DE3382724T2

DE3382724T2 - Positioniersteuerungsverfahren mit sowohl kontinuierlichen als auch angefügten Informationen für einen Magnetplattenspeicher.

Info

Publication number: DE3382724T2
Application number: DE3382724T
Authority: DE
Inventors: Michael D Sidman
Original assignee: Digital Equipment Corp
Current assignee: Quantum Corp
Priority date: 1982-05-10
Filing date: 1983-05-06
Publication date: 1994-06-09
Anticipated expiration: 2003-05-07
Also published as: FI87498C; DE3378800D1; ATE98038T1; JPS5936375A; ATE39588T1; FI87498B; JPH0349151B2; EP0094314B1; EP0262690A2; AU1441783A; FI831565L; AU566443B2; EP0094314B2; DE262690T1; DE3382724D1; CA1221454A; EP0094314A1; FI831565A0; EP0262690B1; EP0262690A3

Description

Hintergrund der Erfindung

Eine Magnetplatteneinrichtung, im allgemeinen als "Plattenlaufwerk" bezeichnet, ist eine Speichereinrichtung, die in einem datenverarbeitenden System zum Speichern von wiederauffindbaren digitalen Daten in magnetischer Form verwendet wird. Die Daten werden auf einer rotierenden magnetischen Platte in einer Gruppe konzentrischer zirkularer Muster gespeichert, die als "Spuren" bezeichnet werden. Ein Lese/- Schreibkopf ist auf einem Schlitten montiert, der den Kopf in radialer Richtung bewegt, um ihn zu einer gewünschten Spur zu bringen und ihn anschließend in Position über dieser Spur hält, so daß der Kopf eine Serie von Datenbits aufzeichnen kann, oder, alternativ, eine Serie von Bits von der Spur wiederauffindet, während letztere unter dem Kopf rotiert. Plattenlaufwerke hoher Kapazität umfassen eine Vielzahl von derartigen Platten, die zur Rotation zusammen auf einer einzelnen Achse montiert sind. Mindestens ein separater Lese/- Schreibkopf wird für jede Plattenoberfläche benutzt, wobei alle Köpfe auf dem gleichen Schlitten montiert sind, um eine kammartige Anordnung zu bilden, bei der die Köpfe sich gemeinsam hinein- und hinausbewegen.
Der Schlitten, auf dem die Lese/Schreibköpfe montiert sind, ist in ein Servosystem eingebunden, das beispielsweise in dem Dokument FR-A-2 375 688 offenbart ist, das zwei unterscheidbare Funktionen beim Bewegen des Schlittens durchführt. Die erste davon ist eine "Such"- oder "Zugriffs"-Funktion, bei der das Servosystem den Lese/Schreibkopf von einer vorangegangenen Spur zu einer ausgewählten Spur bewegt, die eine beträchtliche Anzahl von Spuren entfernt sein kann. Wenn der Kopf die gewünschte Spur erreicht, beginnt das Servosystem eine "Spurnachführ"-Funktion, bei der es den Kopf genau über der Mittellinie der ausgewählten Spur positioniert und ihn in dieser Position hält, während nacheinanderfolgende Abschnitte der Spur den Kopf passieren.
Die Such- und Spurnachführ-Funktionen haben für das Servosystem verschiedene Nachteile. Während einer Such-Operation muß der Schlitten so schnell wie möglich bewegt werden, um die Zelt zu minimieren, die für diese Operation benötigt wird. Geschwindigkeitspräzision ist ebenfalls zum Etablieren einer Geschwindigkeits-Kurve und einer guten Ankunfts-Charakteristik wichtig. Andererseits ist während einer Spurnachführ-Operation die Ortspräzision ein äußerst wichtiger Faktor. Die Präzision, mit der der Lese/Schreibkopf dazu gebracht werden kann, der Spurmittellinie zu folgen, ist ein bestimmender Faktor für die Spurdichte auf der Platte. Das heißt, je genauer der Kopf dazu gebracht werden kann der Spurmittellinie zu folgen, umso enger zusammen können die Spuren angeordnet werden.
Das kopfpositionierende Servosystem erkennt die Position des Lese/Schreibkopfes durch Servosignale, die in den Spuren auf dem Plattenstapel aufgezeichnet sind. In einer konventionellen Anordnung werden die Servosignale auf einer dedizierten Servooberfläche aufgezeichnet, d. h. einer Oberfläche, die nur diese Signale enthält. In einer anderen konventionellen Anordnung werden die Servosignale in den Daten eingebettet. Das heißt, daß sie in Servofeldern am Beginn der Datenspursektoren aufgenommen sind. Die eingebetteten Servosignale sind in der Lage, genauere Datenkopfpositionsinformationen zu liefern als die dedizierten Servosignale. Sie sind jedoch voneinander durch die Datensektoren auf den Datenspuren entfernt und werden daher periodisch mit einer relativ geringen Rate abgetastet. Sie sind daher nicht in der Lage, Positionssignale mit hochfrequenten Komponenten bereitzustellen. Auf einer dedizierten Servooberfläche sind die Servosignale andererseits auf jeder Spur im wesentlichen kontinuierlich und können daher Positionsinformationen liefern, die ein wesentlich breiteres Frequenzband haben.
Diese zwei bekannten Anordnungen sind in dem Dokument FR-A-2 319 179 offenbart.
Es ist daher eine Aufgabe dieser Erfindung, ein Verfahren zum Schreiben von Servosignalen auf einer dedizierten Servooberfläche einer Magnetplatte bereitzustellen, ohne daß die Linearität dieser Positionssignale, die für den Betrieb eines Kopfpositioniersystems mit engen Toleranzen benötigt werden, verändert wird.
Das Verfahren der Erfindung ist im wesentlichen auf das Schreiben von Servoübergängen auf einer magnetischen Datenoberfläche gerichtet, die kreisförmige Datenspuren mit ersten und zweiten magnetischen Polarisationen hat, wobei die Übergänge je über eine radiale Ausdehnung geschrieben werden, die größer ist als der Abstand zwischen benachbarten Spuren, und das Verfahren die folgenden Schritte aufweist:
A) Bewegen eines magnetischen Kopfes über die kreisförmigen Datenspuren; und
B) Schreiben von Positionierungs-Dibitübergängen auf diese Spuren durch das Schalten von Schreibströmen in dem magnetischen Kopf, um die zweite Polarisation gefolgt von der ersten Polarisation bereitzustellen, und Ausschalten der Schreibströme zumindest dann, wenn der Kopf ein vorher geschriebenes Dibit in einer benachbarten Spur passiert.
Das Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, daß es einen Schritt der Vorpolarisierung der magnetischen Oberfläche mit der ersten Polarisation aufweist, wobei der Schritt vor den Schritten A und B durchgeführt wird.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1A und 1B enthalten ein Diagramm eines Plattenlaufwerkes nach dem Verfahren der Erfindung.
Fig. 2A zeigt schematisch die Anordnung der Signale auf der dedizierten Servooberfläche.
Fig. 2B zeigt schematisch die Anordnung eingebetteter Servosignale auf einer Datenoberfläche.
Fig. 3A und 3B stellen Signale dar, die von der dedizierten Servooberfläche als eine Funktion der radialen Position des Servokopfes abgeleitet sind.
Fig. 3C illustriert graphisch die Ableitung der Grey-Code- Darstellung der Spuridentifikation.
Fig. 4 ist ein schematisches Diagramm der Spuridentifizierungseinheit der Fig. 1B.
Fig. 5 ist eine Tabelle der logischen Beziehungen, die die Ausgabe der in der Fig. 4 dargestellten Spuridentifizierungseinheit bestimmen.
Fig. 6A und 6B umfassen ein Schaltungsdiagramm des eingebetteten Servodatendemodulators der Fig. 1B.
Fig. 7 ist ein Diagramm der verschiedenen Zeitbeziehungen in der Schaltung der Fig. 6A und 6B.
Fig. 8 ist ein Schaltungsdiagramm des dedizierten Servodatendemodulators der Fig. 1A.
Fig. 9 ist ein Schaltungsdiagramm eines Teils der automatischen Verstärkungsfaktorsteuerungsschaltung, die im Demodulator der Fig. 8 benutzt wird.
Fig. 10 ist ein Diagramm der phase-locked Loop-Einheit der Fig. 1B.
Fig. 11 ist ein Schaltungsdiagramm des in der phase-locked Loop-Einheit eingesetzten Servosignaldetektors.
Fig. 12 ist ein Schaltungsdiagramm eines in der der phaselocked Loop-Einheit eingesetzten SYNC-Signaldetektors,
Fig. 13 ist ein Diagramm eines in der phase-locked Loop-Einheit verwendeten Synchronisierungsmusterdetektors.
Fig. 14 ist ein Schaltungsdiagramm des Geschwindigkeitsschätzers der Fig. 1A.
Fig. 15 ist ein Schaltungsdiagramm des Positionsfehlerschätzers der Fig. 1A.
Fig. 17 ist ein Schaltungsdiagramm der dedizierten Servo-Versatz-Meßeinheit der Fig. 1A.
Fig. 16A, 16B und 16C sind graphische Darstellungen der mit dem Positionsfehlerschätzer verbundenen Frequenzcharakteristiken.

Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform

Die Fig. 1A und 1B zeigen in Blockdiagrammform ein Plattenlaufwerk mit einem Kopfpositioniersystem gemäß dem Verfahren der Erfindung. Ein mehrlagige Platteneinheit 10 umfaßt eine Vielzahl von aufeinandergestapelten magnetischen Platten 12, 14 und 16, die voneinander beabstandet zur Rotation auf eine Achse 18 montiert werden. Ein beweglicher Schlitten 20 unterstützt einen Satz von Lese/Schreibköpfen oder Transducern 22-26, die zum Lesen und Schreiben von Daten von den oberen und unteren Oberflächen der Platten 12 und 14 und der oberen Oberfläche der Platte 16 positioniert werden. Der Schlitten unterstützt weiterhin einen Nur-Lese-Kopf 27, der zum Lesen von Servoinformationen positioniert wird, die auf der unteren Oberfläche der Platte 16 aufgezeichnet sind, wobei diese Oberfläche eine dedizierte Servooberfläche ist.
Der Wagen 20 wird durch ein elektromagnetisches Stellglied 28 hin und her bewegt, um die entsprechenden Transducer bezüglich der Platten 12, 14 und 16 radial hinein und hinaus zu verschieben, um auf die ausgewählten kreisförmigen Spuren der magnetisch aufgezeichneten Informationen auf den Platten zuzugreifen. Die Spuren werden unter der Gesamtsteuerung einer Antriebssteuerungseinheit 30 ausgewählt, die Instruktionen von einem datenverarbeitenden System empfängt, mit dem das dargestellte Plattensystem verbunden ist. Typischerweise empfängt die Antriebssteuerungseinheit Instruktionen zum Lesen oder Schreiben von Daten auf eine ausgewählte Spur oder eine ausgewählte Datenoberfläche der Plattenanordnung 20. Die vorliegende Erfindung ist auf ein Servosystem gerichtet, das einen Lese-Schreibkopf zu einer ausgewählten Spur bewegt und ihn während einer Lese- oder Schreiboperation in einer Position über der Mittellinie dieser Spur hält.
Insbesondere sind unter weiterer Bezugnahme auf die Fig. 1B die Datentransducer 22-26 mit einer Kopfauswahl- und -Verstärkereinheit 32 durch einen Satz von Leitern 34 verbunden. Die Einheit 32 wählt durch die Verbindung mit einem der Datenköpfe 22-26 eine Datenoberfläche der Platteneinheit 10 als Antwort auf Kopfauswahlsignale der Antriebssteuerungseinheit 10 aus. Die Einheit 32 ist weiterhin mit Lese/Schreibschaltungen 33 verbunden, die während Leseoperationen Daten von der Platteneinheit 10 zu dem datenverarbeitenden System befördern und während Schreiboperationen in der entgegengesetzten Richtung befördern. Die Schaltungen 34 stellen weiterhin ein automatisches Verstärkungsfaktorsteuerungssignal für die Einheit 32 bereit. Sowohl während der Lese- als auch der Schreibeoperationen werden eingebettete Servosignale von der ausgewählten Datenspur gelesen und sie werden durch die Einheit 32 zu einem eingebetteten Servodatendemodulator 36 geleitet.
Zur gleichen Zeit wird der Ausgang des Servotransducers 27 auf einen konventionellen Vorverstärker 38 gegeben, dessen Ausgang wiederum in einen dedizierten Servodatendemodulator 40 geleitet wird. Der Ausgang des Demodulators 40 erscheint in einer im wesentlichen zeitmultiplexen Weise an vier Leitungen 42A-42D. Diese dedizierten Spurpositionssignale werden zusammen mit einem eingebetteten Spurfehlersignal des Demodulators 36 zu einem Positionsschätzer 44 geführt. Der Ausgang des Positionsschätzers 44 ist ein zusammengesetztes Spurfehlersignal (COMPOSITE TE), das nach den hier beschriebenen Modifikationen auf einen Leistungsverstärker 46 gegeben wird, der das Stellglied 28 steuert, wodurch der Servokreis geschlossen wird und daher def Datenkopf zu der gewünschten Spur gebracht und auf der Mittellinie dieser Spur gehalten wird.
