DE3344105C2 - - Google Patents
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- DE3344105C2 DE3344105C2 DE19833344105 DE3344105A DE3344105C2 DE 3344105 C2 DE3344105 C2 DE 3344105C2 DE 19833344105 DE19833344105 DE 19833344105 DE 3344105 A DE3344105 A DE 3344105A DE 3344105 C2 DE3344105 C2 DE 3344105C2
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Description
Die Erfindung betrifft einen Netzgleichrichter für zwei ver
schieden hohe Netzspannungen gemäß dem Oberbegriff des
Anspruchs 1.
Ein solcher Netzgleichrichter für zwei verschieden hohe Netz
spannungen ist aus der DE-PS 24 45 031 bekannt. Bei einer
solchen Schaltung ist es erforderlich, einen Punkt der
Gleichrichterbrücke über einen für beide Stromrichtungen
durchlässigen Schalter mit dem Verbindungspunkt der Ladekon
densatoren zu verbinden. Dieser Schalter ist dort als mecha
nischer Schalter ausgebildet. Ein mechanischer Schalter hat
den Nachteil eines unvermeidbaren Verschleißes. Außerdem er
möglicht ein mechanischer Schalter nicht ohne weiteres eine
selbsttätige Umschaltung zwischen den verschieden hohen Netz
spannungen. Hierzu müßte der Schalter als Kontakt eines Re
lais ausgebildet sein, das in Abhängigkeit von der Höhe der
Netzspannung gesteuert wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen zwischen den
Betriebsarten mit niedriger und hoher Netzspannung selbsttä
tig umschaltenden elektronischen Schalter und eine zugehöri
ge Steuerschaltung zu schaffen, die selbsttätig nur bei der
niedrigen Netzspannung eine Steuerimpulsfolge für den elek
tronischen Schalter erzeugt.
Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale
gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung
sind in den Unteransprüchen angegeben.
Durch die EP-OS 00 21 714 ist ein Netzteil bekannt, bei dem
zwischen einer Gleichrichterbrücke und dem Verbindungspunkt
von zwei Ladekondensatoren ein von der Netzspannung gesteuer
ter Triac liegt. Dieser Triac dient jedoch nicht zur Umschal
tung zwischen zwei verschieden hohen Netzspannungen, sondern
zur Stabilisierung der mit dem Netzteil erzeugten Gleichspan
nung.
Es ist auch bekannt (DE-OS 30 37 684), eine selbsttätige Um
schaltung für zwei verschieden große Netzspannungen mit einem Relais oder einem Thyristor durchzuführen. Dann ist eine
Bedienung von außen nicht mehr erforderlich, und es können
auch keine Bedienungsfehler auftreten. Diese Lösung ist rela
tiv teuer und arbeitet insbesondere wegen hoher Stromspitzen
bei der Umschaltung des Relais nicht ausreichend zuverläs
sig.
Es ist ferner eine Impulspaket-Steuerschaltung bekannt
(DE-OS 32 09 833), bei der die Netzspannung mit einem Triac
für eine durch ein Schaltsignal bestimmte Zeit an einen Ver
braucher angeschaltet wird. Durch eine logische Schaltung
wird erreicht, daß die Zündung des Triac stets im Nulldurch
gang der Netzspannung erfolgt. Die Aufgabe, aus zwei ver
schieden hohen Netzspannungen eine Gleichspannung gleicher
Größe zu erzeugen, wird dort nicht behandelt und auch nicht
gelöst.
Durch die Erfindung werden im wesentlichen folgende Vorteile
erzielt: Der Triac als Ersatz für einen mechanischen Schal
ter unterliegt keinem Verschleiß. Die Betätigung des durch
den Triac gebildeten Umschalters kann selbsttätig durch das
Netz in der Weise erfolgen, daß der Triac bei der niedrigen
Netzspannung gezündet wird und bei der hohen Netzspannung
gesperrt bleibt. Die Zündung des Triac kann so erfolgen, daß
der Gleichstrommittelwert des vom Netz entnommenen Stromes
in vorteilhafter Weise null ist, so daß der Anteil an Ober
wellen gering gehalten wird. Durch die Erzeugung des Steuer
impulses für den Triac in Abhängigkeit von der Netzspannung
wird erreicht, daß der Netzgleichrichter immer entsprechend
der jeweiligen Netzspannung arbeitet, und vermieden, daß der
Netzgleichrichter versehentlich in seiner Betriebsart für
niedrige Netzspannung an der hohen Netzspannung arbeitet und
somit eine zu hohe Gleichspannung abgibt oder zerstört wird.
Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert.
Darin zeigt
Fig. 1 ein vereinfachtes Prinzipschaltbild der erfindungs
gemäßen Lösung,
Fig. 2 das Ersatzschaltbild der Schaltung nach Fig. 1 bei
hoher Netzspannung,
Fig. 3 das Ersatzschaltbild für die Schaltung nach Fig. 1
bei niedriger Netzspannung,
Fig. 4 den Aufbau der Steuerschaltung zur Erzeugung des
Steuerimpulses für den Triac,
Fig. 5 Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der
Schaltung nach Fig. 4 und
Fig. 6 ein Schaltbild des gesamten Netzteils ein
schließlich der Steuerschaltung.
Dabei zeigen die kleinen Buchstaben, an welchen Punkten
in den Fig. 4, 6 die Spannungen gemäß Fig. 5 anstehen.
In Fig. 1 steht an den Netzklemmen A 1 und E 1 eine Netz
spannung Un, die über Widerstände R 1, R 2 an die Punkte
A, D der Gleichrichterbrücke mit den Dioden D 1, D 2, D 3,
D 4 angelegt ist. Der Brückenpunkt B liefert an der
Klemme H eine Gleichspannung U 1 und ist über zwei in
Reihe geschaltete Ladekondensatoren C 1, C 2 mit Erde ver
bunden. Zwischen der Netzklemme E 1 und dem Verbindungs
punkt E liegt der Triac TC 1, der an seiner Steuerelek
trode G von der Steuerschaltung ST 1 gesteuert wird. An
die Steuerschaltung ST 1 ist die Netzspannung Un ange
schlossen.
Bei der hohen Netzspannung von 220 V erzeugt die Steuer
schaltung ST 1 keine Zündimpulse für die Steuerelektrode G
des Triac TC 1, so daß die Klemmen E 1 und E nicht mit
einander verbunden sind. Dadurch wirkt die Schaltung als
Doppelweg-Gleichrichter gemäß Fig. 2 und erzeugt an der
Klemme H eine Gleichspannung U 1 = 300 V mit dem Spitzen
wert Un 1 der angelegten Wechselspannung Un. Als Ladekon
densator ist der durch die Reihenschaltung der Kondensa
toren C 1 und C 2 gebildete Kapazitätswert C′ wirksam.
Bei der niedrigen Netzspannung von 110 V ist der Triac TC 1 an
seiner Steuerelektrode G von der Steuerschaltung ST 1
für beide Stromrichtungen leitend gesteuert, so daß
gemäß Fig. 3 die Schaltung als Spannungsverdoppler
wirkt. Die positiven Halbwellen der Netzspannung
Un 2 erzeugen an dem Kondensator C 1 eine positive
Spannung mit dem Wert Un 2 und die negativen Halb
wellen an dem Kondensator C 2 ebenfalls eine Gleich
spannung mit dem Wert Un 2. Durch die Reihenschaltung
der Ladekondensatoren C 1, C 2 ergibt sich an der Klemme
H eine Gleichspannung mit dem Wert U 1 = 2 × Un 2,
also wiederum 300 V. Die Dioden D 4 und D 2 bleiben ge
sperrt.
Fig. 4 zeigt die Steuerschaltung ST 1, die an die Netz
klemmen A 1, E 1 angeschlossen ist und über eine monostabile
Kippstufe K 1 die Steuerspannung f für den Triac TC 1
liefert. Die Wirkungsweise dieser Schaltung wird im
folgenden nacheinander für Betrieb bei 220 V und 110 V
beschrieben.
Der Netzgleichrichter wird im Zeitpunkt t 0 gemäß Fig. 5
eingeschaltet, so daß die Netzspannung Un gemäß Fig. 5a
auftritt. Mit dem Begrenzer aus dem Widerstand R 4 und der
Zenerdiode Z 1 mit einer Zenerspannung von 7,5 V wird aus
der Netzspannung Un die Impulsfolge gemäß Fig. 5b er
zeugt, deren Amplitude von der Netzspannung unabhängig
ist. Jeweils beim Nulldurchgang der Netzspannung Un in
positiver Richtung entsteht in der Impulsfolge gemäß
Fig. 5b eine positive Flanke. Mit dem Differenzierglied
aus dem Kondensator C 4 und den Dioden D 6, D 7 wird jeweils
durch die positive Flanke der Impulsfolge b der Kondensa
tor C 5 über einen niederohmigen Ladeweg sehr schnell auf
geladen. Anschließend entlädt sich der Kondensator C 5
langsam über den Widerstand C 5. Dadurch baut sich die
Spannung am Kondensator C 5 treppenförmig auf und erreicht
im Zeitpunkt t 1 den endgültigen Wert. Mit der Diode D 5,
dem Ladekondensator C 3 und den Widerständen R 7, R 8, R 3
wird an der Basis des Transistors T 1 eine Gleichspannung
c erzeugt. Bei 220 V hat diese Spannung den Verlauf
gemäß c′. Diese Spannung c′ ist so positiv, daß die Spannung
d am Emitter des Transistors T 1 gegenüber der Spannung c
negativ ist und somit der Transistor T 1 ständig gesperrt
bleibt. Die angeschlossene monostabile Kippstufe K 1 er
zeugt also an ihrem Ausgang keine Steuerimpulse f für
den Triac TC 1. Dieser bleibt daher ständig gesperrt, so
daß das Ersatzschaltbild gemäß Fig. 2 gilt.
