DE3419639C2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- DE3419639C2 DE3419639C2 DE19843419639 DE3419639A DE3419639C2 DE 3419639 C2 DE3419639 C2 DE 3419639C2 DE 19843419639 DE19843419639 DE 19843419639 DE 3419639 A DE3419639 A DE 3419639A DE 3419639 C2 DE3419639 C2 DE 3419639C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- signals
- antenna
- received
- channel
- channels
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/002—Reducing depolarization effects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren nach dem Ober
begriff des Anspruchs 1 bzw. einer Anordnung nach dem Ober
begriff des Anspruchs 3. Zweck der Erfindung ist die
Kompensation von Kreuzkopplungsstörungen in einer Antennenan
lage für unterschiedliche polarisierte Wellen, insbesondere
an einem Satelliten.
Es gibt Bemühungen zur Einrichtung eines neuen Satelliten
dienstes, um Funkübertragungen von Video- und Audioinfor
mationen sowie Daten mit relativ hoher Leistung (E.I.R.P.
über 50 dbw) an einzelne Haushalte zu ermöglichen. Dieser
Dienst wird auch als Direktsatellitenfunk bezeichnet. Die
Frequenzen der vom Satelliten zur Erde gehenden Nachrichten
verbindung (Abwärtsverbindung) liegen im 12-GHz-Bereich
(etwa 12,2 bis 12,7 GHz), und die Frequenzen der speisen
den, von der Erde zum Satelliten gehenden Nachrichtenver
bindung (Aufwärtsverbindung) liegen im 17-GHz-Bereich
(etwa 17,3 bis 17,8 GHz).
In der Aufwärtsverbindung des Direktsatellitenfunks im
17,3-17,8-GHz-Band ist eine äußerst gute Entkopplung
zwischen benachbarten Kanälen erforderlich, und zwar
durch Frequenzdiskrimination zwischen abwechselnd
benachbarten Exemplaren der Kanäle gleicher Polarisation
und durch Polarisationsdiskriminierung an der Antenne
bei den sich frequenzmäßig teilweise überlappenden benach
barten Kanälen orthogonaler Polarisation. Gemäß einer offi
ziellen Empfehlung (vgl. Federal Communications Commission
Report and Order vom März 1983, General Docket No. 80-348)
soll der Abstand zwischen Kanälen gleicher Polarisation
26 MHz und der Abstand zwischen benachbarten orthogonal
polarisierten Kanälen 13 MHz betragen. Bei einem 2 MHz
breiten Sicherheitsband zwischen benachbarten gleich
polarisierten Kanälen ist die maximal mögliche Bandbreite
eines Kanals 24 MHz. Jeder Kanal hat seine Mittenfrequenz
in der Mitte des 2 MHz breiten Sicherheitsbandes zwischen
den benachbarten Exemplaren der jeweils orthogonal pola
risierten Kanäle.
Bei Niederschlag liefert lineare Polarisierung aus bessere
Kreuzpolarisations-Diskriminierung (XPD), als es die
zirkulare Polarisierung vermag. Wenn die orthogonalen Achsen
einer linear polarisierten Strahlung mit der örtlichen
horizontalen Achse und vertikalen Achse ausgerichtet sind,
dann ist der Vorteil der linearen Polarisierung hinsicht
lich der Kreuzpolarisations-Diskriminierung maximal (vgl.
NASA Tech. Paper 1770, Febr. 1982, Seiten 35-45 und
Canadian CPM Contribution B8, Mai 1982).
Für die Auswärtsverbindungen aus einem typischen Versor
gungsgebiet (z. B. einer US-Zeitzone) zu der Gruppe
geostationärer Satelliten, die dieses Gebiet mit Direktfunk
versorgen, wird die Orientierung linear polarisierter
Strahlung, die von verschiedenen Teilen des Versorgungsge
bietes entlang der jeweils örtlichen vertikalen Achse
polarisiert ausgesandt wird, bei Empfang am Satelliten um
etwa 20° unterschiedlich sein. Die beiden das gewünschte
Signal teilweise überlappenden Nachbarsignale sind nicht
perfekt orthogonal zum gewünschten Signal, weil sie im
allgemeinen einen anderen Ursprungsort als das gewünschte
Signal haben. Hierdurch besteht die Gefahr von
Störsignalen. Außerdem bleibt der Satellit selbst nicht in
einer festen Orientierung, sondern kann sich um seine
Gierachse drehen, die im allgemeinen nahe der Justier
achse der Satellitenantenne liegt. Diese Drehung der
Polarisationsebene der Antenne hat zur Folge, daß die teil
weise überlappenden Aufwärtssignale Störungen in den
gewünschten Signalen erzeugen, egal, ob sie zu den
gewünschten Signalen orthogonal sind oder nicht.
Um solche Kreuzkopplungsstörungen in einem Polarisations-
Diversity-System der vorstehend beschriebenen Art zu
kompensieren, kann eine Technik angewandt werden, wie sie
in einer nicht-vorveröffentlichten Patentanmeldung mit
dem Aktenzeichen P 33 90 057.4 beschrieben ist. Diese
Patentanmeldung hat ein Verfahren nach dem Oberbegriff
des Patentanspruchs 1 und eine Anordnung nach dem Ober
begriff des Patentanspruchs 3 zum Gegenstand.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Kompensa
tionswirkung eines solchen Verfahrens bzw. einer solchen
Anordnung zu verbessern.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichnungsteil
aufgeführten Merkmale des Anspruchs 1 bzw. des Anspruchs 3 gelöst.