Insbesondere wird das zusammengesetzte Spurfehlersignal des Positionsschätzers 44 in einem Summierer 48 mit dem Ausgang einer niederfrequenten Verstärkereinheit 50 und mit einem Fehlpositions-Korrektur-Signal eines Digital/Analogwandlers 52 summiert. Der Eingang zu dem Wandler 50 ist ein digitales Auslauf- und Vorspannkraft-Korrektur-Signal, das durch die Antriebssteuerungseinheit 30 in einer im folgenden beschriebenen Weise abgeleitet wird. Der Ausgang des Summierers 48 wird wiederum über einen Modusschalter 54 auf einen zweiten Summierer 56 gegeben. Der Summierer 56 addiert zu dem Spurfehlersignal ein Geschwindigkeitsrückkopplungssignal, das von einem Geschwindigkeitsschätzer 58 bereitgestellt wird, und ein Geschwindigkeltskommando, das durch einen Digital/Analogwandler 60 aus Signalen abgeleitet wird, die von der Antriebssteuerungseinheit 30 bereitgestellt werden.
Der Ausgang des Summierers 56 wird durch einen Begrenzungsverstärker 62 und ein Frequenzkompensationsnetzwerk 64 geleitet, bevor es dem Leistungsverstärker 46 zugeführt wird.
Während der Suchoperationen ist der Schalter 54 offen, so daß der Eingang des Summierers 56 nur aus (1) dem Geschwindigkeitskommandosignal der Antriebssteuerungseinheit 30 und (2) dem Geschwindigkeitsrückkopplungssignal des Geschwindigkeitsschätzers 56 besteht, das von dem Geschwindigkeitskommandosignal durch den Summierer 56 subtrahiert wird, um ein Geschwindigkeitsfehlerrückkopplungssignal bereitzustellen.
Die Antriebssteuerungseinheit 30 stellt das Geschwindigkeitskommando bereit, das in einer wohlbekannten Weise auf der Entfernung des Servotransducers von der Spur basiert, zu der er gerade bewegt wird. Dieser Abstand, der als eine grobe Positionsinformation bezeichnet werden kann, wird durch einen Spurdifferenzabwärtszähler 66 bereitgestellt, der zu Beginn von der Antriebssteuerungseinheit 30 mit der Anzahl der beim Bewegen zu der ausgewählten Spur zu überquerenden Spuren geladen wird. Der Zähler zählt dann als Antwort auf einen Spurkreuzungsimpuls, der von einer Spuridentifikationseinheit 86 ausgegeben wird, jedesmal dann abwärts, wenn der Servokopf 27 eine Spur auf dem Weg zu der Bestimmungsspur passiert. Die Spuridentifizierungseinheit 68 wiederum spricht auf Ausgangssignale des dedizierten Servodatendemodulators 40 auf den Leitungen 42B bis 42D an.
Wenn eine Annäherung an die ausgewählte Spur erfolgt ist, wird der Schalter 54 geschlossen und bleibt geschlossen während der nachfolgenden Spurnachführungsoperation, so daß der Summierer 56 das zusammengesetzte Spurfehlersignal des Positionsschätzers 44, modifiziert in dem Summierer 48, empfängt. Während diesem Modus der Operation empfängt der Digital/Analogwandler 60 kein Geschwindigkeitskommando von der Antriebssteuerungseinheit 30. Jedoch wird ein Geschwindigkeitsrückkopplungssignal durch den Schätzer 58 bereitgestellt.
Der Geschwindigkeitsschätzer 58 leitet seine Geschwindigkeitssignale von den dedizierten Servopositionssignalen auf den Leitungen 42A bis 42D während Suchoperationen und von dem zusammengesetzten Spurfehlersignal ab, das von dem Positionsschätzer 44 während der Spurnachführoperationen bereitgestellt wird. Es wird zwischen diesen zwei Operationsmodi durch ein Steuersignal der Antriebssteuerungseinheit 30, wie es in der Fig. 1A dargestellt ist, geschaltet.
Taktsignale für den Antrieb werden von einer phase-locked Loop-Einheit 70 abgeleitet, wie im folgenden beschrieben wird. Insbesondere stellt die Einheit 70 passende Taktsignale zur Operation der Servodemodulatoren 36 und 40 bereit.
Die Fig. 2A stellt die Konfiguration der auf der dedizierten Servooberfläche der Platte 16 (Fig. 1B) aufgezeichneten Flußübergänge dar. Die Servoinformation wird in Spuren aufgezeichnet, deren Mittellinien durch die durchgezogenen Linien dargestellt sind. Die Servoinformation wird durch den Servokopf 27 gelesen, der eine effektive Breite von zwei Spurweiten hat. Die Servooberfläche ist vorzugsweise in einer Richtung polarisiert, beispielsweise in der Zeichnung von rechts nach links, und die Servosignale werden als Dibits aufgezeichnet, wobei jedes einen ersten Übergang von einer Rechtsnach-Links-Polarisation zu einer Links-nach-Rechts-Polarisation und einen zweiten Übergang aufweist, der die Polarisation zu Rechts-Nach-Links zurückführt. Diese Dibits sind dargestellt mit "+/+"-Legenden, die die Generierung von positiven Impulsen in dem Kopf 27 anzeigen, gefolgt von "-/-"-Übergängen, die die Generierung von negativen Impulsen anzeigen.
Die Servosignale der Fig. 2A sind in Rahmen angeordnet, wobei jeder Rahmen ein Synchronisierungsfeld 74 umfaßt, das die Synchronisierungsdibits S1 und S2 gefolgt von einem Positionierungsfeld 75 enthält, in dem die Dibits in sich radial nach außen erstreckenden Gruppen, bezeichnet als A, B, C und D, angeordnet sind. Die von dem Kopf 27 beim Lesen dieser Positionierungsdibits generierten Signale werden von dem System zur Bestimmung der radialen Position des Kopfes benutzt.
Insbesondere werden in den Umfangspositionen B und D die Positionierungsdibits um abwechselnde geradzahlige Spuren zentriert, wobei die B-Dibits beispielsweise auf den Spuren 78 und 82 zentriert sind und die D-Dibits auf den Spuren 80 und 84 zentriert sind. In einer ähnlichen Weise werden die A- und C-Dibits auf abwechselnde ungeradzahlige Spuren 77, 79, 81 und 83 zentriert. Jedes Dibit hat eine Weite entsprechend der zwei Spurweiten. Dibitmuster dieses Typs sind in dem IBM Technical Disclosure Bulletin, Vol. 18, No. 10, March 1976, von R. K. Oswald und in dem U.S.-Patent 4,238,809, ausgegeben an Fujiki, et al, offenbart.
In dem hier beschriebenen System ist ein S2-Dibit in jedem Synchronisierungsfeld 74. Jedoch wird in jeder Spur das S1- Dibit in einem Rahmenmuster ausgelassen, um eine Indexmarke bereitzustellen. Zusätzlich gibt es ein kontinuierliches Muster von ausgelassenen S1-Dibits in inneren und äußeren Schutzbändern (nicht dargestellt). Diese Muster sind nicht ein Teil dieser Erfindung. In der hier beschriebenen Ausführungsform wird das S1-Dibit jedoch niemals aus zwei aufeinanderfolgenden Rahmen weggelassen, ein Faktor, der in Zusammenhang mit der Beschreibung des phase-locked Loop-Systems im folgenden beschrieben wird.
Die Fig. 3A illustriert die Schwankungen in den Amplituden der dedizierten Servodibitsignale als eine Funktion der radialen Verschiebung des Servokopfes 27. In diesem Zusammenhang wird angenommen, daß in der Fig. 2A die Amplitude eines durch den Kopf 27 generierten Dibitsignals im wesentlichen proportional zu dem Abschnitt der Breite des Kopfes 27 ist, der das Dibit überstreicht. Daher generiert in der dargestellten Position des Kopfes 27 das A-Dibit ein Signal mit voller Amplitude, während die B- und D-Dibits Signale mit halber Amplitude generieren und die durch die C-Dibits generierten Signale werden eine Null-Amplitude haben. Weiterhin haben die A- und C-Dibitsignale beide eine halbe Amplitude, wenn der Kopf auf einer geradzahligen Spurmittellinie zentriert wird, wie beispielsweise den Mittellinien 78 und 80, und sind daher gleich. Umgekehrt haben die B- und D-Dibitsignale halbe Amplitude und sind daher gleich, wenn der Kopf 27 auf einer ungeradzahligen Spurmittellinie zentriert wird.
Zurückkehrend zur Fig. 3A, ist es daher klar, daß die geradzahligen Servospurmittellinienpositionen des Servokopfes 27 mit E bezeichnet werden, während die ungeradzahligen Spurpositionen mit O bezeichnet werden. Diese Positionen werden durch das Subtrahieren der A- und C-Signale bestimmt, und ebenso der B- und D-Signale, um die Gleichheiten der entsprechenden Amplituden sicherzustellen. Eine Subtraktion stellt weitere Spurinformation bereit, wie im folgenden beschrieben wird.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 3D verwendet die Spuridentifikationseinheit 68 die (A-C)-, (B-D)-, (D-B)- und (C-A)-Signale des dedizierten Servodemodulator 40 (Fig. 1). Die (A-C)- und (B-D)-Signale haben Null-Werte, die den Mittellinienpositionen auf den im vorangegangenen beschriebenen gerad- und ungeradzahligen Spuren entsprechen. Zusätzlich ist die Einheit 68 ausgelegt, um eine zweifelsfreie Indikation der Kopfposition innerhalb vier aufeinanderfolgender Spuren zu liefern, die zweckmäßigerweise numeriert sind, wie es unten in der Fig. 3B angezeigt ist.
Weiterhin, wie es der Fig. 3C entnommen werden kann, stellt der Vergleich der Werte (B+C) und (A+D) und ein weiterer Vergleich der Werte von (C+D) und (A+B) eine Grey-Code-Repräsentation dieser Spurzahlen bereit. Wie in der Fig. 3C dargestellt ist, sind die Übergänge in den zwei Grey-Code-Signalen insofern durch ein Maß an Ungewißheit gekennzeichnet, als, falls zwei verglichene Werte ungefähr gleich sind, ein Rauschen zu einem Flattern des Vergleichssignals führen kann, d. h. dieses veranlaßt zwischen einem logischen Pegel und dem anderen hin- und herzuwechseln. Das Spuridentifikationssystem eliminiert den Effekt dieses Flatterns, so daß es davon abgehalten wird, den Betrieb der Schaltungen nachteilig zu beeinflussen, die von einem kontinuierlichen Fortschreiten der Spuridentifikationssignale in der richtigen Ordnung abhängen.
Übergehend zur Fig. 4 weist die Spuridentifikationseinheit 68 einen Vergleicher 90 auf, der ein Eingangsterminal hat, an dem die (A-C)- und (D-B)-Spannungen summiert werden. Der Comparator 90 vergleicht daher die Spannungen (A+D) und (B+C) und stellt einen Belegungspegelausgang (assertion level output) bereit, falls (A+D) von (B+C) überstiegen wird. Ahnlich empfängt der Vergleicher 92 die (A-C)- und (B-D)-Spannungen und stellt einen Belegungsspegelausgang bereit, falls (A+B) von (C+D) überstiegen wird. Daher entsprechen die Ausgänge der Vergleicher 90 und 22 den zwei Grey-Code-Bits der Fig. 3C, deren Übergänge wiederum den Überschneidungen der Datenspurgrenzen entspricht. Diese Ausgänge werden auf eine endliche Zustandsmaschine gegeben, die von der Tabelle der Fig. 5 geregelt wird. Diese Tabelle wiederum repräsentiert aufeinanderfolgende Werte in der Grey-Code-Positionsdarstellung der Fig. 3C.
Insbesondere weist die Einheit 68 einen Decodierer 94 auf, dessen Eingang eine Kombination von (1) den Ausgängen eines Paares von Flip-Flops 96 und 98, die die Grey-Code-Darstellung der gegenwärtigen Spurposition der Datenköpfe, (2) der Ausgänge eines Paares von Flip-Flops 100 und 102, die aufeinanderfolgende Abtastungen der Ausgänge der Vergleicher 90 und 92 enthalten, und (3) eines fünften Bits ist, das die Richtung der Kopfbewegung repräsentiert, d. h. vorwärts oder rückwärts, wie es durch ein Signal von der Antriebssteuerungseinheit 30 dargestellt wird. Die Schaltung wird durch hochfrequente Rechteckimpulse getaktet, die von der Steuereinheit 30 bereitgestellt werden.
