandgefilterten Signale werden von einem Verstärker 47 verstärkt und dann dem AVR-Verstärker 55 angelegt, worin die Verstärkung dieser Signale im (f _W -f _U )-Band (E _X ) um den Faktor β reduziert wird. Der resultierende Bruchteil β E _X vom Ausgang des Verstärkers 55 wird über einen Inverter 43 a in der Summiereinrichtung 35 algebraisch von dem demodulierten Signal E _C subtrahiert.

Die resultierenden Amplituden der unteren und der oberen Hälfte des E _WV -Kanals unterscheiden sich in folgender Weise voneinander:

E _C - E _X tan (R _W + R _L ) = E _WV [cos R _W + sin R _W tan (R _W + R _L )] für f _L ≦ f ≦ f _W (3a)
E _C - E _X tan (R _W + R _U ) = E _WV [cos R _W + sin R _W tan (R _W + R _U )] für f _W ≦ f ≦ f _U (3b)

Dieser Unterschied kann beseitigt werden, indem man das frequenzmodulierte Signal durch einen Begrenzer sendet. Sollte diese kleine Korrektur der relativen Amplituden notwendig sein, um Verzerrungen des Signals E _WV zu ver­ meiden, kann sie dadurch geschehen, daß man das betreffende Verhältnis aus den gemessenen Werten von R _L , R _U und R _W (die bei f _W gemessen werden können) berechnet. Ein Weg zur Gleichhaltung der Amplituden der unteren und der oberen Hälfte besteht darin, die Teilungsverhältnisse der beiden Dividierschaltungen zu vergleichen und das jeweils kleinere Teilungsverhältnis als den Verstärkungsfaktor für beide AVR-Verstärker 41 und 55 zu nehmen, wie es in der Fig. 4A veranschaulicht ist.

Es gibt einige mögliche Alternativ-Verfahren, die Vorteile und Nachteile haben. Ein günstiges Verfahren besteht darin, alle linear polarisierten Sendeantennen der Erde­ funkstationen für die Aufwärtsverbindungen so zu orientieren, daß sie von der Satellitengruppe aus gesehen entweder in gleicher oder in orthogonaler Ebene im Vergleich zu demjenigen Signal polarisiert sind, das vom Zentrum des Versorgungsgebietes kommt. So können z. B. die örtlich vertikal und horizontal polarisierten Antennen der Erde­ funkstation A in Fig. 1 leicht im Uhrzeigersinn um eine vom Satelliten S durch den Standort A gehende Linie gedreht werden, und die örtlich vertikal und horizontal polarisierten Antennen der Station C können gegen den Uhrzeigersinn um eine vom Satelliten S durch den Stand­ ort C gehende Linie gedreht werden. Da die Erdefunkstation B auf der Justierlinie der Satellitenantenne liegt, ist die örtliche Vertikale an dieser Station definiert, so daß hier keine Korrektur erforderlich ist. Diese Methode hat den Vorteil, daß R _L und R _U beide gleich Null sind, so daß die Gleichung (3) folgendermaßen gilt:

E _C - E _X tan R _W = E _WV [cos R _W + sin² R _W /cos R _W ] = E _WV sec R _W .

Ein weiterer großer Vorteil besteht darin, daß die E _C - Achse und die E _X -Achse am Satelliten zur Erzielung eines minimalen R _W gewählt werden können, indem man die vorliegende Erfindung nur dazu anwendet, um Änderungen von R _W zu korrigieren, wenn sich der Satellit um seine Gierachse Y dreht (entspricht im allgemeinen der Ausbreitungsrichtung von der Satellitenantenne zum Zentrum des Versorgungs­ gebietes). Ein Nachteil hierbei ist aber, daß die Polarisation nahe dem Rand des Versorgungsgebietes um etwa 10° von der örtlichen Vertikalen abweichen kann.

Eine geeignete Anordnung für den Fall, daß alle Antennen der Erdefunkstationen von der Satellitengruppe aus gesehen in gleichen oder orthogonalen Ebenen polarisiert sind, ist in der Fig. 5 dargestellt. Das vorherrschend vertikal polarisierte Signal E _C wird an einem Antennenelement 110 aufgefangen und in einem Verstärker 115 verstärkt. Dieses verstärkte Signal wird einem Bandfilter 131 angelegt, welches Frequenzen im gewünschten Durchlaßbereich von f _W1 bis f _W2 an einem Verstärker 133 durchläßt. Das am vorherrschend horizontal polarisierten Antennenelement 113 aufgefangene Signale wird in einem Verstärker 119 verstärkt und einem Filter 129 angelegt, das Signale im gleichen gewünschten Frequenzband von f _W1 bis f _W2 an einen Verstärker 122 durchläßt. Die schmalen Bänder um die untere Frequenz f _L und die obere Frequenz f _U in den Ausgangssignalen der Verstärker 115 und 119 werden von Doppel-Schmalbandfiltern 116 und 121 selektiv durchgelassen und in Detektoren 117 und 123 demoduliert. Das Basisbandsignal von Detektor 117 wird in einer Dividierschaltung 137 durch das Basisband­ signal vom Detektor 123 dividiert, um den Bruchteilfaktor zu liefern, der als Verstärkungssteuersignal an einen AVR- Verstärker 141 gelegt wird, um die Verstärker des vom Verstärker 122 kommenden Signals zu bestimmen. Das reduzierte Ausgangssignal vom Verstärker 141 wird in einem Inverter 143 invertiert und dann mit dem demodulierten Signal vom Detektor 133 summiert, um die Auswirkungen von Änderungen der Größe R _W zu korrigieren, wenn sich der Satellit um seine Gierachse dreht.