Die Erfindung trägt dem Umstand Rechnung, daß bei flüssigem
Niederschlag die horizontal polarisierte Komponente
eines gesendeten Signals in ihrer Phase mehr verzögert
wird als die vertikal polarisierte Komponente und daß
das Maß dieser Verzögerung nicht nur von der Stärke des
Niederschlags, sondern auch von der jeweiligen Frequenz
abhängt. Dementsprechend wird gemäß der Erfindung die
jeweilige Phasendifferenz der Signale des störenden
Kanals bei einer dem gestörten Kanal benachbarten Sicher
heitsbandfrequenz ermittelt und bei dem kompensierenden
Substraktionsvorgang berücksichtigt.
Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den
Unteransprüchen 2 und 4 gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen
anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Fig. 1 zeigt in einer Skizze einen Erdsatelliten und ein
Versorgungsgebiet mit mehreren Erdefunkstationen
für Aufwärtsverbindungen zum Satelliten;
Fig. 2 zeigt die Frequenzzuteilung für Satelliten-Auf
wärtsverbindungen mit Mehrfachausnutzung des
Frequenzspektrums unter Verwendung orthogonaler linearer
Polarisation;
Fig. 3 veranschaulicht mittels eines Vektordiagramms die
am Satelliten gesehenen verschiedenen Polarisa
tionswinkel der in der Aufwärtsverbindung nach
Fig. 2 gesendeten Signale;
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen
Anordnung zur Kompensation oder Korrektur von Kreuz
polarisationsfehlern;
Fig. 4A zeigt eine Einrichtung zur Angleichung der Ampli
tuden der oberen und unteren Seitenbänder in der
Anordnung nach Fig. 4;
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer Anordnung zur
Kompensation von Kreuzpolarisationsfehlern gemäß
einer zweiten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 6 zeigt in einem Blockschaltbild eine Modifikation
der Anordnung nach Fig. 4 zur Korrektur von Phasen
verzögerungen.
In der Fig. 1 sind drei abgehende Erdefunkstationen A, B
und C dargestellt, die sich an verschiedenen Orten inner
halb eines Versorgungsgebietes E befinden und Signale an
einen Satelliten S senden, der sich über dem Äquator z. B.
in südwestlicher Richtung vom Gebiet E befindet. Der
Satellit S kann ein Exemplar einer Anhäufung nahe beieinander
liegender Satelliten sein, wobei die anderen Satelliten
dazu bestimmt sein können, jeweils abwechselnd gleich
polarisierte Kanäle (d. h. jeweils jeden zweiten dieser
Kanäle) und/oder die benachbarten überlappenden kreuzpolari
sierten Kanäle zu empfangen und dasselbe Gebiet zu bedienen.
Die versorgenden oder abgehenden (d. h. aufwärtssendenden)
Erdefunkstationen enthalten z. B. eine horizontal oder ver
tikal polarisierte Antennenanlage, die im Frequenzband von
17,3 bis 17,8 GHz arbeitet. Der Abstand zwischen benachbarten
gleich polarisierten Kanälen der Aufwärtsverbindung
beträgt z. B. 26 MHz. Die Bandbreite jedes Kanals macht 24 MHz
aus, so daß ein Sicherheitsband von 2 MHz bleibt. Die
horizontal polarisierten Aufwärtskanäle sind beim hier
betrachteten Beispiel hinsichtlich der Mittenfrequenzen um
13 MHz gegenüber den benachbarten entsprechenden vertikal
polarisierten Aufwärtskanälen versetzt. Es sei als Beispiel
angenommen, daß die Erdestation B die gewünschten vertikal
polarisierten Signale E WV im Kanal WV abstrahlt, die Erde
station A sende im nächstbenachbarten niedrigeren und über
lappenden Kanal LH horizontal polarisierte Signale E LH , und
die Station C sende im nächstbenachbarten höheren über
lappenden Kanal UH horizontal polarisierte Signale E UH . Die
Fig. 2 zeigt die Frequenzzuteilung für die verschiedenen
Polarisationen. Der horizontal polarisierte Kanal LH von
der Station A hat eine Mittenfrequenz f L , und ein
frequenzmäßig beabstandeter "übernächster" Kanal UH mit der
gleichen (horizontalen) Polarisation kommt von der Station
C und hat eine höhere Mittenfrequenz f U . Zwischen den
beiden horizontal polarisierten Kanälen LH und UH besteht ein
2 MHz breites Sicherheitsband mit einer Mittenfrequenz f W .
Die vertikal polarisierten Kanäle sind demgegenüber so
versetzt, daß ihre Mittenfrequenzen jeweils mit der Mitte
eines Sicherheitsbandes zwischen zwei horizontal polarisierten
Kanälen zusammenfallen wie im dargestellten Fall die
Frequenz f W in der Mitte des Kanals WV, der sich zwischen
den Frequenzen f W1 und f W2 erstreckt. Ein solches Aufwärts
Frequenzband kann für den Direktsatellitenfunkdienst im
Frequenzbereich von 17,3 bis 17,8 GHz eine Breite von
24 MHz haben. Für das gewünschte Signal E WV im gewünschten
vertikal polarisierten Kanal WV kommen als Störsignale
das frequenzmäßig nächstniedrigere horizontale polarisierte
Signal E LH z. B. von der Station A und das frequenzmäßig
nächsthöhere horizontal polarisierte Signal E UH z. B. von
der Station C in Frage. Die am Satelliten befindliche
Empfangsantenne 10 für die Aufwärtsverbindung kann wie
üblich mit einer linear polarisierten Speisung versehen
sein, die parallel (coplanar) mit der Polarisationsrichtung
des gewünschten Sendesignals E WV orientiert ist.