Angenommen, daß anfänglich ein Gültiger-Nächster-Zustand-Signal von dem Decodierer 94 nicht belegt wird, und daß ein Flip-Flop 104 sich in dem Reset-Zustand befindet. Aufeinanderfolgende negative Übergänge des Taktsignals, wie sie von einem Inverter 106 übergeben werden, veranlassen die Flip- Flops 100 und 102, kontinuierlich die Ausgänge der Vergleicher 90 und 92 abzutasten. Solange die Flip-Flops nicht die nächste gültige Grey-Code-Repräsentation der Kopfposition enthalten, fährt der Decodierer 94 fort, das Gültiger-Nächster-Zustand-Signal zu negieren und die Einheit 86 befindet sich im wesentlichen im Ruhezustand. Wenn die Ausgänge des Vergleichers schließlich der Grey-Code-Darstellung der nächsten Datenspur der Sequenz entsprechen, veranlaßt die an den Decodierer 94 angelegte 5-Bit-Adresse den Speicher, ein Gültiger-Nächster-Zustand-Signal auszusenden. Dieses Signal konditioniert den Flip-Flop 104 dazu, durch den nachfolgenden positiven Übergang des Taktsignals gesetzt zu werden. Daraufhin taktet der Zustandswechsel des Flip-Flops 104 die Zustände der Flip-Flops 100 und 102 in die Flip-Flops 96 und 98. Mit dem in den Flip-Flops 96 und 98 enthaltenen neuen Grey-Code-Zustand enthalten die Flip-Flops 100 und 102 nicht mehr die Bits des nächsten Zustands und der Decodierer 94 negiert daher das Gültiger-Nächster-Zustands-Signal, wodurch er sofort den Flip-Flop 104 zurückstellt.
Die vorangegangene Sequenz wird jedesmal dann wiederholt, wenn die Ausgänge der Vergleicher 90 und 92 der Grey-Code-Repräsentierung der nächsten Spur der in der Fig. 3B dargestellten Sequenz entsprechen. Andererseits sei angenommen, daß nach einem Übergang in einen neuen Grey-Code-Zustand mit einer Übertragung des neuen Zustandes zu den Flip-Flops 96 und 98 der Ausgang des Vergleichers 90 oder 92, dessen Übergang in einem Zustandswechsel resultierte, seinen Zustand als Antwort auf ein Rauschen umkehrt. Dies ruft keinen Zustandswechsel der Flip-Flops 96 und 98 hervor, da der den Flip- Flops 100 und 102 angezeigte falsche Zustandswechsel nicht als ein gültiger nächster Zustand durch den Decodierer 94 erkannt wird. Daher stellt die Schaltung der Fig. 4 eine geordnete Progression der Zustände bereit, die eine kontinuierliche Bewegung des ausgewählten Datenkopfes von einer Spur zur anderen während einer Suchoperation repräsentieren.
Der Decodierer 94 überträgt der Steuereinheit 30 (Fig. 1B) eine binäre Spuridentifizierung, die aus den Zuständen der "gegenwärtigen Zustände"-Flip-Flops 96 und 98 abgeleitet wird. Der Decodierer 94 stellt weiterhin einen Satz von Spurtypsignalen bereit, die von dem Geschwindigkeitsschätzer 58 (Fig. 1) benutzt werden. Diese Signale entsprechen den dargestellten Spuridentifikationszahlen. Der Speicher 94 stellt weiterhin ein Ein-Bit-Signal bereit, das anzeigt, ob die jetzige Spur eine geradzahlige oder ungeradzahlige Spur ist. Die Spurtypsignale und das geradzahlige/ungeradzahlig- Signal werden aus den Zuständen der Flip-Flops 100 und 102 abgeleitet. Die Signale sind daher Schwankungen wegen des im vorangegangenen diskutierten Flatterns unterworfen. Jedoch sind in den Schaltungen, die diese benutzen, die augenblicklichen Werte wichtig, und nicht die in den Flip-Flops 96 und 98 enthaltenen Informationen.
Unter weiterer Bezugnahme auf die Fig. 4 stellt ein Flip-Flop 108, der auf das Rücksetzen des Flip-Flops 104 anspricht, dem Spurdifferenzzähler 66 der Fig. 1 einen einzelnen Impuls entsprechend jeder Überquerung einer Spurgrenze zur Verfügung.
Fig. 8 ist ein Diagramm des dedizierten Servodemodulators 40 der Fig. 1B. Die Servosignale der dedizierten Servooberfläche kommen in differentieller Form an dem Demodulator 40 auf einem Leitungspaar 110 und 112 an, die diese Signale dem im folgenden genauer beschriebenen, gesteuerten Verstärkungsfaktorverstärker 114 zuführen. Der Ausgang des Verstärkers 114 wird durch einen Tiefpaßfilter 116 und einen Pufferverstärker 118 einem Satz von Spitzendetektoren 120 zugeleitet, wobei für jedes der A-, B-, C- und D-Servosignale (Fig. 2A) einer vorhanden ist. Diese Signale erreichen den Demodulator in einer festen Zeitsequenz und werden durch Signale der phaselocked-Loop-Einheit 70 in die entsprechenden Spitzendetektoren 120 gegatet. Die Ausgänge des Spitzendetektors 120 wiederum werden einem Satz von Differenzverstärkern 122 zugeführt, die die dargestellten Differenzsignale (A-C), usw., bereitstellen.
Da die augenblicklichen Werte der Ausgangssignale des Demodulators 40 von anderen Schaltungen des System benutzt werden, müssen diese Signale gegen Schwankungen in den zugrundeliegenden A-' B-' C- und D-Servospannungen immunisiert werden, die aus Faktoren wie Anomalien in dem magnetischen Medium auf der dedizierten Servooberfläche resultieren. Mit der Elimination dieser Effekte werden die Spannungen dann echte Repräsentanten der radialen Position des Servokopfes 27 (Fig. 2A). Der Demodulator 40 beinhaltet eine automatische Verstärkungsfaktorsteuerungsschaltung, um diese Funktion zu bewerkstelligen.
Man sollte bedenken, daß zu Anfang keine der A-, B-, C- und D-Spannungen als ein Rückkopplungssignal zur Verstärkungsfaktorsteuerung benutzt werden kann, da diese Signale sich mit der Kopfposition verändern. Wie sich jedoch bei der Betrachtung der Fig. 2A und 3A ergibt, ist, falls die Position des Servokopfes 27 einer ungeradzahligen Datenspur entspricht, deren Mittellinie beispielsweise der Mittellinie der Servospur entsprechen mag, die Summe der A- und C-Signale von der radialen Position des Kopfes auf dieser Spur unabhängig. Genauso wird die Summe der B- und D-Spannungen unabhängig von der radialen Position des Kopfes auf dieser Spur sein, falls die Position des Kopfes 27 einer geraden Datenspur entspricht, deren Mittellinie beispielsweise der Servospurgrenze 84 in der Fig. 2A entsprechen mag.
Wie in der Fig. 8 dargestellt wird, werden entsprechend die A-, B-, C- und D-Spannungen der Spitzendetektoren 120 einem Satz von Summierungsschaltungen 124 zugeführt, die (A+C)- und (B+D)-Spannungen einem AGC-Basisselektor 126 zuführen. In dem Selektor 126 passieren diese Signale einen Schalter 128 und einen Schalter 130. Der Schalter 130 kann für die Zwecke dieser Beschreibung als geschlossen betrachtet werden, wobei der Schalter 128 zwischen den geradzahligen und den ungeradzahligen Positionen durch das geradzahlig/ungeradzahlig-Signal der Spuridentifikationseinheit 68 hin- und hergeschaltet wird.
Daher wird das geeignete Verstärkungssteuerungssignal davon abhängig zurückgekoppelt, ob die Position des Servokopfes einer ungeradzahligen oder geradzahligen Datenspur entspricht. Dieses Signal wird dann einem Summierer 132 zum Vergleich mit einer AGC-Referenzspannung zugeführt und die resultierende Fehlerspannung wird durch einen Integrator 134 integriert. Der Ausgang des Integrators 134 wird wiederum einem Rückkopplungsfunktionsgenerator 136 zugeführt, der den Steuerstrom für den gesteuerten Verstärker 114 bereitstellt.
Um das gewünschte Maß an Immunität gegenüber Schwankungen in der Signalstärke bereitzustellen, muß die automatische Verstärkungssteuerungsschaltung eine hohe Loopverstärkung haben. Für die Stabilität der Operationen wird daher eine große Loopbandbreite benötigt, die konstant über die Stärkeschwankungen der eingehenden Servosignale ist.
Es wurde herausgefunden, daß die benötigte Brandbreitencharakteristik durch den Ansatz einer inversen exponentielle Beziehung zwischen dem Verstärkungsfaktor des gesteuerten Verstärkers 114 und der AGC-Rückkopplungsspannung, die diesen Verstärkungsfaktor steuert, erhalten wird. Insbesondere sollte die Beziehung zwischen dem Verstärkungsfaktor K des Verstärkers und der Rückkopplungsspannung V die Form haben
wobei C&sub1; und C&sub2; Konstanten sind. In der Fig. 8 wird diese Beziehung von einem Funktionsgenerator 136 bereitgestellt.
Fig. 9 offenbart detailliert einen Schaltkreis, der den verstärkungsfaktorgesteuerten Verstärker 114, den Integrator 134 und den Funktionsgenerator 136 umfaßt. Die differentiellen Eingangssignale auf den Leitungen 110 und 112 werden durch Sperrkondensatoren 138 und 140 Spannungsteilern zugeführt, die serielle Widerstände 142 und 144 und Nebenwiderstände, die durch die Dioden 146 und 148 in der Form von geeignet geschalteten Transistoren bereitgestellt werden, aufweisen. Von den Spannungsteilern gelangen die Signale durch einen zweiten Satz von Sperrkondensatoren 150 und 152 auf einen Differenzverstärker 154, dessen Ausgang den Ausgang des verstärkungsfaktorgesteuerten Verstärkers 114 der Fig. 8 ist. Die Dioden 146 und 148 sind durch ein Paar von Transistoren 156 und 158 mit Vorspannungsströmen versehen, wobei jeder deren Eingänge das integrierte Rückkopplungsfehlersignal ist, das an die Basis-Emitterspannung des Transistors angelegt wird.
Unter weiterer Bezugnahme auf die Fig. 9 wird die Integration des Verstärkungsfaktorsteuerfehlersignals des Summierers 132 von einem Verstärker 160 bereitgestellt, der eine Rückkopplungsschaltung hat, die aus der parallelen Kombination von Integrationskondensatoren 162 und 164 und Widerständen 166 und 168 besteht. Die Widerstände 166 und 168 sind strombegrenzend und beeinträchtigen ansonsten die Operation der Schaltung nicht. Die von den Kondensatoren 162 und 164 an die Summierschaltung 132 bereitgestellte Rückkopplung stellt die benötigte Integration an dem Ausgang des Verstärkers 160 bereit, wobei dieser Ausgang an die Emitter der Transistoren 156 und 158 angelegt wird.
Die Schaltung der Fig. 9 bewerkstelligt das gewünschte exponentielle Verstärkungsfaktor-Fehler-Spannungsverhältnis wie folgt. Die Kollektorströme der Transistoren 156 und 158 hängen exponentiell mit den Basis-Emitterspannungen der Transistoren zusammen und hängen daher exponentiell mit der durch den Integrator 134 bereitgestellten Verstärkungsfaktor-Steuerfehlerspannung zusammen. Diese Kollektorströme fließen durch die Dioden 146 bzw. 148. Die Dioden wiederum haben dynamische Widerstände, die invers proportional zu den Strömen durch sie sind. Die dynamischen Widerstände der Dioden sind viel geringer als die Widerstände der Widerstände 142 und 144. Die an den Verstärker 154 angelegten Spannungen sind daher im wesentlichen zu den Diodenwiderständen proportional und daher invers proportional zu den Kollektorströmen der Transistoren 156 und 158. Die Schaltung stellt daher die folgenden zwei Beziehungen bereit:
wobei I der Transistorkollektorstrom ist, und
K = C&sub5;/I,
wobei K der Verstärkungsfaktor des durch die Widerstände 142 und 144 und die Dioden 146 und 148 gebildeten Spannungsteilers ist. Die vorangegangenen Formeln können zu
kombiniert werden, um die gewünschte Beziehung zu ergeben, die von dem Rückkopplungsfunktionsgenerator 136 der Fig. 8 bereitgestellt wird.
Die phase-locked-Loop-Einheit 70 ist in großen Zügen in der Fig. 10 dargestellt. Grundsätzlich verriegelt die Einheit einen spannungsgesteuerten Oszillator 170 mit den S2-Synchronisierungssignalen, die in jedem Rahmen auf der dedizierten Servooberfläche (Fig. 2A) vorhanden sind. Eingangssignale von dem dedizierten Servodatendemodulator 40 (Fig. 1 und 8) werden an einen Servosignaldetektor 172 angelegt, dessen Ausgang auf eine SYNC-2-Detektoreinheit 174 gegeben wird. Das detektierte SYNC-2-Signal wiederum wird als ein Eingang eines Phasendetektors 176 in dem phase-locked-Loop des Oszillators 170 verwendet. Der Phasenfehlerausgang des Detektors 176 wird einer Ladungspumpe 178 zugeführt, deren Ausgang von einem Integrator 180 integriert wird, wobei der Ausgang des Integrators 180 die Steuerspannung für den Oszillator 170 bildet. Der Ausgang des Oszillators 170 wird in der Frequenz durch einen Zähler 182 dividiert, der, jedesmal wenn er sich wiederholt, einen "Rahmen"-Impuls an den Phasendetektor 176 abgibt. In dem dargestellten System dividiert der Zähler 182 die Frequenz des Oszillators 170 durch einen Faktor 64, und daher hat der Oszillator 170 eine Frequenz, die 64 mal derjenigen der SYNC-2-Impulse beträgt. Der Oszillatorausgang wird weiterhin als ein Schreib-Takt-Signal für die Lese/Schreibeschaltungen 34 (Fig. 1) verwendet.