Die vorliegende Erfindung kann auch dazu benutzt werden, die Kreuzpolarisations-Diskriminierung bei zirkular polarisierten Wellen zu verbessern. In diesem Fall wird der Faktor α ein komplexer Verhältniswert, andererseits entfällt aber die Notwendigkeit, langsame Drehungen um die Gierachse des Satelliten zu kompensieren.

Beim Vorhandensein flüssigen Niederschlags wird die horizontal polarisierte Komponente des gesendeten Signals in ihrer Phase auch mehr verzögert als die vertikal polari­ sierte Komponente. Das Maß der Phasenverzögerung hängt nicht nur von der Stärke des Niederschlags ab sondern auch von der Betriebsfrequenz. Bei den oben erwähnten Frequenzen der Aufwärtsverbindung im 17-GHz-Band kann es wünschenswert sein, die Phasendifferenzen zu korrigieren. Je höher die Betriebsfrequenz ist, desto notwendiger wird die Korrektur der erwähnten Verzögerung. Um diese Phasen­ differenz zu korrigieren, kann man gemäß der Erfindung eine Differenz in der Ver­ zögerung von Signalen der Sicherheitsbandfrequenzen fest­ stellen. Bei Verwendung beispielsweise der Anordnung nach Fig. 4 können die von den Detektoren 17 und 22 gelieferten f _L -Signale des Sicherheitsbandes der vertikal pola­ risierten Wellen in ihrer Phase mittels eines Phasenver­ gleichers 42 (vgl. Fig. 6) verglichen werden, und ein von diesem Vergleicher 42 geliefertes Phasendifferenzsignal kann einem Phasenschieber angelegt werden, um die Phase der an der Summiereinrichtung 35 summierten Signale zu verstellen. Hierzu kann die Anordnung nach Fig. 4 so abgewandelt werden, daß der dort gezeigte Inverter 43 a durch einen veränderbaren Phasenschieber ersetzt wird, dessen Phasenverschiebung von normalerweise 180° sich proportional zur gefühlten Phasendifferenz vermindern läßt. Wenn z. B. am Vergleicher 42 (Fig. 6) festgestellt wird, daß das vom horizontal polarisierten Auffangelement 13 in Fig. 4 aufgefangene Signal der Frequenz f _L eine Phasen­ verzögerung von 20° gegenüber dem am vertikal polarisierten Auffangelement 11 aufgefangenen Signal der Frequenz f _L hat, dann wird die Phasenverschiebung am Phasenschieber 43 auf 160° eingestellt (das heißt auf 180°-20°). Ein anderer Weg wäre, das vom vertikal polarisierten Auf­ fangelement 11 stammende Signal am Verstärker 33 in Fig. 4 um das Maß der gefühlten Phasendifferenz zu verzögern, um die Phasen an der Summiereinrichtung 35 einander anzu­ gleichen. Im Falle der Ausführungsform nach Fig. 5 könnte der Inverter 143 durch einen Phasenschieber ersetzt werden, und ein Phasenvergleicher 143 a könnte die Phasen der Ausgangssignale der Detektoren 117 und 123 miteinander vergleichen und das resultierende Signal an den für 143 eingefügten Phasenschieber legen, um dessen Phase einzu­ stellen.

Claims (6)

1. Verfahren für die Anwendung in einem Polarisations-Diversity- System mit ersten Kanälen, deren jedem ein gesondertes Frequenzband zur Signalübertragung in einer ersten Polarisationsrichtung zugeordnet ist und die durch Sicherheitsbänder voneinander getrennt sind, und mit zwei Kanälen, deren jedem ein gesondertes Frequenzband zur Signalübertragung in einer zweiten Polarisationsrichtung zugeordnet ist und die eben­ falls durch Sicherheitsbänder voneinander getrennt sind und frequenzmäßig gegenüber den ersten Kanälen derart versetzt sind, daß ihre Mittenfrequenzen jeweils in eines der Sicherheitsbänder zwischen den ersten Kanälen fallen, zur Kompensation von Kreuzkopplungsstörungen in ersten Signalen, die an einer für die erste Polari­ sationsrichtung eingerichteten ersten Antenne aus einem der ersten Kanäle empfangen werden, auch zweite Signale aus einem der zweiten Kanäle, die außer­ dem an einer zweiten, für die zweite Polarisationsrichtung eingerichteten Antenne empfangen werden, unter Durchführung folgender Schritte:

• a) Ermittlung des Amplitudenverhältnisses zwischen den von der zweiten Antenne empfangenen und den von der ersten Antenne empfangenen Signalen bei Sicherheitsbandfrequenzen, die dem besagten er­ sten Kanal benachbart sind;
• b) Reduzierung der Amplitude der von der zweiten Antenne empfangenen Signale des zweiten Kanals in Proportion zum ermittelten Amplitudenver­ hältnis;
• c) Subtraktion der amplitudenreduzierten Signale des zweiten Kanals von den an der ersten Antenne empfangenen Signale des ersten Kanals,

dadurch gekennzeichnet, daß zum Ausgleichen unterschiedlicher Verzögerungen, welche die ersten und zweiten Signale bei ihrer Über­ tragung zur ersten und zweiten Antenne erfahren haben,

• d) zusätzlich ermittelt wird, wie groß die Differenz in der Verzögerung zwischen den an der zweiten Antenne empfangenen und den an der ersten Antenne empfangenen Signalen bei Sicherheitsbandfrequenzen (f _L , f _U ) ist, die beim besagten ersten Kanal (WV) benachbart sind;
• e) für die Subtraktion die relative Phase, welche die von der zweiten Antenne empfangenen Signale des zweiten Kanals (LH oder UH) gegenüber den von der ersten Antenne empfangenen Signalen des zweiten Kanals haben, in Proportion zur ermittelten Verzögerungsdifferenz verstellt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverstellung um ein Maß erfolgt, das gleich 180° minus der ermittelten Verzögerungsdifferenz ist.

3. Anordnung in einem Polarisations-Diversity-System mit ersten Kanälen, deren jedem ein gesondertes Frequenzband zur Signalübertragung in einer ersten Polarisationsrich­ tung zugeordnet ist und die durch Sicherheitsbänder voneinander getrennt sind, und mit zweiten Kanälen, deren jedem ein gesondertes Frequenzband zur Signal­ übertragung in einer zweiten Polarisationsrichtung zugeordnet ist und die ebenfalls durch Sicherheitsbänder voneinander getrennt sind und frequenzmäßig gegen­ über den ersten Kanälen derart versetzt sind, daß ihre Mittenfrequenzen jeweils in eines der Sicherheitsbänder zwischen den ersten Kanälen fallen, zur Kompensation von Kreuzkopplungsstörungen in ersten Signalen, die an einer für die erste Polarisations­ richtung eingerichteten ersten Antenne aus einem der ersten Kanäle empfangen werden, durch zweite Signale aus einem der zweiten Kanäle, die außerdem an einer zweiten, für die zweite Polarisationsrichtung ein­ gerichteten Antenne empfangen werden, mit folgenden Einrichtungen:

• a) einer mit der ersten und mit der zweiten Antenne gekoppelten Einrichtung zur Erzeugung eines Steuersignals proportional zum Amplitudenverhälnis zwischen den von der zweiten Antenne empfan­ genen und den von der ersten Antenne empfangenen Signalen bei Sicherheitsbandfrequenzen, die dem besagten ersten Kanal benachbart sind;
• b) einer auf das Steuersignal ansprechenden Einrichtung, welche von der zweiten Antenne die Signale des zweiten Kanals empfängt und die Amplitude dieser Signale entsprechend dem Steuersignal reduziert;
• c) einer Einrichtung zur Subtraktion der amplituden- reduzierten Signales des zweiten Kanals von den an der ersten Antenne empfangenen Signalen des ersten Kanals,

dadurch gekennzeichnet, daß zum Ausgleichen unterschiedlicher Verzögerungen, welche die ersten und zweiten Signale bei ihrer Über­ tragung zur ersten (11; 110) und zweiten (13; 113) Antenne erfahren haben, ferner folgendes vorgesehen ist:

• d) ein Phasenvergleicher (42; 143 a) zum Ermitteln der Differenz in der Verzögerung zwischen den an der zweiten Antenne empfangenen und den an der ersten Antenne empfangenen Signalen bei Sicherheitsband­ frequenzen (F _l , F _u ), die dem besagten ersten Kanal (WV) benachbart sind;
• e) eine Einrichtung (43; 143), die für die Sub­ traktion die relative Phase, welche die von der zweiten Antenne empfangenen Signale des zweiten Kanals (LH oder UH) gegenüber den von der ersten Antenne empfangenen Signalen des zweiten Kanals haben, in Proportion zur ermittelten Verzögerungsdifferenz verstellt.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverstellung um ein Maß erfolgt, das gleich 180° minus der ermittelten Verzögerungsdifferenz ist.