Im dargestellten Fall liegt die Erdefunkstation B auf der
Justierachse (Visierlinie) AX der Satelliten-Empfangsan
tenne 10. Diese Antenne 10 ist so orientiert, daß ihre
für den Empfang des gewünschten Signals E WV erforderliche
Polarisationsorientierung coplanar mit der Orientierung
der örtlichen vertikalen Polarisation der Antenne an der
Station B ist. Die Signale, die bei dieser Polarisations
orientierung der Satelliten-Empfangsantenne aufgefangen
werden, sind in Fig. 3 mit E C bezeichnet. Die örtlich
horizontal polarisierten Signale E LH und E UH von den
jenigen Erdefunkstationen, die außerhalb der Justierachse
AX der Satellitenantenne liegen, sind bei Empfang an der
Satellitenantenne nicht genau orthogonal zum Signal E WV .
Vom Satelliten aus gesehen erscheinen Signale, die von
der Station A nordwestlich kommen (bezüglich einer
örtlich vertikalen Ebene durch die Erdefunkstation B und
den Satelliten S) gegen den Uhrzeigersinn gedreht, während
Signale von der südöstlich liegenden Erdefunkstation
C im Uhrzeigersinn gedreht erscheinen. Die Orientierung
der Polarisation des Signals E WV am Satelliten kann sich
um bis zu 20° oder mehr ändern, wenn sich der Ort einer
sendenden Erdefunkstation von einem Rand des Versorgungs
gebietes E zum anderen Rand verschiebt.
Bei flüssigem Niederschlag wird die horizontale Polari
sationskomponente eines in beliebiger Orientierung
linear polarisierten Sendesignals mehr gedämpft als die
vertikale Polarisationskomponente. Somit erscheint das
empfangene Signal am Satelliten mit einer Polarisation,
die in Richtung zur Vertikalebene am Ort der Erdefunk
station gedreht ist. Der Vorteil einer lokalen Vertikal
polarisation besteht darin, daß bei Vorhandensein von
flüssigem Niederschlag keine Polarisationsdrehung statt
findet. Der gleiche Vorteil gilt für lokale Horizontal
polarisation, jedoch erfolgt in diesem Fall eine stärkere
Dämpfung des Signals als im vorhergehenden Fall. Die
erwähnte Polarisationsdrehung des empfangenen Signals bei
Niederschlag kann zu einer beträchtlichen Kreuzkopplung
zwischen den horizontal polarisierten Kanälen und den
vertikal polarisierten Kanälen führen. Da sich außerdem
der Satellit um die Justierachse seiner Antenne und/oder
um seine Gierachse Y drehen kann, führt diese scheinbare
Polarisationsdrehung zu einer wesentlichen zusätzlichen
Kreuzkopplung.
Bei einer Ausführungsform des Systems ist z. B. die in
Vertikalrichtung linear polarisierte Speisung an der
Erdefunkstation B mit der vertikalen Speiseachse entlang
der örtlichen Vertikalebene an der Station B ausgerichtet,
um die Signale E WV mit einem Polarisationswinkel zu
senden, wie er durch den Vektor WV dargestellt ist. Die
Station B liegt im Zentrum des Versorgungsgebietes E des
Satelliten S. Wenn der Gierachsen-Orientierungsfehler des
Satelliten gleich Null ist, dann ist der Polarisations
winkel des empfangenen Signals, das durch den Vektor C
dargestellt ist, in gleicher Ebene mit dem Vektor WV .
Der Winkel R W , der zwischen diesen Vektoren am Satelliten
gesehen wird, ist dann gleich Null. An der Erdefunkstation
kann eine zweite linear polarisierte Sendewelle ab
gestrahlt werden, die entsprechend dem Vektor WH ortho
gonal zum Vektor WV polarisiert ist (vgl. Fig. 3). Diese
zweite Welle kann andere Antennen des Satelliten S beauf
schlagen oder einen anderen Satelliten in der gleichen
Satellitengruppe. Der Vektor WH in Fig. 3 zeigt die
Polarisation des Signals, das orthogonal zum gewünschten
Signal E WV in der Ebene des Polarisationsvektors WV ist.
Die Winkel R L und R U sind die (vom Satelliten gesehenen)
Polarisationswinkel des Signals E LH der Polarisation LH
von der Station A bzw. des Signals E UH der Polarisation
UH von der Station C jeweils relativ zum Signal E WH . E X
sind diejenigen Signale am Satelliten, die orthogonal zu
E C sind und einen durch den Vektor X dargestellten
Polarisationswinkel haben. Bei einem Versorgungsgebiet ent
sprechend einer US-Zeitzone können sich R L und R U zwischen
ungefähr -10° und +10° beidseitig derjenigen Ebene ändern,
welche im Zentrum des Versorgungsgebietes E die örtliche
Vertikalebene darstellt.
Bei dem hier zu beschreibenden System wird auf elektronische
Weise die effektive Polarisationsebene der für die
speisenden Aufwärtsverbindungen vorgesehenen Satelliten-
Empfangsantenne gedreht, so daß sie orthogonal zu jedem
der unerwünschten Signale E LH und E UH innerhalb der
betreffenden Kanäle LH und UH ist und daher für diese
Signale unempfindlich ist. Da die Signale E LH und E UH der
Stationen A und C von entgegengesetzten Seiten der ört
lichen Vertikalebene der Station B kommen, sind sie nicht
in gleicher Polarisationsebene (d. h. nicht "coplanar").