Fortfahrend in der Fig. 10 werden die Rahmenimpulse des Zählers 182 von einem Sektorzähler 184 gezählt. Der Zähler 184 stellt jedesmal dann einen Sektorimpuls bereit, wenn er eine Anzahl von Rahmenimpulsen zählt, die gleich der Länge eines Sektors auf einer Datenplatte ist. Weiterhin zählt er die Sektorimpulse. Der Zähler wird jedesmal dann durch einen Indeximpuls, der, wie im folgenden beschrieben entwickelt wird, zurückgesetzt, wenn die Platteneinrichtung an der Indexposition vorbeirotiert. Daher ist die Sektorimpulsanzahl, die an die Steuereinheit 30 (Fig. 1) weitergeleitet wird, die Sektoridentifizierungsnummer. Die Sektorimpulse werden weiterhin benutzt, um einen Zähler 186 zurückzusetzen, der als ein Taktgeber für die eingebetteten Servodaten dient, wie im folgenden beschrieben wird. Wenn der Zähler 186 zurückgesetzt wird, was am Beginn jedes Datensektors eintritt, beginnt er mit dem Zählen von Hochfrequenzimpulsen des Zählers 182 und fährt damit fort, bis der Zähler seine maximale Anzahl erreicht hat, die in dem Illustrierten Beispiel 16 beträgt, wobei er sich zu dieser Zeit abschaltet und daher das Zählen stoppt, bis der nächste Sektorimpuls empfangen wird. Wie sich herausstellen wird, ist die Frequenz der durch den Zähler 186 gezählten Impulse derart, daß das Intervall, während dem der Zähler zählt, das eingebettete Servofeld in jedem Sektor der Datenspur auf einer der Datenoberflächen überspannt.
Die Inhalte des Binärzählers 182 werden einem Decodierer 188 zugeführt, der die A-, B-, C- und C-Torsignale bereitstellt, die von dem dedizierten Servodemodulator 40 der Fig. 8 benutzt werden, wie es im vorangegangenen beschrieben wurde. Der Decodierer 188 stellt weiterhin die SYNC-1- und SYNC-2- Torsignale bereit. Die Ausgänge des Decodierers 188 werden von den Zählerergebnissen des Zählers 182 abgeleitet, die zu den geeigneten Zeiten für diese verschiedenen Torsignale auftreten.
Die phase-locked-Loop-Einheit 70 der Fig. 10 umfaßt weiterhin eine SYNC-1-Musterdetektoreinheit 190, die ihre Eingänge von dem Servosignaldetektor 172 ableitet. Der Musterdetektor 190 liefert sowohl die im vorangegangenen diskutierten Indeximpulse als auch die Signale, die anzeigen, daß der Servokopf 27 über einem äußeren Schutzband oder einem inneren Schutzband positioniert ist. Er stellt weiterhin Signale bereit, die nachfolgend diskutierte Softwarefehler oder einen Unsicherheitszustand des phase-locked-Loop anzeigen, was ebenso nachfolgend diskutiert wird.
Der Servosignaldetektor 172 ist in der Fig. 11 illustriert. Die Eingangssignale des Demodulators 40 (Fig. 1 und 8) laufen durch einen AC-Koppler 192, der jede DC-Vorspannung aus diesen Signalen entfernt, und anschließend durch einen Tiefpaßfilter 194 zu dem invertierenden Eingangsterminal eines Verstärkers 196. Der Ausgang des Verstärkers 196 wird zu dem nichtinvertierenden Eingangsterminal des Verstärkers über ein Paar Dioden 198 und 200 und einen Spannungsteiler, der die Widerstände 202 und 204 umfaßt, zurückgeführt. Der Ausgang des Vergleichers schaltet zwischen einer relativ hohen positiven Spannung und einer sehr kleinen positiven Spannung als Antwort auf entsprechende negative Spannungen des Tiefpaßfilters 194 hin und her.
Der Detektor 174 detektiert die negativen Nulldurchgänge zwischen den zwei Impulsen in jedem der Servodibits. Wie im vorangegangenen beschrieben wurde, stellt jedes dieser Dibits einen positiven Impuls gefolgt von einem negativen Impuls bereit. Die zwei Übergänge jedes Dibits sind nahe genug aneinander angeordnet, so daß die zwei Impulse überlappen, um im wesentlichen einen kontinuierlichen Übergang von einer positiven Spitze zu einer nachfolgenden, negativen Spitze bereitzustellen. Der Punkt, bei dem dieser Übergang die Nullachse kreuzt, ist im Vergleich mit anderen Teilen des Dibits genau definiert und ist sehr unempfindlich gegenüber Variationen in der Gesamtdibitamplitude. Der Detektor 174 detektiert diese Übergänge.
Die positiven Übergänge im Ausgangs des Verstärkers 196 entsprechen diesen Übergängen innerhalb der Servodibitsignale und es sind diese Übergänge, auf die der SYNC-2-Detektor 174 und der SYNC-1-Musterdetektor 190 ansprechen. Die Dioden 198 und 200 sperren und verschieben daher die leicht positive Spannung des Ausgangs des Vergleichers 196 an dessen positivem Eingang, wenn er in dem nicht gesetzten Pegel ist und stellen daher mit der Rückkopplung sicher, daß der positive Vergleicherübergang bei einer Eingangsspannung von 0 Volt auftritt.
Die Fig. 12 zeigt die Schaltung des SYNC-2-Detektors 174 der Fig. 10. Zu Beginn sollten bestimmte Charakteristiken der dedizierten Servosignale berücksichtigt werden. Erstens enthalten die meisten Rahmen sowohl die S1- als auch die S2-Dibits. Zweitens fehlt das S1-Dibit niemals in zwei oder mehreren aufeinanderfolgenden Rahmen. Ferner sind in Rahmen, die sowohl die S1- als auch die S2-Dibits enthalten, diese zwei Dibits im wesentlichen enger beieinander angeordnet als irgendein anderes Paar von Dibits. In Übereinstimmung mit dem Betrieb des gerade beschriebenen Servosignaldetektors 172 wird die Detektion eines Dibits durch einen ansteigenden Übergang des Ausgangs dieses Detektors repräsentiert. In gleicher Weise repräsentieren in dem Ausgang des SYNC-2-Detektors 174 die ansteigenden Übergänge das Auftreten der S2- Dibits. Die getriggerten und getakteten Schaltungselemente in den Illustrierten Schaltungen sprechen auf die steigenden Übergänge in den an sie angelegten Signale an. Derartige Übergänge in dem Ausgang des Detektors 172 werden als "Signale" bezeichnet.
Jedes von dem Servosignaldetektor 172 erhaltene SYNC-Signal wird auf einen wiedertriggerbaren Monoflop 210 gegeben, dessen Ausgang einem Tor 212 und einer ODER-Schaltung 214 zugeführt wird, um ein Flip-Flop 216 freizugeben. Der Monoflop 210 belegt seinen Ausgang für ein Intervall, das ein wenig länger als das Intervall zwischen einem S1-Dibit und dem darauffolgenden S2-Dibit ist, beispielsweise 375 ns. Daher wird, falls das den Monoflop 210 triggernde Signal ein S1-Signal war, der folgende S2-Impuls, der als ein Takteingang für den Flip-Flop 216 dient, den Flip-Flop zum Setzen veranlassen, wobei an dessen Ausgangsterminal ein SYNC-2-Signal erscheint. Der Monoflop 210 wird dann vor dem nächsten Servosignal, das von einem Positionierungsdibit (Fig. 2B) abgeleitet wird, zeitsperren, wodurch-der Flip-Flop 216 ausgeschaltet wird. Das nächste Signal wird daher den Flip-Flop zurücksetzen, wodurch dessen Ausgang freigegeben wird.
Falls ein Rahmen kein S1-Dibit enthält, wird das S2-Signal den abgeschaltetem Flip-Flop 216 erreichen und wird daher keinen SYNC-2-Ausgang des Flip-Flops liefern. Zur Wiederholung, der Monoflop 210 und die damit verbundene Schaltung liefern die SYNC-2-Ausgangssignale während der Servorahmen, in denen sowohl S1- als auch S2-Dibits vorhanden sind. Wenn das S1-Dibit abwesend ist, gibt die Schaltung in dem unteren Teil des Detektors 174 den Flip-Flop 216 frei, um den SYNC-2- Ausgang liefern.
Insbesondere in den sowohl die S1- als auch die S2-Dibits enthaltenen Rahmen gibt der Ausgang des Monoflops 210 als Antwort auf das S1-Signal des Detektors 172 ein Flip-Flop 218 frei, damit es von dem nachfolgenden S2-Signal gesetzt werden kann. Der Ausgang des Flip-Flops 218 wiederum triggert einen Monoflop 220, der sofort den Flip-Flop 218 zurücksetzt, so daß der Ausgang des letzteren Flip-Flops ein wie dargestellt schmaler Impuls ist. Der Monoflop 220 belegt seinen Ausgang für ein Intervall, das ein wenig kleiner als das Intervall für den nächsten möglichen S1-Impuls ist. Dieses Signal sperrt das Tor 212 und liefert daher eine Messung der Rauschimmunität, indem der Monoflop 210 daran gehindert wird, den Flip-Flop 216 bis zu dem Zeitspalt für das S1-Signal in dem nächsten Rahmen freizugeben.
Die führende Flanke des Ausgangs des Monoflops 220 triggert einen spannungsgesteuerten, variablen Monoflop 222, der nach einem Intervall zeitsperrt, das nominell in dem nächsten Servorahmen 150 ns vor der Ankunft des nächsten S2-Signals endet. An dem Ende dieses Intervalls taktet die steigende Flanke des Ausgangs des Monoflops 222 ein Flip-Flop 224. Falls ein S1-Signal in dem neuen Rahmen vor dem S2-Signal auftritt, wird der resultierende Ausgang des Monoflops 210 den Flip-Flop 224 in dem Rücksetzzustand halten. Ist jedoch kein S1-Signal in diesem Rahmen, wird der Monoflop 210 seinen Ausgang zu dieser Zeit nicht belegt haben. Das Takten des Flip-Flops 224 durch den Ausgang des Monoflops 222 wird daher den Flip-Flop 224 setzen, wodurch der Flip-Flop 216 durch die ODER-Schaltung 214 freigegeben wird. Die Ankunft des S2-Signals in diesem Rahmen wird dann den Flip-Flop 216 mit einem im vorangegangenen beschriebenen, daraus resultierenden SYNC- 2-Ausgang setzen. Der Flip-Flop 224 wird dann durch den Monoflop 210 auf den Empfang des nächsten Servoimpulses hin von dem Servosignaldetektor 172 zurückgesetzt.
Unter weiterer Bezugnahme auf die Fig. 12 umfaßt der SYNC-2- Detektor 174 weiterhin eine phase-locked-Loop, die das Taktintervall des Monoflops 222 steuert. Die steigende Flanke des Ausgangs des Monoflops 222 triggert einen Monoflop 226, der ein Taktintervall von 150 ns hat. Mit der Beendigung dieses Intervalls taktet der Ausgang des Monoflops ein freigegebenes Flip-Flop 228 und setzt dadurch den Flip-Flop. Der resultierende Ausgang des Flip-Flops 228 gibt ein Flip-Flop 230 frei. Der Flip-Flop 230 wird durch den nächsten Impuls von dem Flip-Flop 218 getaktet.
Angenommen, daß zuerst das Intervall des Monoflops 222 ein wenig kürzer als der Nominalwert ist, so daß er ein wenig vor dem 150 ns Intervall, das dem S2-Signal vorhergeht, zeitsperrt. Der Flip-Flop 226 wird dann kurz vor dem S2-Signal zeitsperren, so daß, wenn das letztere Signal ankommt, das resultierende Takten des Flip-Flops 230 auftritt, nachdem der Flip-Flop freigegeben worden ist, wodurch der Flip-Flop gesetzt wird. Der resultierende Ausgang des Flip-Flops 230 wird durch ein Tor 232 einer Ladungspumpe 234a zugeführt, die beispielsweise eine positive Ladung einem Integrator 236 zuführt, dessen Ausgangsspannung das Taktintervall des Monoflops 222 steuert. Der Integratorausgang wird in eine Richtung wechseln, um das Zeitintervall des Monoflops 222 zu vergrößern. Das Intervall wird dann ein weniger länger als der Nominalwert sein. Die resultierende Verzögerung beim Triggern des Monoflops 226 wird das Setzen des Flip-Flops 228 und das Einschalten des Flip-Flops 230 auf einen Zeitpunkt nach der Ankunft des nächsten S2-Signals verzögern.