Da die Impulsfolge b von der Netzspannung unabhängig ist,
ist auch der Verlauf der Spannung d gegenüber dem Betrieb
bei 220 V unverändert. Die Spannung c, die sich etwa während
einer Netzperiode aufbaut, erreicht jetzt wegen der nied
rigeren Netzspannung einen geringeren Endwert. Von dem
Zeitpunkt t 0 bis zum Zeitpunkt t 1 überschreitet die Spannung
d die Spannung c nicht. Die Schaltung befindet sich also
zunächst während drei Netzperioden in einer Ruhestellung,
so daß in erwünschter Weise zunächst der Betrieb für 220 V
aufrechterhalten bleibt. Andererseits wird jede Netz
periode einzeln gemessen. Im Zeitpunkt t 1 überschreitet
die Spannung d erstmalig die Spannung c. Dadurch wird
der Transistor T 1 leitend und erzeugt am Kollektor kurze
Spannungsimpulse e. Die Spannungsimpulse e erzeugen in
der monostabilen Kippstufe K 1 Spannungsimpulse f negativer
Polarität. Diese beginnen im Nulldurchgang der Netzspan
nung Un gemäß Fig. 5a und dauern etwa 16 ms. Diese Dauer
ist durch die Auslegung der Kippstufe K 1 bestimmt. Der
Triac TC 1 wird also jeweils etwa von Beginn des Null
durchgangs der Netzspannung Un mit einer Tolenranz von
±1 ms angesteuert. Die Impulse f sind negativ gerichtet,
weil der Triac gegenüber negativ gerichteten Steuerimpulsen
empfindlicher ist. Diese Ansteuerung während fast der
gesamten Netzperiode ermöglicht während der positiven
Halbwelle der Netzspannung zwischen t 1 und t 2 einen Strom
gemäß Fig. 5g in der einen Richtung und während der
negativen Halbwelle der Netzspannung zwischen t 2 und t 3
einen Strom gemäß Fig. 5g in der anderen Richtung. Dadurch
ist der Triac in beiden Richtungen leitend gesteuert, so
daß in erwünschter Weise ein Strom gemäß Fig. 5g mit dem
Strommittelwert null fließt. Dadurch ist das Ersatzschalt
bild gemäß Fig. 3 realisiert. Die Dauer der Ströme g beträgt
etwa 4 ms.
Im Zeitpunkt t 5 wird der Netzgleichrichter abgeschaltet, so
daß die Netzspannung Un gemäß Fig. 5a abbricht. Die Ent
ladezeit des Kondensators C 3 über die Reihenschaltung der
Widerstände R 8, R 3 ist kleiner als die Entladezeit des Kon
densators C 5 über den Widerstand R 5. Dadurch bleibt gemäß
Fig. 5 der Transistor T 1 in erwünschter Weise gesperrt,
so daß keine unerwünschte Zündung des Transistors T 1
und des Triac TC 1 mehr stattfinden kann.
Da in der beschriebenen Weise jede Netzperiode für sich
gemessen wird, spricht die Schaltung ohne Verzögerung auf
Änderungen der Netzspannung an. Wenn sich die Netzspannung
z. B. sehr schnell von 110 V auf 220 V ändert, ändert sich
während einer Netzperiode die Spannung c auf den Wert c′
gemäß Fig. 5, so daß schon beim nächsten Nulldurchgang
die Spannung d die Spannung c′ nicht mehr überschreitet,
der Transistor T 1 nicht mehr leitend gesteuert wird und
die Schaltung in den 220 V Betriebszustand umgesteuert ist.