Die erwähnte Korrekturdrehung muß daher für jedes möglicher
weise störende Signal gesondert erfolgen. Aus der
Fig. 3 lassen sich für die Signale E C und E X am Satelliten
folgende Gleichungen ableiten:
E C = E WV cos R W + E LH sin (R W + R L ) + E UH sin (R W + R U ) (1a)
E X = -E WV sin R W + E LH cos (R W + R L ) + E UH cos (R W + R U ) (1b)
E X = -E WV sin R W + E LH cos (R W + R L ) + E UH cos (R W + R U ) (1b)
Wenn diese Signale durch ein Schmalbandfilter geschickt
werden, das nur f L <f<f W durchläßt, also einen den
Signalen E WV und E LH gemeinsamen halben Kanal, dann kann der
letzte Term in den Gleichungen 1a und 1b eliminiert werden.
Nun kann durch Subtraktion eines Teils α des Signals
E X vom Signal E C ein Signal E WV erhalten werden, das frei
vom Störsignal E LH in der unteren Kanalhälfte ist:
E C - α E X = E WV [cos R W + α sin R W ] + E LH [sin (R W + R L ) - α cos (R W + R L )] (2)
wobei α der Betrag des erwähnten Teils ist.
Damit der Koeffizient von E LH verschwindet, muß α=sin
(R W + R L )/cos (R W + R L ) = tan (R W + R L ), und
E C - E X tan (R W + R L ) = E WV [cos R W + sin R W tan (R W + R L )] (3)
E C - E X tan (R W + R L ) = E WV [cos R W + sin R W tan (R W + R L )] (3)
Wenn man diese Theorie in Schaltungstechnik umsetzen will,
dann stellt sich die Aufgabe, den Koeffizienten α in der
Gleichung (2) zu bestimmen. Dies geschieht durch Messung
des Wertes von tan (R W +R L ), was gleich dem Verhältnis
der zweiten Terme in den rechten Seiten der Gleichung
(1a) und (1b) ist. Die Messung erfolgt nach Filterung von
E C und E X in Schmalbandfiltern (einige hundert KHz), die
auf die Frequenz f L zentriert sind. Da linear polarisierte
Strahlung entlang der vertikalen oder horizontalen Ebene
keine Depolarisation durch Niederschlag erfährt, ist
der Koeffizient α real (und nicht komplex) und kann
entweder positiv (für positives R L ) oder negativ sein. Die
Verstärkung des E X -Kanals wird dann relativ zum E C -Kanal
um den Faktor α reduziert, und der resultierende Bruch
teil α E X wird gemäß der Gleichung (3) algebraisch von E C
subtrahiert, um ein Signal E WV zu erhalten, das zwischen
den Frequenzen f L und f W (bestimmt durch geeignete Band
filter) frei von E LH -Komponenten ist.
In der Fig. 4 ist eine gemäß der Erfindung ausgebildete
Satelliten-Antennenanlage 10 zum Empfang der versorgenden
Aufwärtsverbindung dargestellt. Die Antennenanlage 10
enthält ein vorherrschend vertikal polarisiertes Auf
fangelement oder Horn 11 und ein vorherrschend horizontal
polarisiertes Auffangelement oder Horn 13. Das am
Horn 11 aufgefangene vorherrschend vertikal polarisierte
Signal, das durch E C symbolisiert ist, wird in einem Ver
stärker 15 verstärkt und über ein Bandfilter 31, das nur
Frequenzen zwischen f U und f L durchläßt, auf einen Ver
stärker 33 gegeben. Die Signale vom Verstärker 15 werden
außerdem einem Schmalbandfilter 16 zugeführt, das die
Frequenz f L ± einige hundert KHz (z. B. 300 KHz) an einen
ersten Verhältnisdetektor 17 durchläßt. Die Signale der
Aufwärtsverbindung sind dem Träger in Frequenzmodulation
aufgeprägt. Das am vorherrschend horizontal polarisierten
Horn 13 aufgefangene Signal wird in einem Verstärker 19
verstärkt, von wo die Frequenz f L ± einige hundert KHz
über ein Schmalbandfilter 21 an einen Verhältnisdetektor
22 durchgelassen wird. Die Signalfrequenzen von f L bis
f W werden von einem Bandfilter 29 selektiv an einen Ver
stärker 30 durchgelassen.