Der dem S2-Signal entsprechende Impuls des Flip-Flops 218 wird daher den abgeschalteten Flip-Flop 230 erreichen, wodurch der Flip-Flop zurückgesetzt wird. Der resultierende Ausgang des Flip-Flops 230 wird durch ein Tor 238 zu einer Ladungspumpe 234b geleitet, die eine negative Ladung an den Integrator 236 abgibt. Der Integratorausgang wird sich daher in die Richtung ändern, die das Taktintervall des Monoflops 222 verkürzt. Daher wird das Takten des Monoflops 222 vor und zurück in einem kleinen Intervall "schwanken", das eine Zeit entsprechend dem Intervall des Monoflops 256 (150 ns) vor dem Auftreten von jedem S2-Impuls beinhaltet.
Der Flip-Flop 228 wird durch die Ausgangsimpulse des Flip- Flops 218 kurz nach dem Takten des Flip-Flops 230 zurückgesetzt, wie es durch das Verzögerungselement 239 angezeigt wird. Dies bereitet den Flip-Flop 228 auf das Gesetzwerden durch den Ausgang des Monoflops 226 in jedem Zyklus des phase-locked-Loop vor.
Die im vorangegangenen beschriebene Arbeitsweise des phaselocked-Loops in dem SYNC-2-Detektor 174 setzt den Empfang einer Serie von S1-, S2-Signalpaaren voraus. Insbesondere, falls ein S1-Signal in einem Rahmen fehlt, werden keine Impulse von dem Flip-Flop 218 zum Takten des Flip-Flops 230 vorhanden sein. Das letztere Flip-Flop kann daher zu lange in einem Zustand verbleiben, so daß das Zeitintervall des Monoflops 222 ungebührlich verändert wird. Es wird daher ein Signalpaardetektor verwendet, der die Tore 232 und 238 in diesen Situationen abschaltet.
Insbesondere triggert der Ausgang des Monoflops 220 als Antwort auf den Empfang eines S1-, S2-Signalpaares einen wiedertriggerbaren Monoflop 240, dessen Taktintervall ein wenig länger als ein Rahmen ist. Falls dann ein zweites S1-, S2-Signalpaar in dem nächsten Rahmen empfangen wird, wird der Ausgang des Flip-Flops 218 ein Flip-Flop 242 takten, das durch den Monoflop 240 eingeschaltet worden ist, wodurch der Flip- Flop 242 gesetzt wird und die Tore 232 und 238 freigegeben werden, um die Operation des phase-locked-Loop zu ermöglichen. Falls das zweite S1-, S2-Signalpaar nicht empfangen worden ist, wird der Monoflop 240 zeitsperren, wodurch der Flip-Flop 242 abgeschaltet wird. Auf den Empfang eines S1-, S2-Impulspaares in dem nächsten Rahmen wird ein Taktimpuls des Flip-Flops 218 an dem Flip-Flop 242 ein wenig vor der Triggerung des Monoflops 240 durch den Ausgang des Monoflops 220 ankommen. Der Flip-Flop 242 wird daher im ausgeschalteten Zustand verbleiben.
Falls schließlich aufeinanderfolgende S1-, S2-Signalpaare mit einem daraus resultierenden Freigeben der Tore 232 und 238 durch den Ausgang des Flip-Flops 242 angekommen sind, wird eine nachfolgende Auslassung eines S1-Signals es dem Monoflop 240 erlauben, zu zeitsperren, wodurch der Flip-Flop 242 zurückgesetzt und das phase-locked-Loop heruntergefahren wird. Entsprechend operiert das phase-locked-Loop nach einem S1-, S2-Signalpaar, das einem S1-, S2-Signalpaar in dem unmittelbar vorangegangenen Rahmen folgt.
Die obenbeschriebene Operation des SYNC-2-Detektors ist insbesondere in Schutzbandflächen wichtig, in denen eine signifikante Prozentzahl der SYNC-1-Signale fehlen werden.
Die Fig. 13 zeigt den SYNC-1-Musterdetektor 190. Er umfaßt einen Flip-Flop 244, welches durch die SYNC-1-Torsignale freigegeben wird, die von dem Decodierer 188 der Fig. 10 generiert werden. Diese Torsignale treten während eines Intervalls auf, das die Ankunftszeit eines S1-Signals enthält, falls dieses Signal in einem Servorahmen präsent ist. Der Flip-Flop 244 wird durch die detektierten Servosignale des Detektors 172 der Fig. 11 getaktet. Der Flip-Flop wird daher jedesmal gesetzt, wenn ein S1-Signal empfangen wird.
Der Ausgang des Flip-Flops 244 wird auf ein Schieberegister 246 gegeben, das durch die hintere Flanke des SYNC-1-Torsignals getaktet wird. Daher enthält das Schieberegister 246 ein laufendes Muster von Bits, das die Anwesenheit oder Abwesenheit des S1-Dibits in aufeinanderfolgenden Rahmen in der in der Fig. 2A dargestellten Servooberfläche repräsentiert. Die Inhalte des Schieberegisters 246 werden parallel auf einen Latch-und-Decodierer 248 gegeben. Der Latch-und-Decodierer 248 latcht die Inhalte des Schieberegisters 246 als Antwort auf ein A-Torsignal ein, welches daher das erste Signal in jedem Rahmen ist, das von dem Decodierer 188 der Fig. 10 nach dem Empfang des S2-Signals generiert wird.
Der Latch-und-Decodierer 248 liefert ein Ausgangssignal, falls das darin enthaltene Bitmuster einen der in der Fig. 13 gezeigten Zustände anzeigt. Die Generierung des Index, der äußeren und inneren Schutzbandsignale wurden im vorangegangenen diskutiert. Das Softwarefehlersignal wird gesetzt, falls das Bitmuster einen 1-Bit-Fehler aufweist. Das PLO UNSAFE-Signal wird gesetzt, falls das Bitmuster einen Fehler in zwei oder mehreren Bits hat. Dieses Signal ist eine Anzeige für die mögliche Unverläßlichkeit der Ausgänge der phase-locked- Loopeinheit 70.
In der Fig. 2B wird das Format der eingebetteten Servoinformationen in den Datenspuren auf einer der Datenflächenoberflächen der Platteneinheit 10 illustriert. Eine Serie von Datenspuren sind durch ihre Mittellinien 250, 251 usw. dargestellt. Jede Spur umfaßt eine Serie von Sektoren, von denen jede ein Servofeld 254, gefolgt von einem Datenfeld 256, enthält. Die Servofelder 254 umfassen zwei Sätze von Servosignalblöcken, die als "X" und "Y" bezeichnet werden. Jeder Block ist auf der Spurgrenze zentriert (nicht dargestellt), hat eine Weite von einer Spur und überspannt daher die Distanz zwischen zwei benachbarten Spurmittellinien. Die X- Blöcke sind auf alternierenden Spurgrenzen zentriert und die Y-Blöcke sind auf alternierenden Grenzen zentriert, die bezüglich der Blöcke X versetzt sind. Daher wird, wenn die Platte unter einem Lese/Schreibkopf 256 rotiert, der über der Spurmittellinie 251 zentriert ist, ein Abschnitt eines X- Servoblocks gefolgt von einem Abschnitt eines Y-Servoblocks unter dem Kopf passieren. Das System bestimmt die radiale Position des Kopfes 262 unter Bezugnahme auf die Mittellinie 251, indem die relativen Verhältnisse der Weiten der unter dem Kopf passierenden X- und Y-Blöcke festgestellt werden.
Insbesondere enthält jeder X- oder Y-Servoblock ein magnetisch aufgezeichnetes Hochfrequenzbündel. Die Amplitude des von dem X-Block durch den Kopf 262 empfangenen Bündels wird mit der von dem nachfolgenden Y-Block empfangenen Amplitude verglichen. Gleichheit der beiden zeigt an, daß der Kopf auf der Mittellinie 251 zentriert ist; falls sie ungleich sind, ist die Größe der Differenz der detektierten Amplituden ein Maß für die Abweichung des Kopfs 262 von der Mitte.
Es ist zu bemerken, daß, wenn der Kopf 262 über einer ungeradzahligen Spur positioniert wird, wie beispielsweise die Spur 251, die X-Servoblöcke in radialer Richtung äußere Blöcke bezüglich der Spurmittellinie und die Y-Blöcke in radialer Richtung innere Blöcke sind. Umgekehrt sind die Y- Blöcke äußere Blöcke und die X-Blöcke sind innere Blöcke, wenn der Kopf 262 über einer geraden Spur positioniert wird. Dies verursacht die Abhängigkeit des Verlaufs des von den X- und Y-Blöcken abgeleiteten Positionsfehlersignals davon, ob die Spur geradzahlig oder ungeradzahlig ist, ein Faktor, der für die Operation des eingebetteten Servodetektors 36 in Betracht gezogen wird.
Es ist daher verständlich, daß die X- und Y-Servoblöcke der Fig. 2B nicht mit hoher Genauigkeit in der Umfangsrichtung positioniert werden müssen. Sie sollten in Umfangsrichtung voneinander durch einen Abstand entfernt sein, der größer als die Weite des magnetischen Spalts des Kopfes 262 ist, so daß der Kopf nicht Energie eines X-Block gleichzeitig mit dem Empfang von Energie eines Y-Blocks erhält. Weiterhin sollten Totzonen vor den X-Blöcken und nach den Y-Blöcken sein, so daß der Kopf 262 keine anderen Signale empfangen wird, wenn er X-Block- oder Y-Block-Signale empfängt. Davon abgesehen ist die umfangsmäßige Positionierung dieser Servoblöcke einer relativ großen Toleranz unterworfen, die von den Randbedingungen, die durch die in der Detektion der Servoinformation verwendeten Taktsignale erzwungen werden, abhängt.
Ein sich ergebendes wichtiges Merkmal dieser Anordnung ist die Fähigkeit, die Platteneinheit selbst zur Aufzeichnung der eingebetteten Servosignale zu benutzen. Ein sehr genaues Servoaufnahmesystem muß nur dann verwendet werden, wenn die Signale auf der dedizierten Servooberfläche aufgezeichnet werden. Die aus dieser Oberfläche wiedergewonnenen Signale können dann durch das dargestellte Laufwerk selbst verwendet werden, um die eingebettete Servoinformation auf den anderen Datenoberflächen aufzuzeichnen.
Die Fig. 6 ist ein Diagramm des Detektors 36, der die eingebetteten Servosignale detektiert und als Antwort darauf die eingebetteten Positionsfehlersignale entwickelt. Die in der Fig. 6 verwendeten verschiedenen Taktsignale werden durch einen Decodierer 262 generiert, dessen Eingang der Inhalt des Zählers 186 der Fig. 10 ist. Das Takten dieser Signale und die von dem Demodulator 36 verarbeiteten Signale werden in der Fig. 7 dargestellt.
Bezugnehmend auf die Fig. 6 läuft der Eingang zu dem Demodulator 36, von der Kopfauswahl- und Verstärkereinheit 32 aus, durch einen Summierer 264 zu einem Eingangsverstärker 266. Der Ausgang des Verstärkers 266 wird durch einen L-C-Speicherkreis 268 geführt, dessen Resonanzfrequenz gleich der Frequenz innerhalb des Signalsbündels ist, die in jedem der X- und Y-Servodatenblöcke (Fig. 2B) enthalten ist.
Der Speicherkreis 268 wird durch ein RESET-L-C-Speichersignal des Decodierers 262 aktiviert und deaktiviert, wobei dieses Signal effektiv den Speicherkreis zu anderen Zeiten als den Ankunftszeiten der X- und Y-Bündel, dargestellt in der Fig. 7, kurzschließt. Die Form des Ausgangs des Speicherkreises 268 wird ebenfalls in der Fig. 7 dargestellt.
Der Ausgang des Speicherkreises 268 wird durch einen Verstärker 270 zu einem Ganzwellengleichrichter 272 geleitet, dessen Ausgang durch einen Tiefpaßfilter 274 gefiltert wird. Das gefilterte Signal läuft anschließend durch einen Schalter 276 und einen rücksetzbaren Integrator 278, wobei ein typischer Integratorausgang in der Fig. 7 dargestellt ist. Von dem Integrator 278 laufen die Signale durch einen Puffer 280 zu einem Paar von Abtast-und-Halte-Schaltungen 282 und 284. Falls das in dem Integrator 278 enthaltene Servobündel von einem äußeren Block stammt, wird es in der Schaltung 282 abgetastet und gehalten. Falls es von einem inneren Block stammt, wird es in der Schaltung 284 gehalten. Daher enthalten die Abtastund-Halteschaltungen 282 und 284 an dem Ende jedes eingebetteten Servofeldes die aktualisierten Spannungen, die den ermittelten Amplituden in den äußeren und inneren Servoblöcken in der Datenspur entsprechen, auf der der ausgewählte Datenkopf positioniert ist.
Die Inhalte der Abtast-und-Halte-Schaltungen werden durch Pufferverstärker 286 und 288 zu einer automatischen Verstärkungsfaktorsteuerungsschaltung geleitet, die allgemein mit 290 angezeigt ist. Nach der Verstärkungsfaktorkorrektur durch die Schaltung 290 werden sie in einem Differenzverstärker 292 subtrahiert, dessen Ausgang das eingebettete Spurfehlersignal ist.