Wenn in der Netzspannung Un gemäß Fig. 5a nur eine einzige
Periode ausfällt, wird der Kondensator C 5 nicht mehr auf
geladen, so daß die Spannung d die Spannung c nicht mehr
überschreitet und somit die Impulse e auch nicht mehr auf
lädt. Auch dann wird in erwünschter Weise der Triac TC 1 nicht
mehr gezündet.
Dadurch, daß die Impulse f den Triac TC 1 jeweils vom Null
durchgang der Netzspannung aus ansteuern und mit einer Ver
zögerung danach der Strom g durch den Triac etwa während der
Mitte der jeweiligen Halbwelle fließt, entsteht kein störender
Stromsprung im Triac TC 1. Die Schaltung gemäß Fig. 4 schaltet
also grundsätzlich in den Ruhestand, d. h. den Zustand für
220 V Betrieb um. Sie wird nur durch eine wirklich vorhandene
Netzspannung von 110 V so umgesteuert, daß die Impulse f zur
Zündung des Triac TC 1 entstehen können. Dadurch wird eine
große Betriebssicherheit der Schaltung gegen zu hohe Ausgangs
gleichspannung U 1 erreicht. Durch die gleich groß hohen
Ströme g in positiver und negativer Richtung jeweils
während einer Periode der Netzspannung wird eine gleich
mäßige Ladung der beiden Kondensatoren C 1, C 2 im Ersatz
schaltbild gemäß Fig. 3 erreicht. Außerdem ist in er
wünschter Weise der Mittelwert des von den Netzklemmen
A 1, E 1 entnommenen Stromes gleich null.
Fig. 6 zeigt die Kombination der Schaltungen gemäß
Fig. 1 und Fig. 4. Die Schaltung enthält außer dem
Netzgleichrichter im wesentlichen drei Stufen, nämlich
die zum Vergleich der Netzspannung Un und zur Erzeugung
der Impulse e dienenden Steuerstufe ST 1, die die Impulse
f erzeugende Kippstufe K 1 und die Treiberstufe Tr 1 für
den Triac TC 1. Die Betriebsspannung für die Kippstufe K 1
wird von einer Wicklung S 1 eines Schaltnetzteiles über
die Diode D 38 und den Kondensator C 38 gewonnen. Die
Kippstufe K 1 enthält die Widerstände R 41, R 42, R 43, R 44
sowie die beiden Transistoren T 37, T 38. Im Ruhezustand
ist der Transistor T 38 durch die positive Spannung an
seiner Basis leitend, so daß die Transistoren T 37 und
T 34 gesperrt sind und der Triac TC 1 nicht angesteuert
wird. Dieses ist der Ruhestand bei fehlender Netzspannung
oder bei einer Netzspannung von 220 V. Bei Erscheinen
eines Impulses e bei 110 V wird der Transistor T 37 schnell
leitend gesteuert, so daß der Transistor T 38 gesperrt
wird. Die Dauer dieses Zustandes ist bestimmt durch die
Zeitkonstante aus dem Widerstand R 41 und dem Kondensator
C 42. Diese Zeitkonstante ist so bemessen, daß die Dauer
des Impulses f etwa 16-18 ms beträgt.
Die Treiberstufe TR 1 enthält den Transistor T 34 und den
Widerstand R 34.
Claims (5)
1. Netzgleichrichter für zwei verschieden große Netz
spannungen (Un 1, Un 2)
mit einer Gleichrichterbrücke (D 1- D 4),
deren zwei Eingangsklemmen (A, D) mit der Netzspan
nung (Un) gespeist sind und deren zwei Ausgangsklem
men (B, C) an einer Reihenschaltung von zwei Ladekon
densatoren (C 1, C 2) eine Gleichspannung (U 1) lie
fern, wobei bei der niedrigeren Netzspannung (Un 2)
eine Eingangsklemme (D) über einen Schalter mit dem
Verbindungspunkt (E) der Kondensatoren (C 1, C 2)
verbunden ist, dadurch gekennzeichnet,
daß als Schal ter ein Triac (TC 1 vorgesehen ist,
daß eine Steuerschaltung (ST 1) für den Triac (TC 1) mit folgenden Elementen vorgesehen ist:
einem Begrenzer (R 4, Z 1) zur Bildung von Rechteck impulsen (b) mit Netzfrequenz und von der Netz spannung unabhängiger Amplitude und Polarität aus der Netzspannung (Un), wobei Impulsflanken mit den Nulldurchgängen der Netzspannung zusammenfallen,
einem Differenzierglied mit einem ersten Kondensa tor (C 4) und einer Diode (D 6) zur Bildung von Differenzationssignalen aus den Anstiegsflanken der Rechteckimpulse,
einem zweiten Kondensator (C 5) zur Speicherung der Differentationssignale,
einem Endladewiderstand (R 5) für den zweiten Kondensator (C 5),
einer Anordnung (D 5, R 7, R 8, R 3, C 3) zur Erzeugung einer Vergleichs gleichspannung (c), die der Amplitude der Netz spannung (Un) proportional ist,
einem Vergleichselement (T 1) zum Vergleich der sägezahnförmigen Spannung (d) am zweiten Konden sator (C 5) mit der Vergleichsgleichspannung (c), wobei das Vergleichselement (T 1) einen Auslöse impuls (e) mit Netzfrequenz abgibt, wenn jeweils die sägezahnförmige Spannung (d), größer wird als die Vergleichsgleichspannung (c) ist und
einer monostabilen Kippstufe (K 1) die Steuer impulse (f) für den Triac (TC 1) abgibt, deren Be ginn mit dem Beginn der Auslöseimpulse (e) und der Nulldurchgänge der Netzspannung zusammenfällt und deren Dauer etwas unterhalb der Netzperiodendauer liegt.