Die demodulierten Basisbandsignale (z. B. Video-Basisband
im Falle von Fernsehrundfunk) vom Verhältnisdetektor 17
werden in einer Dividierschaltung 37 durch das demodulierte
Basisbandsignal vom Verhältnisdetektor 22 dividiert,
um das Verhältnissignal zu erhalten, das proportional dem
Faktor α in der Gleichung (2) ist. Diese Division kann in
der Dividierschaltung 37 durchgeführt werden mit Hilfe
logarithmischer Verstärker, die das Ausgangssignal jedes
der Detektoren 17 und 22 empfangen, um das demodulierte
Basisbandsignal zu verstärken, ferner mit Hilfe eines
Differenzverstärkers zur differentiellen Summierung der
beiden logarithmischen Signale und mit Hilfe einer an
den Differenzverstärker angeschlossenen Numerus-bildenden
Schaltung. Diese Numerus-bildende Schaltung kann ein rück
gekoppelter Verstärker mit einem logarithmischen Verstärker
im Rückkopplungsweg sein. Der Ausgang der Dividier
schaltung 37 (d. h. der Ausgang der Numerus-bildenden
Schaltung beim vorstehend erwähnten Beispiel) ist somit
gleich α, also gleich dem Wert von tan (R W +R L ). Das vom
Element 13 aufgefangene vorherrschend horizontal pola
risierte Signal erfährt eine Bandfilterung von f L bis
f W im Bandfilter 29 und eine anschließende Verstärkung
im Verstärker 30. Das HF-Signal vom Ausgang des Verstärkers
30 wird dann auf einen AVR-Verstärker (Verstärker
zur automatischen Verstärkungsregelung) 41 gegeben, dessen
Verstärkerfaktor durch das Verhältnissignal vom
Ausgang der Dividierschaltung 37 bestimmt wird. Somit
wird die Verstärkung des Signals E X vom Horn 13 relativ
zum Signal E C vom Horn 11 um den Faktor α reduziert. Der
resultierende Bruchteil α E X vom Verstärker 41 wird in
einer Summiereinrichtung 35 algebraisch von dem am Aus
gang des Verstärkers 33 erscheinenden Signal E C subtrahiert,
so daß gemäß der Gleichung (3) ein Signal erzeugt
wird, das gleich dem gewünschten vertikal polarisierten
Signal E WV und frei von kreuzpolarisierten Signalen E LH
zwischen den Frequenzen f L und f W ist. Diese algebraische
Subtraktion kann dadurch geschehen, daß ein Inverter 43
das vom Verstärker 41 kommende Signal invertiert, bevor
es der Summiereinrichtung 35 angelegt wird, die ein
summierender Wellenleiter sein kann. Das summierte Signal
von der Einrichtung 35 wird dann dem, dem betreffenden
Kanal zugeordneten Satelliten-Transponder 44 zugeführt
worin es gefiltert und auf die Trägerfrequenz der Abwärts
verbindung umgesetzt wird, um dann in das Versorgungsgebiet
E auf der Erde abgestrahlt zu werden.
Zum Erhalt eines Signals E WV , das frei von E UH -Komponenten
zwischen den Frequenzen f W und f U ist, wird das gleiche
Grundprinzip und die gleiche Technik angewandt, um
den Koeffizienten β=tan (R W +R U ) innerhalb einiger
hundert KHz im Bereich der Frequenz f U zu messen.
In der Anordnung nach Fig. 4 wird das Ausgangssignal des
Verstärkers 15 auch auf ein Schmalbandfilter 46 gegeben,
um das einem halben Kanal entsprechende schmale Band der
oberen gemeinsamen Frequenzen im Bereich f U ± einige hundert
KHz (z. B. 300 KHz) an den Detektor 53 durchzulassen.
Das durchgelassene Signal wird im Verhältnisdetektor 53
demoduliert und dann auf eine Dividierschaltung 57
gegeben. Das Ausgangssignal des Verstärkers 19 wird ebenfalls
auf ein f U -Schmalbandfilter 51 und auf ein Bandfilter 49
für den Bereich f W bis f U gegeben. Die vom Schmalbandfilter
51 durchgelassene Signale, die ein auf f U zentriertes
schmales Band belegen, werden in einem Detektor 50
demoduliert und ebenfalls auf die Dividierschaltung 57
gegeben. Das Ausgangssignal der Dividierschaltung 57,
welches das gegenseitige Verhältnis der auf f U zentrierten
Schmalbandsignale und den Koeffizienten β darstellt,
wird auf einen AVR-Verstärker 55 gegeben. Die auf den
Bereich von f W bis f U bandgefilterten Signale werden von
einem Verstärker 47 verstärkt und dann dem AVR-Verstärker
55 angelegt, worin die Verstärkung dieser Signale
im (f W -f U )-Band (E X ) um den Faktor β reduziert wird. Der
resultierende Bruchteil β E X vom Ausgang des Verstärkers
55 wird über einen Inverter 43 a in der Summiereinrichtung
35 algebraisch von dem demodulierten Signal E C
subtrahiert.
Die resultierenden Amplituden der unteren und der oberen
Hälfte des E WV -Kanals unterscheiden sich in folgender Weise
voneinander:
E C - E X tan (R W + R L ) = E WV [cos R W + sin R W tan (R W + R L )] für f L ≦ f ≦ f W (3a)
E C - E X tan (R W + R U ) = E WV [cos R W + sin R W tan (R W + R U )] für f W ≦ f ≦ f U (3b)
E C - E X tan (R W + R U ) = E WV [cos R W + sin R W tan (R W + R U )] für f W ≦ f ≦ f U (3b)
Dieser Unterschied kann beseitigt werden, indem man das
frequenzmodulierte Signal durch einen Begrenzer sendet.
Sollte diese kleine Korrektur der relativen Amplituden
notwendig sein, um Verzerrungen des Signals E WV zu ver
meiden, kann sie dadurch geschehen, daß man das betreffende
Verhältnis aus den gemessenen Werten von R L , R U und
R W (die bei f W gemessen werden können) berechnet. Ein Weg
zur Gleichhaltung der Amplituden der unteren und der oberen
Hälfte besteht darin, die Teilungsverhältnisse der
beiden Dividierschaltungen zu vergleichen und das jeweils
kleinere Teilungsverhältnis als den Verstärkungsfaktor für
beide AVR-Verstärker 41 und 55 zu nehmen, wie es in der
Fig. 4A veranschaulicht ist.