Unter weiterer Bezugnahme auf die Fig. 6 laufen insbesondere in der automatischen Verstärkungsfaktorsteuerungsschaltung 290 die äußeren und inneren Signale durch Schalterdämpfer 294 und 296, Tiefpaßfilter 298 und 300 und Pufferverstärker 302 und 304. Die Ausgänge der Pufferverstärker werden einem Differenzverstärker 292 zugeführt. Sie werden ebenfalls dem Summierer 306 zugeführt, der die Summe ihrer Spannungen mit einer Referenzspannung vergleicht. Ein Spannungsvergleicher 308 belegt seinen Ausgang, wann immer die Summe der Ausgangsspannungen der Pufferverstärker 302 und 304 die Referenzspannung übersteigt. Als Antwort auf den Belegungspegel schaltet ein Schaltungstreiber 310 die Dämpfer 294 und 296 in ihren Dämpfungszustand. Dies läßt mit den dargestellten Dämpfern, von denen jeder einen seriellen Widerstand und einen Umgebungsschalter enthält, die Ausgangsspannungen der Dämpfer auf Null fallen. Die Ausgangsspannungen der Tiefpaßfilter 298 und 300 beginnen daraufhin abzunehmen, und wenn deren Summe kleiner als die an den Summierer 306 angelegte Referenzspannung wird, setzt der Vergleicher 308 seinen Ausgang zurück. Daraufhin werden die Dämpfer 294 und 296 in ihren nichtdämpfenden Zustand geschaltet, so daß die Ausgangsspannungen der Tiefpaßfilter 298 und 300 wiederum beginnen zuzunehmen.
Während des Betriebs werden die Dämpfer 294 und 296 schnell zwischen ihren dämpfenden und nichtdämpfenden Zuständen hin- und hergeschaltet, wobei die Rate, mit der dieses Schalten passiert, von der Zeitkonstanten der Tiefpaßfilter 298 und 300 und der Totzone des Vergleichers 308 abhängt. Vorzugsweise hat der Vergleicher 308 eine vernachlässigbare Totzone und daher werden die Dämpfer 294 und 296 mit einer hohen Rate, d. h. 1-5 MHz, geschaltet. Die Verstärkungsfaktorsteuerungsschaltung 290 hat daher eine schnelle Antwortzeit, typischerweise von einigen Mikrosekunden, um die Eingangssignalbedingungen zu wechseln, und kann weiterhin einen weiten Bereich von Eingangssignalpegeln unterbringen.
Die Schaltung des Geschwindigkeitsschätzers 58 (Fig. 1A) ist in der Fig. 14 dargestellt. Während der Suchoperationen leitet der Geschwindigkeitsschätzer 58 seine Signale durch die Differenzierung der entsprechenden Positionsfehlersignale ab, die von dem dedizierten Servodatendemodulator 40 geliefert werden (Fig. 1B). Aus der Fig. 3B kann entnommen werden, daß der mittlere Spannungsabschnitt des (A-C)-Signals auftritt, wenn der Servokopf über den als "00" bezeichneten Spuren ist. Dieser mittlere Abschnitt ist der linearste Teil des Signals. Daher wird er für die Geschwindigkeitsschätzung benutzt und wie im folgenden beschrieben wird, ebenfalls zur Positionsschätzung. Aus demselben Grund wird das (D-B)-Signal verwendet, wenn der Servokopf über einer "01"-Spur ist, das (C-A)- Signal wird verwendet, wenn der Kopf über einer "10"-Spur ist und das (B-D)-Signal wird verwendet, wenn der Kopf über einer "11"-Spur ist. Der Geschwindigkeitsschätzer 58 wählt diese Signale mit Mitteln der Spurzuweisung aus, die von der Spuridentifizierungseinheit 68 bereitgestellt werden (Fig. 1A).
Zurückkehrend zur Fig. 14 werden insbesondere die Positionssignale des Demodulators 40 auf einen Satz von Differenzierereingangsabschnitten 312, 314, 316 und 318 gelegt, von denen jeder einen seriellen Kondensator 320 und einen seriellen Widerstand 322, gefolgt von einem Schalter 324, enthält. Die Schalter 324 werden benutzt, um selektiv die Eingangsabschnitte 312 - 318 mit einem Differenziererausgangsabschnitt 326 zu verbinden, der einen Operationsverstärker 326a umfaßt, der durch einen Widerstand 326b mit einer Rückkopplung versehen ist. Für die Geschwindigkeitsschätzung während der Spurnachfolgeoperationen wird das negative Positionsfehlersignal des Positionsschätzers 44 (Fig. 1A) auf einen Differenzierereingangsabschnitt 328 gelegt, der als ein zusätzliches Element einen Inverter 330 wegen der invertierten Natur des Eingangssignales bezüglich dieses Abschnitts umfaßt.
Für die zwei Modi eines normalen Systembetriebs wird der Geschwindigkeitsschätzer durch ein dediziertes/eingebettetes Auswahlsignal der Antriebssteuerungseinheit 30 geschaltet. Wenn dieses Signal gesetzt ist, schaltet es einen Satz von Toren 332 bis 338' um Spur-Typsignale von der Identifizierungseinheit 68 durchlaufen zu lassen. Diese Signale steuern die Schalter 324 in den Differenzierereingangsabschnitten 312 bis 318. Daher wird, in Übereinstimmung mit der Spurtyp- Identifizierung, das geeignete Eingangssignal des Demodulators 40 differenziert, um das Geschwindigkeitsausgangssignal des Schätzers 58 zu liefern. Wenn das dedizierte/eingebettete Signal der Steuerungseinheit 30 abgeschaltet ist, d. h. während Spurnachfolgeoperationen, gibt der Ausgang eines Inverters 340 den Schalter 324 in dem Eingangsabschnitt 328 frei, so daß die Geschwindigkeitsausgabe aus dem zusammengesetzten Spurfehlersignal abgeleitet wird.
Ein Merkmal der Schaltung ist die Konfiguration von jedem der Schalter 324. Jeder Schalter ist ein Zweipositionsschalter, der, wenn freigegeben, seinen Differenzierereingangsabschnitt mit dem Ausgangsabschnitt 326 verbindet. Wenn der Schalter abgeschaltet ist, ist er nicht einfach geöffnet, sondern er verbindet den Eingangsabschnitt mit Erde. Daher wird die rechte Elektrode des Kondensators 320 in diesem Abschnitt auf Erdpotential gehalten. Ferner wird das Eingangsterminal des Verstärkers 326b auf Erdpotential durch die negative Rückkopplung gehalten, die von dem Widerstand 326b bereitgestellt wird. Wenn einer der Schalter 324 freigegeben wird, ist daher die rechte Elektrode des Kondensator 320 in diesem Eingangsbereich bereits auf dem gleichen Potential wie das Eingangsterminal des Differenziererausgangsabschnitts 326. Konsequenterweise gibt es keinen Stromstoß als Ergebnis des Freigebens von irgendeinem der Schalter, mit einer daraus resultierenden Verhinderung von Spannungsspitzen in dem Geschwindigkeitssignal.
Der Geschwindigkeitsschätzer 58 umfaßt weiterhin eine neue Anordnung zur Reduktion der Effekte von hochfrequentem Rauschen des Geschwindigkeitssignals. Die Differenzierung, die das Geschwindigkeitssignal liefert, betont ebenfalls die hochfrequenten Rauschkomponenten, die einen ungünstigen Einfluß auf den Systembetrieb haben können. Man könnte den Effekt eines derartigen Rauschens reduzieren, indem das Geschwindigkeitssignal durch einen Tiefpaßfilter geleitet wird, der eine geeignete, hohe Halbwertsfrequenz besitzt. Ein Filter wird jedoch die Phase der Signalkomponenten bei niedrigen Frequenzen und insbesondere bei Frequenzen innerhalb des Durchlaßbandes des Servoloops beeinflussen, so daß ein Instabilitätsproblem entsteht, falls ein hoher Loopverstärkungsfaktor verwendet wird. Anstatt der Benutzung eines konventionellen Tiefpaßfilters wird das Rauschen durch die geeignete Auswahl des mit dem Verstärker 326a verbundenen konventionellen Anstiegsgeschwindigkeitskondensators reduziert. Dieser Kondensator, der mit 326c bezeichnet ist, hat eine wesentlich höhere Kapazität als konventionelle Anstiegsgeschwindigkeitskondensatoren, z. B. 30 pf. Die Anstieggeschwindigkeitssteuerung in einem konventionellen Operationsverstärker liefert eine im wesentlichen nicht beeinflußte Verstärkungsfaktor- und Phasencharakteristik gegenüber einer Anstiegsgeschwindigkeit (Frequenz-Amplituden-Kombination), die von dem Anstiegsgeschwindigkeitskondensator bestimmt wird. Bei dieser Frequenz gibt es einen scharfen Wechsel in der Charakteristik, wobei der Verstärkungsfaktor mit einer hohen Rate abfällt. Die Kapazität des Kondensators 326c wird auf eine Anstiegsgeschwindigkeit gesetzt, die einer Schlittenbeschleunigung entspricht, die geringfügig größer als die maximale Beschleunigung ist, zu der das Positionierungssystem fähig ist. Dieses reduziert wesentlich das Rauschen in dem Geschwindigkeitssignal, wobei die Verstärkungsfaktor- und Phasencharakteristiken des Servoloops unbeeinträchtigt bleiben.
Fig. 15 zeigt den in dem Positionsschätzer 44 verwendeten Schaltkreis. Die Positionsfehlersignale des dedizierten Servodemodulators 40 werden von einer Anzahl von Schaltern 342 empfangen, die diese Signale selektiv einem Pufferverstärker 344 zuführen. Jeder Schalter 342 wird in Übereinstimmung mit der Spurtypidentifizierung freigegeben, die von der Spuridentifizierungseinheit 68 geliefert wird. Diese gibt das entsprechende Eingangssignal auf den Verstärker 344 entsprechend dem Spurtyp, über dem der ausgewählte Datenkopf positioniert ist (Fig. 3B). Der Ausgang des Verstärkers 344 wird auf einen Selektorschalter 346 gelegt. Das gleiche Signal wird ebenfalls über einen Hochpaßfilter 348 auf eine Summierverbindung 350 geleitet. Der eingebettete Spurfehler des Demodulators 36 wird ebenfalls auf die Summierverbindung 350 gelegt, dessen Ausgang wiederum auf den Selektorschalter 346 gelegt wird. Das durch den Schalter 346 ausgewählte Signal wird auf das Eingangsterminal eines Verstärkers 352 gegeben, der mit einer dargestellten negativen Rückkopplung versehen ist. Der Ausgang des Verstärkers 352 ist das zusammengesetzte Spurfehlersignal.
Der Schalter 346 arbeitet in Abhängigkeit von dem dedizierten/eingebetteten Signal der Steuereinheit 30. Wenn dieses Signal gesetzt wird, gibt der Schalter 346 nur das dedizierte Spurfehlersignal auf den Verstärker 352. Das resultierende zusammengesetzte Spurfehlersignal wird in dem Servosystem verwendet, wenn der ausgewählte Datenkopf innerhalb 2,5 Spuren der ausgewählten Spurmittellinie, aber noch mehr als einen halben Spurabstand von der Mittellinie entfernt ist. Wenn sich der ausgewählte Kopf innerhalb einer Distanz einer Halbspur von seiner Zielmittellinienposition befindet, schaltet die Steuerungseinheit 30 das dedizierte/eingebettete Signal ab, so daß der Schalter 346 die Summierverbindung 350 mit dem Verstärker 352 verbindet. Der zusammengesetzte Spurfehler ist dann die Summe des eingebetteten Spurfehlers und des Ausgangs des Hochpaßfilters 348. Insbesondere ist er die Summe des eingebetteten Spurfehlersignals und der Hochfrequenzkomponenten des dedizierten Spurfehlersignals. Die summierten Signale haben die in den Kästen 348 und 354 der Fig. 15 algebraisch gezeigten Charakteristiken.
Die Charakteristiken dieser Signale werden graphisch in den Fig. 16A und 16B dargestellt. Wie in der Fig. 16A gezeigt wird, sind die Frequenzcharakteristiken des eingebetteten Positionfehlersignals, während es einen Hochfrequenzabfall bei der Abtastfrequenz fs zeigt, nicht die gleichen wie die Charakteristiken eines Tiefpaßfilters.
Insbesondere zeigt dieses Signal eine deutliche Phasenverzögerung bei einer Frequenz, die viel geringer ist als die Amplitudengrenzfrequenz. Falls man das eingebettete Fehlersignal durch einen Tiefpaßfilter und das dedizierte Signal durch einen Hochpaßfilter leitet und anschließend beide kombiniert, wie es üblicherweise getan wird, resultiert daraus, daß die allgemeine Halbwertsfrequenz beider Filter ungehörig niedrig sein muß, um Probleme zu vermeiden, die von der Phasencharakteristik des eingebetteten Fehlersignals stammen. In der Tat ist die allgemein übliche Halbwertsfrequenz in früheren Systemen 100 Hz. Da der Plattenpositionsservoloop im allgemeinen eine Bandbreite in der Größenordnung von 500 Hz hat, resultiert die Erniedrigung des eingebetteten Fehlersignals bei einer derartig niedrigen Frequenz in einem Verlust von einem Großteil der hochgenauen Positionsinformation, die in diesem Signal enthalten ist.