daß als Schal ter ein Triac (TC 1 vorgesehen ist,
daß eine Steuerschaltung (ST 1) für den Triac (TC 1) mit folgenden Elementen vorgesehen ist:
einem Begrenzer (R 4, Z 1) zur Bildung von Rechteck impulsen (b) mit Netzfrequenz und von der Netz spannung unabhängiger Amplitude und Polarität aus der Netzspannung (Un), wobei Impulsflanken mit den Nulldurchgängen der Netzspannung zusammenfallen,
einem Differenzierglied mit einem ersten Kondensa tor (C 4) und einer Diode (D 6) zur Bildung von Differenzationssignalen aus den Anstiegsflanken der Rechteckimpulse,
einem zweiten Kondensator (C 5) zur Speicherung der Differentationssignale,
einem Endladewiderstand (R 5) für den zweiten Kondensator (C 5),
einer Anordnung (D 5, R 7, R 8, R 3, C 3) zur Erzeugung einer Vergleichs gleichspannung (c), die der Amplitude der Netz spannung (Un) proportional ist,
einem Vergleichselement (T 1) zum Vergleich der sägezahnförmigen Spannung (d) am zweiten Konden sator (C 5) mit der Vergleichsgleichspannung (c), wobei das Vergleichselement (T 1) einen Auslöse impuls (e) mit Netzfrequenz abgibt, wenn jeweils die sägezahnförmige Spannung (d), größer wird als die Vergleichsgleichspannung (c) ist und
einer monostabilen Kippstufe (K 1) die Steuer impulse (f) für den Triac (TC 1) abgibt, deren Be ginn mit dem Beginn der Auslöseimpulse (e) und der Nulldurchgänge der Netzspannung zusammenfällt und deren Dauer etwas unterhalb der Netzperiodendauer liegt.
2. Gleichrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich
net, daß der erste Kondensator (C 4), der zweite Kondensator (C 5) und der für den zweiten
Kondensator (C 5) wirksame Entladewiderstand (R 5) so be
messen sind, daß nach dem Einschalten bei der niedrigeren
Netzspannung das Vergleichselement (T 1) erst nach Ab
lauf von mehreren Netzperioden erstmals ausgelöst wird
(Fig. 4, 5).
3. Gleichrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Anordnung (D 5, R 7, C 3, R 8, R 3) zur Erzeugung der
Vergleichsgleichspannung (c) so bemessen ist, daß nach dem
Einschalten die Vergleichgleichspannung (c) etwas nach Ablauf
einer Netzperiode ihren Sollwert erreicht (Fig. 4, 5).
4. Gleichrichter nach Anspruch 2 und 3, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Entladezeitkonstanten der Entlade
schaltung (C 5, R 5) und die Anordnung zur Erzeugung der Ver
gleichsgleichspannung (c) so bemessen sind, daß nach dem Ab
schalten der Netzspannung die Spannung (d) an dem zweiten Kondensator (C 5)
schneller abfällt als die Vergleichsgleichspannung (c) (Fig.
4, 5).
5. Gleichrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der Triac (TC 1) durch zwei antiparallel geschaltete Thy
ristoren ersetzt ist.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19833344105 DE3344105A1 (de) | 1983-12-07 | 1983-12-07 | Netzgleichrichter fuer zwei verschieden hohe netzspannungen |
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Family Applications (1)
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