Es gibt einige mögliche Alternativ-Verfahren, die Vorteile
und Nachteile haben. Ein günstiges Verfahren besteht
darin, alle linear polarisierten Sendeantennen der Erde
funkstationen für die Aufwärtsverbindungen so zu orientieren,
daß sie von der Satellitengruppe aus gesehen entweder
in gleicher oder in orthogonaler Ebene im Vergleich
zu demjenigen Signal polarisiert sind, das vom Zentrum
des Versorgungsgebietes kommt. So können z. B. die örtlich
vertikal und horizontal polarisierten Antennen der Erde
funkstation A in Fig. 1 leicht im Uhrzeigersinn um eine
vom Satelliten S durch den Standort A gehende Linie
gedreht werden, und die örtlich vertikal und horizontal
polarisierten Antennen der Station C können gegen den
Uhrzeigersinn um eine vom Satelliten S durch den Stand
ort C gehende Linie gedreht werden. Da die Erdefunkstation
B auf der Justierlinie der Satellitenantenne liegt,
ist die örtliche Vertikale an dieser Station definiert,
so daß hier keine Korrektur erforderlich ist. Diese
Methode hat den Vorteil, daß R L und R U beide gleich Null
sind, so daß die Gleichung (3) folgendermaßen gilt:
E C - E X tan R W = E WV [cos R W + sin² R W /cos R W ] = E WV sec R W .
Ein weiterer großer Vorteil besteht darin, daß die E C -
Achse und die E X -Achse am Satelliten zur Erzielung eines
minimalen R W gewählt werden können, indem man die vorliegende
Erfindung nur dazu anwendet, um Änderungen von R W
zu korrigieren, wenn sich der Satellit um seine Gierachse
Y dreht (entspricht im allgemeinen der Ausbreitungsrichtung
von der Satellitenantenne zum Zentrum des Versorgungs
gebietes). Ein Nachteil hierbei ist aber, daß die Polarisation
nahe dem Rand des Versorgungsgebietes um etwa 10° von
der örtlichen Vertikalen abweichen kann.
Eine geeignete Anordnung für den Fall, daß alle Antennen
der Erdefunkstationen von der Satellitengruppe aus gesehen
in gleichen oder orthogonalen Ebenen polarisiert sind, ist
in der Fig. 5 dargestellt. Das vorherrschend vertikal
polarisierte Signal E C wird an einem Antennenelement 110
aufgefangen und in einem Verstärker 115 verstärkt. Dieses
verstärkte Signal wird einem Bandfilter 131 angelegt, welches
Frequenzen im gewünschten Durchlaßbereich von f W1 bis
f W2 an einem Verstärker 133 durchläßt. Das am vorherrschend
horizontal polarisierten Antennenelement 113 aufgefangene
Signale wird in einem Verstärker 119 verstärkt und einem
Filter 129 angelegt, das Signale im gleichen gewünschten
Frequenzband von f W1 bis f W2 an einen Verstärker 122
durchläßt. Die schmalen Bänder um die untere Frequenz f L
und die obere Frequenz f U in den Ausgangssignalen der
Verstärker 115 und 119 werden von Doppel-Schmalbandfiltern
116 und 121 selektiv durchgelassen und in Detektoren 117
und 123 demoduliert. Das Basisbandsignal von Detektor 117
wird in einer Dividierschaltung 137 durch das Basisband
signal vom Detektor 123 dividiert, um den Bruchteilfaktor
zu liefern, der als Verstärkungssteuersignal an einen AVR-
Verstärker 141 gelegt wird, um die Verstärker des vom
Verstärker 122 kommenden Signals zu bestimmen. Das
reduzierte Ausgangssignal vom Verstärker 141 wird in einem
Inverter 143 invertiert und dann mit dem demodulierten
Signal vom Detektor 133 summiert, um die Auswirkungen
von Änderungen der Größe R W zu korrigieren, wenn sich
der Satellit um seine Gierachse dreht.
Die vorliegende Erfindung kann auch dazu benutzt werden,
die Kreuzpolarisations-Diskriminierung bei zirkular
polarisierten Wellen zu verbessern. In diesem Fall wird
der Faktor α ein komplexer Verhältniswert, andererseits
entfällt aber die Notwendigkeit, langsame Drehungen um
die Gierachse des Satelliten zu kompensieren.
Beim Vorhandensein flüssigen Niederschlags wird die
horizontal polarisierte Komponente des gesendeten Signals in
ihrer Phase auch mehr verzögert als die vertikal polari
sierte Komponente. Das Maß der Phasenverzögerung hängt
nicht nur von der Stärke des Niederschlags ab sondern
auch von der Betriebsfrequenz. Bei den oben erwähnten
Frequenzen der Aufwärtsverbindung im 17-GHz-Band kann es
wünschenswert sein, die Phasendifferenzen zu korrigieren.