Ein wesentlich verbessertes zusammengesetztes Fehlersignal kann dadurch erhalten werden, daß das eingebettete Fehlersignal nicht gefiltert wird, wie es in der Schaltung der Fig. 15 dargestellt ist. Das dedizierte Fehlersignal wird durch einen Hochpaßfilter geschickt, der eine Halbwertsfrequenz hat, die wesentlich höher ist als in bekannten Systemen. Beispielsweise wurde empirisch herausgefunden, daß ein Verhältnis von ungefähr 4 : 1 zwischen der Abtastfrequenz des eingebetteten Fehlersignals und der Halbwertsfrequenz des Hochpaßfilters 348 (Fig. 15) ein hochgenaues, schnell antwortendes zusammengesetztes Positionsfehlersignal liefert.
Angenommen, daß jeder der Datenspuren 64 Sektoren enthält und die Rotationsgeschwindigkeit der Platten 3600 rpm ist, wird die Abtastfrequenz für das eingebettete Fehlersignal 3840 Hz sein, wie es in der Fig. 16A dargestellt ist. Mit dem Filter 348 der Fig. 15, der eine Halbwertsfrequenz von 1 KHz hat, wird das gefilterte dedizierte Fehlersignal die in der Fig. 16B dargestellten Frequenzcharakteristiken zeigen. Das zusammengesetzte Signal wird dann die in der Fig. 16C gezeigten Charakteristiken aufweisen. Wie hier gezeigt wird, hat dieses Signal, das einen vollen Beitrag des eingebetteten Fehlerpositionssignals umfaßt, auszeichnete Phasen und Verstärkungsfaktorcharakteristiken jenseits der nominalen 500 Hz Bandbreitengrenze des Servoloops. Daher macht der hier beschriebene zusammengesetzte Positionsfehlerschätzer vollen Gebrauch von dem eingebetteten Positionsfehlersignal, ohne an der Loopinstabilität zu leiden.
Der Positionsschätzer 44 umfaßt eine Anordnung zur Vermeidung von Spannungsspitzen, wenn der Hochpaßfilter 348 eingeschaltet wird, die derjenigen des Geschwindigkeitsschätzers 58 (Fig. 14) ähnlich ist. Der Filter 348 weist einen Kondensator 357 in Serie mit einem Widerstand 359 auf, wobei ein Schalter 361 den Kondensator mit dem Widerstand 359 verbindet, wenn das eingebettete/dedizierte Signal gesetzt ist. Während anderer Zeiten verbindet er den Kondensator mit Erde, dem Potential an dem Eingangsterminal des Verstärkers 352. Daher verursacht der Filter, wenn er mit dem Verstärker verbunden ist, keinen Stromimpuls in dem Verstärkereingang.
Wenn das hier beschriebene System verwendet wird, um die eingebetteten Servodaten auf die Datenplatten zu schreiben, müssen die Positionsfehlersignale alleine aus der dedizierten Servoplatte abgeleitet werden. Wie im vorangegangenen im Zusammenhang mit der Beschreibung der Fig. 2B beschrieben wurde, sind zusätzlich die eingebetteten Servoblöcke 258 und 260 eine halbe Spur von den Mittellinien der Datenspuren versetzt. Das heißt, sie sind auf den Grenzen der Datenspuren zentriert. Übergehend zur Fig. 3B wird es klar, daß die (A- C)-, usw. Fehlersignale, die von dem dedizierten Servodemodulator 40 der Fig. 1B geliefert werden, für eine derartige Halbspurpositionierung verwendet werden können. Beispielsweise ist die Summe der (C-A)- und (B-D)-Signale an der Grenze J zwischen den "10"- und "11"-Spuren Null. Weiterhin wächst diese Summe mit der Bewegung des Kopfes in die Vorwärtsrichtung von dieser Grenze an und nimmt mit der Bewegung des Kopfes in die entgegengesetzten Richtung ab. Entsprechend kann die Summe dieser beiden Signale zur Positionierung der Datenköpfe auf den Grenzen zwischen "10"- und "11"-Datenspuren verwendet werden. Gleichermaßen können andere additive Kombinationen der in der Fig. 3B dargestellten Signale verwendet werden, um die Datenköpfe zum Schreiben der eingebetteten Servoblöcke auf andere Spurgrenzen zu positionieren.
Bezugnehmend auf die Fig. 15 stellt die Steuerungseinheit 30 während der Spurgrenzen- oder "Halbspur"-Positionierung der Datenköpfe den Schaltern 342 Auswahlsignale bereit, die Paare von Eingangssignalen in Übereinstimmung mit den in der Fig. 3B dargestellten Signalmustern auswählen. Die Summe der zwei ausgewählten Signale wird daher dem Pufferverstärker 344 zugeführt, und, mit dem dedizierten/eingebetteten Signal gesetzt, wird diese Summe als der Ausgang des Positionsschätzers 44 verwendet, um die Datenköpfe zu positionieren. Um diesen Operationstyp unterzubringen, wurde ein Satz von Widerständen 356 gleichen Widerstandes in Serie mit dem Schalter 342 aufgenommen. Der Pufferverstärker 344 hat einen im wesentlichen unendlichen Eingangswiderstand. Daher wird, wenn ein einzelner Schalter 342 freigegeben ist, das entsprechende Eingangssignal von dem Pufferverstärker 34 ohne Abschwächung empfangen. Andererseits dienen die zwei betroffenen Widerstände 356 als Spannungsteiler, die jede der Signalamplituden um die Hälfte reduzieren, wenn ein Paar von Eingangssignalen für die Spurgrenzen-Operation ausgewählt wird. Die Summe der beiden Amplituden ist daher gleich der Amplitude eines einzelnen Eingangssignals, und der Servoloop kann mit demselben Verstärkungsfaktor wie bei dem normalen Betrieb operieren.
Wie im vorangegangenen bemerkt wurde, übernimmt gegen das Ende einer Suchoperation, wenn der Servokopf 27 (Fig. 1) innerhalb 2,5 Spurweiten der Bestimmungsspur ist, der Servopositionierungsloop die Führung. Insbesondere schließt die Antriebssteuerungseinheit 30 den Positionsmodeschalter 54 (Fig. 1B), um das zusammengesetzte Spurfehlersignal auf den Summierer 56 zu legen. Ebenso wird das dedizierte/eingebettete Signal gesetzt, so daß das Spurfehlersignal nur aus dem Ausgang des dedizierten Servodatendemodulators 40 (Fig. 1B) besteht. Unter Bezugnahme auf die Fig. 3B wird beispielsweise angenommen, daß die Bestimmungsspur eine "00"-Spur ist, deren Mittelinie sich an dem mit 367 bezeichneten Punkt befindet. Wenn der Servokopf über dieser Spur ist, kann das (A-C)-Signal als ein Positionsfehlersignal verwendet werden. Jedoch angenommen, daß der Kopf sich der Bestimmungsspur von links nähert, kann dieses Signal nicht verwendet werden, bevor der Kopf an der Mittellinie der vorangegangenen "11"-Spur ankommt.
Daher veranlaßt die Antriebssteuerungseinheit 30 (Fig. 1B) den Positionsschätzer 44 (Fig. 1B) das (B-D)-Signal auszuwählen, wenn der Kopf die Grenze K zwischen den mit "01" und "10" in der Fig. 3B bezeichneten Spuren erreicht. Zur gleichen Zeit legt die Antriebssteuerungseinheit einen Versatz bzw. Offset an den Digital/Analogwandler 60 an, der einer nach unten gerichteten Verschiebung der (B-D)-Kurve um ein solches Maß entspricht, das sie als eine lineare Erweiterung des. (A-C)-Signals an der Grenze "L" zwischen den "11"- und "00"-Spuren dienen läßt. Wie es der Fig. 3B entnommen werden kann, entspricht der Versatz insbesondere dem Abstand einer Spur. Wenn der Kopf die Spurgrenze "L" erreicht, entfernt die Antriebssteuerungseinheit 30 den Versatz und schaltet das "A- C"-Signal auf das Eingangsterminal des Positionsschätzers 44. Das Servosystem fährt dann fort, den Kopf innerhalb der Zielspur "00" zu bringen. An diesem Punkt schaltet die Steuerungseinheit das dedizierte/eingebettete Signal ab, um den Ausgang des Positionsschätzers 44 in eine Kombination aus den dedizierten und dem eingebetteten Fehlersignalen, wie im vorangegangenen beschrieben, zu ändern.
Während der Spurgrenzoperationen werden die Signale des Demodulators 40, die von dem Postionsschätzer 44 verwendet werden, aus allen vier der Servosignale (A, B, C und D) der dedizierten Servospur abgeleitet. Entsprechend, unter Bezugnahme auf die Fig. 8, veranlaßt ein Halbspur-Signal der Steuerungseinheit 30 den Selektorschalter 128, die Summe aller dieser Signale zur automatischen Verstärkungsfaktorsteuerungsrückkopplung auszuwählen.
Das dargestellte Plattenlaufwerk umfaßt weiterhin Vorkehrungen, um Korrekturen an die zusammengesetzten Positionsfehlersignale anzubringen. Es gibt zwei Typen von Korrekturen: einer ist die Kombination von verschiedenen Versatz- oder Nullinienverschiebefaktoren des Systems. Der Nettoeffekt dieser Faktoren ist es,den Nullpunkt des zusammengesetzten Spurfehlersignals zu verschieben, mit dem Resultat, daß das System die Köpfe an Positionen hält, die von der gewünschten Spurmittellinienposition verschoben sind. Der zweite Typ von Korrekturen ist von einer mehr dynamischen Natur. Er kompensiert Faktoren wie Spurabweichungen und auf den Schlitten 20 ausgeübte Vorspannungskräfte (Fig. 1B). Diese Faktoren sind Funktionen der Winkelposition der Platten und der entsprechenden radialen Position der Köpfe.
Einige der Versatzfehler werden durch eine Versatzkorrekturspannung korrigiert, die von einem Digital/Analogwandler 358 zur Korrektur des Versatzes (Fig. 1A) in den Positionsschätzer 44 (Fig. 15) injiziert wird. Andere werden durch die Justierung der digitalen Signale korrigiert, die dem Geschwindigkeitskommando-Digital/Analogwandler 60 zugeführt werden. Die Antriebssteuerungseinheit 30 der Fig. 1B ist zum Durchlaufen der folgenden Routine programmiert, um die verschiedenen Versatzkorrekturfaktoren sicherzustellen und anzuwenden.
Bezugnehmend auf die Fig. 1A legt die Steuerungseinheit 30 zuerst ein Erdpunktkalibrierungssignal an den Tiefpaßfilter 360, der normalerweise sein Eingangssignal von dem Positionsschätzer 44 empfängt, und legt dessen Ausgangssignal auf einen Analog/Digitalwandler 362. Das Erdpunktkalibrierungssignal erdet den Eingang des Filters 360 und die Antriebssteuerungseinheit 30 übernimmt den Ausgang des Wandlers 362. Jeder von Null verschiedene Ausgang zeigt einen Versatz innerhalb der Kombination des Filters 360 und des Wandlers 362 an.
Die Steuerungseinheit 30 schaltet dann das Erdpunktkalibrierungssignal ab und legt ein Kalibrierungsgenerierungsfreigabesignal auf den eingebetteten Servodatendemodulator 36 (Fig. 1B). Wie in der Fig. 6A gezeigt wird, gibt dieses Signal einen Rechteckwellengenerator 364 frei, der seine Rechtecksignale auf die Summierverbindung 264 an dem Eingang des Demodulators 36 anlegt. Die Kopfauswahleinheit 32 wird abgeschaltet und die Rechtecke des Generators 364 stellen daher den einzigen Eingang des Demodulators 36 dar. Falls es einen Nullpunktversatz in dem Demodulator gibt, wird er dann als ein Ausgangssignal des Demodulators 36 erscheinen.
Zurückkehrend zur Fig. 1A, lädt die Antriebssteuerungseinheit einen Inhalt von Null in den Digital/Analogwandler 358, so daß jeder Versatz in dem Wandler auf den Positionsschätzer 44 zusammen mit jedem Versatz in dem eingebetteten Servodatendemodulator 36 gelegt wird. Ferner setzt die Steuereinheit 30 das dedizierte/eingebettete Signal. Der zusammengesetzte Spurfehler des Positionsschätzers 44 umfaßt daher die Versatze des Demodulators 36 und des Digital/Analogwandlers 358. Es umfaßt keinerlei Versatze des dedizierten Servodatendemodulators 40, da diese durch den Hochpaßfilter 348 (Fig. 15) ausgeschlossen sind.
Die zu bestimmenden zwei Versatze werden daher durch den Tiefpaßfilter 360 auf den Analog/Digitalwandler 362 geleitet, und die Antriebssteuerungseinheit 30 übernimmt dann die resultierenden digitalen Darstellungen der Summe dieser zwei Versatze. Sie modifiziert die Summe in Übereinstimmung mit dem im vorangegangenen gemessenen Versatz in dem Filter 360 und dem Wandler 362. Sie verwendet dann diese Zahl als die Grundlage für die Justierung des Wandlers 358 und iteriert, bis ein Korrekturwert erreicht wird, der die zusammengesetzte TE-Spannung im wesentlichen auf Null bringt. Schließlich speichert sie das Ergebnis in einem Speicher 363. Während der Spurnachfolgeoperationen gibt die Steuerungseinheit 30 das Ergebnis auf den Digital/Analogwandler 358. Der Wandler 358 versorgt daher den Positionsschätzer 44 mit einer Korrekturspannung, die die Versatze (Offsets) in dem Demodulator 36 und dem Wandler 358 kompensiert.
Während normaler Spurnachfolgeoperationen des Systems sind Versatze in dem Ausgang des dedizierten Servodemodulators 40 für die Systemoperation unbedeutend, da sie von dem Hochpaßfilter 348 (Fig. 15) entfernt werden. Die Gleichstromkomponenten in den Ausgängen des Demodulators 40 werden jedoch verwendet, um die Datenköpfe an ihren Spurgrenzpositionen zu halten, wenn das System zum Schreiben der eingebetteten Servosignale auf den Datenoberflächen verwendet wird. Unter Bezugnahme auf die Fig. 3B wird beispielsweise die graphische Repräsentation des (A-C)-Signals als eine Funktion der Kopfposition betrachtet. Dieses Signal hat einen nominellen Nullwert an den mit 365, 366 und 367 bezeichneten Spurmittellinien. Insbesondere durchläuft das Signal einen kompletten Zyklus, während sich der Servokopf von der Mittellinie 365 zu der Mittellinie 367 bewegt. Falls es einen Versatz in diesem Signal gibt, wird es eine Verschiebung der Nullpunkte geben, so daß die Entfernung des Nullpunktes 365 zu dem Nullpunkt 366 sich von der Entfernung des Nullpunktes 366 zu dem Nullpunkt 367 unterscheiden wird. Das System berechnet den Versatz im Effekt durch das Messen dieser Entfernungen.
Um den Versatz in dem (A-C)-Signal zu messen, schaltet die Antriebssteuerungseinheit 30 insbesondere das dedizierte/eingebettete Signal ab, wählt eines der Eingangssignale für den Positionsschätzer 44 aus, beispielsweise (A-C), und beginnt eine Suchoperation mit einer geringen, konstanten Geschwindigkeit. Zur gleichen Zeit aktiviert sie eine dedizierte Servodemodulatorversatzmeßeinheit 368. Die Schaltung für die Meßeinheit 368 wird in der Fig. 17 dargestellt. Die Steuerungseinheit 30 schaltet ein Zählerfreigabesignal, das einen Flip-Flop 400 freigibt. Das zusammengesetzte Spurfehlersignal des Positionsschätzers 44 wird einem Vergleicher 402 zugeführt, und wenn das Spurfehlersignal einen positiven Übergang durchläuft, taktet es den Flip-Flop 400 und setzt ihn dadurch. Dies aktiviert ein Paar Tore 404 und 406. Das Tor 406 leitet daher den Ausgang des Vergleichers 402 auf den Freigabeeingang eines Zählers 408. Der Zähler beginnt daraufhin, Impulse eines Hochfrequenztaktes zu zählen. Wenn das Positionsfehlersignal einen Übergang auf dem negativen Abschnitt seiner Charakteristik durchläuft, schaltet der Vergleicher 402 seinen Ausgang ab, wobei der Zähler 408 deaktiviert wird. Mittels eines Inverters 410 aktiviert der Vergleicherausgang jedoch einen zweiten Zähler 412, die Taktimpulse zu zählen. Der Zähler 412 wird dann während des nächsten Übergangs des Ausgangs des Vergleichers 402 abgeschaltet. Es ist dann klar, daß der Zähler 408 während der positiven Abschnitte des (A-C)-Signals zählt und daß der Zähler 412 während der negativen Abschnitte zählt. Diese Operation wird eine wesentliche Anzahl derartiger Intervalle fortgeführt, die gezählt werden, um die Effekte des Rauschens zu reduzieren, wobei die Zähler die Intervalle von aufeinanderfolgenden positiven und negativen Abschnitten des Fehlersignals zählen. Wenn die Steuerungseinheit 30 feststellt, daß die Summe der Inhalte der Zähler 408 und 412 einen vorbestimmten Pegel erreicht, schaltet sie das Zählerfreigabesignal ab und der nächste ansteigende Übergang des Vergleichers 402 taktet den Flip-Flop 400, wobei der Flip-Flop zurückgesetzt wird und die Tore 404 und 406 ausgeschaltet werden. Bei dieser Anordnung messen die Zähler 408 und 412 die Längen einer gleichen Anzahl von "Halb-Zyklen" des Signals.
Der Unterschied in den Inhalten der Zähler 408 und 412 ist ein Maß für den Versatz des (A-C)-Fehlersignals. Die Antriebssteuerungseinheit 30 berechnet eine geeignete Änderung des Korrekturwertes. Sie verwendet dann diese Zahl als eine Basis zur Justierung des Wandlers 358 und iteriert diese Prozedur, bis ein korrigierter Wert etabliert wird, der den effektiv gemessenen Versatz in dem zusammengesetzten TE-Signal im wesentlichen auf Null bringt. Schließlich speichert sie den Korrekturwert in dem Speicher 363. Die Operation wird dann für die anderen Ausgangssignale des Demodulators 40 (Fig. 1B) wiederholt. Die derart erhaltenen Korrekturwerte werden dann zu einem Versatzkorrektur-Digital/Analogwandler 358 (Fig. 1A) während des Schreibens der eingebetteten Servosignale gesendet. Insbesondere verwendet die Antriebssteuerungseinheit 30 den Durchschnitt der Versatzkorrekturen für jedes Paar von Signalen des Demodulators 40, die von dem Positionsfehlerschätzer 44 während des Servoschreibens verwendet werden.
Schließlich mißt die Antriebssteuerungseinheit die Schlittenvorspannungskraft und den Spurfehler, wobei letztere Messung separat für jede Platte in der Platteneinheit 10 durchgeführt wird. Die Korrekturen, die zur Kompensation dieser Versatze notwendig sind, werden in den Speichern 370 und 372 (Fig. 1B) gespeichert. Die Steuerungseinheit 30 legt die Summe dieser Korrekturen auf den Digital/Analogwandler 52 (Fig. 1A) in Übereinstimmung mit der radialen Position der Köpfe (Vorspannungskraft) und der Winkelposition der Platten (Spurfehler). Obwohl es eine Anzahl von verfügbaren Verfahren zum Feststellen dieser Korrekturen gibt, wird das Verfahren bevorzugt, das in einer ebenfalls anhängigen Anmeldung offenbart ist, auf die im vorangegangenen Bezug genommen wurde.
Die Erfindung bezieht sich weiterhin auf ein Verfahren, in dem die Servosignale auf die dedizierte Servooberfläche geschrieben werden. Der Servokopf 27 hat eine Weite von zwei Servospuren, wie es im vorangegangenen erklärt wurde. Er kann daher ein ganzes A-, B-, C- oder D-Dibit auf einmal schreiben. Angenommen, daß die Servooberfläche in einer konventionellen Weise beginnend mit dem Anfang der Fig. 2A beschrieben werden soll. Der Datenkopf wird beim Schreiben des ersten S1-Dibits auf einen vollen positiven Strom schalten, dann auf einen vollen negativen Strom, wobei der negative Strom bis zu dem Beginn des S2-Dibits anbleiben wird, wo er auf voll positiv und anschließend auf einen vollen negativen Wert schalten wird, um dieses Dibit zu schreiben. Bei dem Erreichen der Position des A-Dibits wird die Polarität des Kopfstromes sich wieder ändern, um das magnetische Medium positiv zu polarisieren und anschließend auf einen negativen Wert schalten, um es negativ zu polarisieren. Unter der Vernachlässigung der Anwesenheit eines Teils eines D-Dibits zum Zwecke dieser Erklärung wird der Kopf fortfahren, das Medium in der negativen Richtung bis zur Position des nächsten S1- Dibits zu magnetisieren. Daher wird das Medium in der Region zwischen den Dibits in der negativen Richtung polarisiert sein. Diese Hintergrundpolarisation wird benötigt, um die Abwesenheit von unechten Signalen beim Lesen von der Platte sicherzustellen.
Nach der Beendigung der ersten Umdrehung der Plattenoberfläche wird der Kopf nach unten (Fig. 2A) um eine Spur bewegt werden, um die B-Dibits zu schreiben. Ein Weg, dies durchzuführen, besteht darin, so wie in der vorangegangenen Umdrehung zu verfahren und die unteren Hälften der A-Dibits wieder zu schreiben, wobei der negative Strom in dem Kopf angeschaltet bleibt, bis die Positionen der B-Dibits erreicht werden, und anschließend den Kopfstrom auf positiv ZU schalten und dann in die negative Richtung, um die B-Dibits zu schreiben.
Dieses Verfahren wirft zwei Probleme auf. Zuerst ist es schwierig, wenn nicht unmöglich, eine neue untere Hälfte eines Dibits zu schreiben, die im wesentlichen exakt mit der oberen Hälfte ausgerichtet sein muß. Diese Fehlausrichtung ist bei den Synchronisierungsdibits akzeptabel, aber bei den Positionierungsdibits beeinträchtigt es die Positionserkennungsfähigkeit des Systems. Zur Überwindung dieses Problems könnte man den Schreibstrom vor dem Erreichen jedes A- Dibits abschalten und anschließend vor dem Erreichen der Position des nachfolgenden B-Dibits wieder anschalten. Dies würde jedoch nicht das zweite Problem lösen, das während des Schreibens der C-Dibits auftreten würde.
Insbesondere wenn der Kopf zu der nächsten Spur zum Schreiben der C-Dibits bewegt wird, würde er das Medium in den Intervallen von den S2-Dibits zu den B-Dibits polarisieren müssen. Beim Passieren der A-Dibits würden die Randfelder des Kopfes die Magnetisierungen in den unteren Abschnitten der A-Dibits verändern. Dies wiederum würde die Charakteristiken der von den A-Dibits empfangenen Signale verändern, und insbesondere die Linearität des empfangenen Signals als eine Funktion der radialen Position nachteilig berühren.
Dieses Problem wurde gelöst, indem zuerst die gesamte Plattenoberfläche mit dem gewünschten Hintergrund oder der Zwischenbitpolarisation polarisiert wird. In diesem Falle, beim Schreiben beispielsweise der C-Dibits, muß der Servokopf nicht die Platte in den Abschnitten unterhalb der A-Dibits polarisieren, da diese Polarisation durchgeführt wurde, bevor die A-Dibits geschrieben wurden. Daher werden die A-Dibits durch das Schreiben der C-Dibits nicht berührt. Zum Schreiben beispielsweise der C-Dibits wird der Servokopf nach dem Schreiben der S2-Dibits abgeschaltet. Er wird in der negativen (Hintergrund) Richtung nach dem Passieren der B-Dibits wieder angeschaltet. Dies verursacht keinen Wechsel in der magnetischen Oberfläche, da diese bereits in der gleichen Richtung polarisiert ist. Dann, wenn die Position eines C-Dibits erreicht wird, wird die Polarität in die positive Richtung geschaltet, und dann wieder in die negative Richtung zurück, um das Dibit zu schreiben. Sie wird gerade lange genug zum Schreiben des C-Dibit angelassen und wird vor der D-Dibit-Periode abgeschaltet. Mit diesem Verfahren wird die Linearität der Positionssignale erreicht, die von den Positionierdibits abgeleitet werden, die zum Betrieb eines Kopfpositioniersystems mit engen Toleranzen benötigt wird.

Claims

Verfahren zum Schreiben von Servo-Übergängen (S1, S2, A, B, C, D, usw.) auf eine magnetische Datenoberfläche (16), die kreisförmige Datenspuren (77, 78, 79, . . . etc.) mit ersten und zweiten magnetischen Polarisationen hat, wobei jeder der Übergänge über eine radiale Ausdehnung geschrieben wird, die größer ist als der Abstand zwischen benachbarten Spuren, und das Verfahren die Schritte umfaßt:

A) Bewegen des magnetischen Kopfes (27) über die kreisförmigen Datenspuren; und

B) Schreiben von positionierenden Dibit-Übergängen auf die Spuren durch Schalten von Schreibströmen in dem magnetischen Kopf, um die zweite Polarisation gefolgt von der ersten Polarisation zu erstellen, und durch Abschalten der Schreibströme mindestens dann, wenn der Kopf ein vorhergehend geschriebenes Dibit in einer benachbarten Spur passiert;

dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren den Schritt aufweist, die magnetische Oberfläche mit der ersten Polarisation vorzupolarisieren, wobei dieser Schritt vor den Schritten A und B ausgeführt wird.