Je höher die Betriebsfrequenz ist, desto notwendiger wird
die Korrektur der erwähnten Verzögerung. Um diese Phasen
differenz zu korrigieren, kann man gemäß
der Erfindung eine Differenz in der Ver
zögerung von Signalen der Sicherheitsbandfrequenzen fest
stellen. Bei Verwendung beispielsweise der Anordnung nach
Fig. 4 können die von den Detektoren 17 und 22 gelieferten
f L -Signale des Sicherheitsbandes der vertikal pola
risierten Wellen in ihrer Phase mittels eines Phasenver
gleichers 42 (vgl. Fig. 6) verglichen werden, und ein von
diesem Vergleicher 42 geliefertes Phasendifferenzsignal
kann einem Phasenschieber angelegt werden, um die Phase
der an der Summiereinrichtung 35 summierten Signale zu
verstellen. Hierzu kann die Anordnung nach Fig. 4 so
abgewandelt werden, daß der dort gezeigte Inverter 43 a durch
einen veränderbaren Phasenschieber ersetzt wird, dessen
Phasenverschiebung von normalerweise 180° sich proportional
zur gefühlten Phasendifferenz vermindern läßt. Wenn
z. B. am Vergleicher 42 (Fig. 6) festgestellt wird, daß
das vom horizontal polarisierten Auffangelement 13 in
Fig. 4 aufgefangene Signal der Frequenz f L eine Phasen
verzögerung von 20° gegenüber dem am vertikal polarisierten
Auffangelement 11 aufgefangenen Signal der Frequenz
f L hat, dann wird die Phasenverschiebung am Phasenschieber
43 auf 160° eingestellt (das heißt auf 180°-20°).
Ein anderer Weg wäre, das vom vertikal polarisierten Auf
fangelement 11 stammende Signal am Verstärker 33 in Fig. 4
um das Maß der gefühlten Phasendifferenz zu verzögern,
um die Phasen an der Summiereinrichtung 35 einander anzu
gleichen. Im Falle der Ausführungsform nach Fig. 5 könnte
der Inverter 143 durch einen Phasenschieber ersetzt werden,
und ein Phasenvergleicher 143 a könnte die Phasen der
Ausgangssignale der Detektoren 117 und 123 miteinander
vergleichen und das resultierende Signal an den für 143
eingefügten Phasenschieber legen, um dessen Phase einzu
stellen.
Claims (6)
1. Verfahren für die Anwendung in einem Polarisations-Diversity-
System mit ersten Kanälen, deren jedem ein gesondertes
Frequenzband zur Signalübertragung in einer
ersten Polarisationsrichtung zugeordnet ist und die
durch Sicherheitsbänder voneinander getrennt sind,
und mit zwei Kanälen, deren jedem ein gesondertes
Frequenzband zur Signalübertragung in einer zweiten
Polarisationsrichtung zugeordnet ist und die eben
falls durch Sicherheitsbänder voneinander getrennt
sind und frequenzmäßig gegenüber den ersten Kanälen
derart versetzt sind, daß ihre Mittenfrequenzen
jeweils in eines der Sicherheitsbänder zwischen den
ersten Kanälen fallen, zur Kompensation von Kreuzkopplungsstörungen in
ersten Signalen, die an einer für die erste Polari
sationsrichtung eingerichteten ersten Antenne aus
einem der ersten Kanäle empfangen werden, auch zweite
Signale aus einem der zweiten Kanäle, die außer
dem an einer zweiten, für die zweite Polarisationsrichtung
eingerichteten Antenne empfangen werden,
unter Durchführung folgender Schritte:
- a) Ermittlung des Amplitudenverhältnisses zwischen den von der zweiten Antenne empfangenen und den von der ersten Antenne empfangenen Signalen bei Sicherheitsbandfrequenzen, die dem besagten er sten Kanal benachbart sind;
- b) Reduzierung der Amplitude der von der zweiten Antenne empfangenen Signale des zweiten Kanals in Proportion zum ermittelten Amplitudenver hältnis;
- c) Subtraktion der amplitudenreduzierten Signale des zweiten Kanals von den an der ersten Antenne empfangenen Signale des ersten Kanals,
dadurch gekennzeichnet, daß zum Ausgleichen unterschiedlicher Verzögerungen,
welche die ersten und zweiten Signale bei ihrer Über
tragung zur ersten und zweiten Antenne erfahren haben,
- d) zusätzlich ermittelt wird, wie groß die Differenz in der Verzögerung zwischen den an der zweiten Antenne empfangenen und den an der ersten Antenne empfangenen Signalen bei Sicherheitsbandfrequenzen (f L , f U ) ist, die beim besagten ersten Kanal (WV) benachbart sind;
- e) für die Subtraktion die relative Phase, welche die von der zweiten Antenne empfangenen Signale des zweiten Kanals (LH oder UH) gegenüber den von der ersten Antenne empfangenen Signalen des zweiten Kanals haben, in Proportion zur ermittelten Verzögerungsdifferenz verstellt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Phasenverstellung um ein Maß erfolgt, das gleich
180° minus der ermittelten Verzögerungsdifferenz ist.
3. Anordnung in einem Polarisations-Diversity-System mit ersten
Kanälen, deren jedem ein gesondertes Frequenzband zur
Signalübertragung in einer ersten Polarisationsrich
tung zugeordnet ist und die durch Sicherheitsbänder
voneinander getrennt sind, und mit zweiten Kanälen,
deren jedem ein gesondertes Frequenzband zur Signal
übertragung in einer zweiten Polarisationsrichtung
zugeordnet ist und die ebenfalls durch Sicherheitsbänder
voneinander getrennt sind und frequenzmäßig gegen
über den ersten Kanälen derart versetzt sind, daß ihre
Mittenfrequenzen jeweils in eines der Sicherheitsbänder
zwischen den ersten Kanälen fallen,
zur Kompensation von Kreuzkopplungsstörungen in
ersten Signalen, die an einer für die erste Polarisations
richtung eingerichteten ersten Antenne aus einem
der ersten Kanäle empfangen werden, durch zweite Signale
aus einem der zweiten Kanäle, die außerdem an
einer zweiten, für die zweite Polarisationsrichtung ein
gerichteten Antenne empfangen werden,
mit folgenden Einrichtungen:
- a) einer mit der ersten und mit der zweiten Antenne gekoppelten Einrichtung zur Erzeugung eines Steuersignals proportional zum Amplitudenverhälnis zwischen den von der zweiten Antenne empfan genen und den von der ersten Antenne empfangenen Signalen bei Sicherheitsbandfrequenzen, die dem besagten ersten Kanal benachbart sind;
- b) einer auf das Steuersignal ansprechenden Einrichtung, welche von der zweiten Antenne die Signale des zweiten Kanals empfängt und die Amplitude dieser Signale entsprechend dem Steuersignal reduziert;
- c) einer Einrichtung zur Subtraktion der amplituden- reduzierten Signales des zweiten Kanals von den an der ersten Antenne empfangenen Signalen des ersten Kanals,
dadurch gekennzeichnet, daß zum Ausgleichen unterschiedlicher Verzögerungen,
welche die ersten und zweiten Signale bei ihrer Über
tragung zur ersten (11; 110) und zweiten (13; 113)
Antenne erfahren haben, ferner folgendes vorgesehen ist:
- d) ein Phasenvergleicher (42; 143 a) zum Ermitteln der Differenz in der Verzögerung zwischen den an der zweiten Antenne empfangenen und den an der ersten Antenne empfangenen Signalen bei Sicherheitsband frequenzen (F l , F u ), die dem besagten ersten Kanal (WV) benachbart sind;
- e) eine Einrichtung (43; 143), die für die Sub traktion die relative Phase, welche die von der zweiten Antenne empfangenen Signale des zweiten Kanals (LH oder UH) gegenüber den von der ersten Antenne empfangenen Signalen des zweiten Kanals haben, in Proportion zur ermittelten Verzögerungsdifferenz verstellt.
4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Phasenverstellung um ein Maß erfolgt, das
gleich 180° minus der ermittelten Verzögerungsdifferenz
ist.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US49789583A | 1983-05-25 | 1983-05-25 | |
US06/543,495 US4660045A (en) | 1982-06-24 | 1983-10-19 | System for compensating polarization errors |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3419639A1 DE3419639A1 (de) | 1984-11-29 |
DE3419639C2 true DE3419639C2 (de) | 1988-08-04 |
Family
ID=27052646
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19843419639 Granted DE3419639A1 (de) | 1983-05-25 | 1984-05-25 | Verfahren und anordnung zur korrektur von fehlern in polarisierten signalen |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3419639A1 (de) |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
BE759828A (fr) * | 1969-12-04 | 1971-06-03 | Siemens Ag | Dispositif pour le groupement de canaux de communication |
US4283795A (en) * | 1979-10-03 | 1981-08-11 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive cross-polarization interference cancellation arrangements |
-
1984
- 1984-05-25 DE DE19843419639 patent/DE3419639A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3419639A1 (de) | 1984-11-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE69626250T2 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur elektronischen Polarisationskorrektur | |
DE2453435C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Kompensation von Polarisationsverzerrungen in einem Funksystem | |
DE3390057C2 (de) | ||
EP0065764B1 (de) | Digitales Funksystem | |
DE2608599C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Kompensation des durch Kreuzpolarisation dual polarisierter Wellen in einem Mikrowellen-Übertragungssystem verursachten Gegensprechens | |
DE3110602C2 (de) | Interferenz-Kompensationssystem | |
DE3007827C2 (de) | Digitaler Entzerrer für einen Kreuzpolarisationsempfänger | |
DE69524351T2 (de) | FM-Emfänger mit mehreren Antennen | |
DE2539232C2 (de) | Schaltungsanordnung zur automatischen Entzerrung der Depolarisation elektromagnetischer Wellen bei Funkverbindungen mit doppelter Polarisation | |
DE1258925B (de) | Anordnung zum Aus- und/oder Einblenden ein oder mehrerer Nachrichtenbaender oder Kanaele in einer Richtfunkrelaisstation | |
DE68918176T2 (de) | Uplink-Kreuzpolarisationsinterferenz-Kompensator mit Korrelationsrechner und Steuerung zur schrittweisen Nachführung. | |
DE2812575C2 (de) | Phasengesteuertes Antennenfeld | |
DE69522830T2 (de) | Verfahren und gerät zur interferenzbegrenzung unter satellitenanordnungen | |
DE2131130C3 (de) | Vorrichtung zur Erzeugung eines Steuersignals zum Ausrichten einer Antenne | |
DE2009687A1 (de) | ||
DE2334650B2 (de) | Trägerfrequenzmultiplexsystem | |
DE1591408C2 (de) | Vorrichtung zum Empfang mehrerer Eingangssignale gleicher Frequenz | |
DE69411766T2 (de) | Verfahren und Gerät zur Datenübertragung, insbesondere für Satellit | |
DE3419639C2 (de) | ||
DE1512222C2 (de) | Fernseh-Übertragungssystem | |
DE69215737T2 (de) | Radioempfangssysteme | |
DE3406621A1 (de) | Verfahren und anordnung zur korrektur von fehlern in polarisierten signalen | |
EP0176029A1 (de) | Digitales Übertragungssystem mit adaptiver Funkfeldentzerrung | |
EP0552727B1 (de) | Anordnung zum Unterdrücken von im Empfangssignal des Empfängers eines Hochfrequenz-Nachrichten-Übertragungssystems auftretenden Störsignalen | |
DE3713086A1 (de) | Nachrichtenuebertragungssystem mit raumdiversity |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |