DE3344105A1

DE3344105A1 - Netzgleichrichter fuer zwei verschieden hohe netzspannungen

Info

Publication number: DE3344105A1
Application number: DE19833344105
Authority: DE
Inventors: Gerard 7730 Villingen-Schwenningen Morizot; Gerard 7730 Pfaffenweiler Rilly
Original assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Current assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Priority date: 1983-12-07
Filing date: 1983-12-07
Publication date: 1985-06-27
Also published as: DE3344105C2; FR2556522B1; FR2556522A1

Description

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24. November 1963 T-PA 471

PATENTANMELDUNG

Netzgleichrichter für zwei verschieden hohe Netzspannungen.

Die Erfindung betrifft einen Netzgleichrichter mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1.

Derartige Netzgleichrichter werden z.B. in Geräten der Unterhaltungselektronik wie Fernsehempfängern und Horrundfunkgeräten verwendet, um diese Geräte wahlweise bei einer Netzspannung von 110 V und 220 V zu betreiben.

Zur Anpassung derartiger Geräte an verschieden hohe Netzspannungen ist es bekannt, einen manuell betätigten mechanischen Umschalter vorzusehen, mit dem z.B. die Primärseite eines Netztransformators umschaltbar ist. Diese Lösung hat den Nachteil, daß sie nicht selbsttätig arbeitet. Außerdem ist es durch eine Fehlbedienung möglich, da3 der Gleichrichter an einer zu hohen Netzspannung betrieben wird. Dann kann z.B. die erzeugte Ausgangsspannung statt 300 V den Wert von BOO V annehmen und das von dem Netzgleiehrienter gespeiste Gerät zerstören.

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24. November 1983 , T-PA 471

Es ist auch bekannt, eine selbsttätige Umschaltung mit einem Relais durchzuführen. Dann ist eine Bedienung von außen nicht mehr erforderlich, und es können auch keine Bedienungsfehler auftreten. Diese Lösung ist jedoch relativ teuer und arbeitet insbesondere wegen hoher Stromspitzen bei der Umschaltung des Relais nicht ausreichend zuverlässig.

Es ist auch ein Netzgleichrichter bekannt (DE-PS 24 45 031), bei dem eine sogenannte Graetz-Gleichrichterbrücke bei einer Netzspannung von 220 V als Doppelweggleichrichter und bei einer Netzspannung von 110 V als Spannungsverdoppler mit zwei Ladekondensatoren wirkt, die über getrennte Dioden durch die positiven und negativen Halbwellen je auf den Spitzenwert der Netzspannung aufgeladen werden. Dabei ist es erforderlich, einen Punkt der Gleichrichterbrücke über einen für beide Stromrichtungen durchlässigen Schalter mit dem Verbindungspunkt der Ladekondensatoren zu verbinden .

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen bei allen Betriebsarten und allen Übergängen zwischen den Betriebsarten einwandfrei arbeitenden elektronischen Schalter für die genannte Umschaltung zu schaffen. Eine Weiterbildung der Erfindung betrifft eine vorteilhafte Steuerschaltung für den elektronischen Schalter.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 beschriebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.

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Bei der erfindungsgemäßen Lösung ist der Gleichstrommittelwert des vom Netz entnommenen Stromes in vorteilhafter Weise null, so daß der Anteil an Oberwellen dieses Stromes gering gehalten wird. Die Betätigung des Umschalters erfolgt selbsttätig durch das Netz. Dabei wird bei allen Betriebsarten und bei allen Übergängen zwischen Betriebsarten sichergestellt, daß kein für die Bauteile des Netzteils oder der angeschlossenen Verbraucher gefährlicher Zustand auftritt. Eine Weiterbildung der Erfindung betrifft eine besonders einfache Steuerschaltung für den Triac, die beim Einschalten, beim Ausschalten, beim Übergang zwischen verschieden hohen Netzspannungen und euch bei kurzzeitigen Netzstörungen das Entstehen einer zu hohen Gleichspannung am Ausgang des Netzgleichrichters vermeidet.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Prinzipschaltbild der erfindungs gemäßen Lösung,

Fig. 2 das Ersatzschaltbild der Schaltung nach Fig. 1 bei hoher Netzspannung,

Fig. 3 das Ersatzschaltbild für di-e Schaltung nach Fig. bei niedriger Netzspannung,

Fig. 4 den Aufbau der Steuerschaltung zur Erzeugung des Steuerimpulses für den Triac,

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Fig. 5 Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 4 und

Fig. 6 ein Schaltbild des gesamten Netzteils einschließlich der Steuerschaltung.

Dabei zeigen die kleinen Buchstaben, an welchen Punkten in den Figuren 4, B die Spannungen gemäß Fig. 5 stehen.

In Fig. 1 steht an den Netzklemmen A1 und E1 eine Netzspännung Un, die über Widerstände R1,R2 an die Punkte A, D der Gleichrichterbrücke mit den Dioden D1,D2,D3," D4 angelegt ist. Der Brückenpunkt B liefert an der Klemme H eine· Gleichspannung LJ1 und ist über zwei in Reihe geschaltete Ladekondensatoren C1,C2 mit Erde verbunden. Zwischen der Netzklemme E1 und dem Verbindungspunkt E liegt der Triac TC1, der an seiner Steuerelektrode G von der Steuerschaltung St1 gesteuert wird. An die Steuerschaltung St1 ist die Netzspannung Un angeschlossen .

Bei der hohen Netzspannung von 220 V erzeugt die Steuerschaltung St1 keine Zündimpulse für die Steuerelektrode G des Triac TC1 , so daß die Klermen E1 und E nicht mit-,, einander verbunden sind. Dadurch wirkt die Schaltung als Doppelweg-Gleichrichter gemäß Fig. 2 und erzeugt an der Klbirirne H eine Gleichspannung U1 = 300 V mit derr Spitzenwert Un1 der angelegten Wechselspannung Un. Als Lacekondensatcr ist der durch die Reihenschaltung der Kondensatoren C1 und C2 gebildete Kapazitätswert C wirksam.

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Bei der Netzspannung von 110 V ist der Triac TC1 dri seiner Steuerelektrode G von der Steuerschaltung St1 für beide Stromrichtungen leitend gesteuert, so daß gemäß Fig. 3 die Schaltung als Spannungsverdoppler wirkt. Die positiven Halbweilen der Netzspannung Un2 erzeugen an dem Kondensator C1 eine positive Spannung mit dem Wert Un2 und die negativen HaIbwellun an dem Kondensator C2 ebenfalls eine Gleichspannung mit dem Wert Un2. Durch die Reihenschaltung der Ladekondensatoren C1/C2 ergibt sich an der Klemme H eine Gleichspannung mit dem Wert U1 = 2 χ Un2, also wiederum 300 V. Die Dioden D4 und D2 bleiben gesperrt .

Figr. 4 zeigt die Steuerschaltung St1, die an die Netzklemmen A1,E1 angeschlossen ist und über eine münostöbiIe Kippstufe K1 die Steuerspannung f für den Triac TC1 liefert. Die wirkungsweise dieser Schaltung wird im folgenden nacheinander für Betrieb bei 220 V und 110 V beschrieben.

Betrieb bei 220 V

Der Netzgleichrichter wird im Zeitpunkt t0 ge¹ .SB Fig. E eingeschaltet, so daß die Netzspannung Un gemäß Fig. 5a auftritt. Mit dem Begrenzer aus dem Widerstand R4 und der Zenerdiode ZI mit einer Zenerspan.nung von 7,5 V wird aus der Netzspannung Un die Impulsfolge ge~jß Fig . 5b erzeugt, deren Amplitude von der Netzspannung unabhängig ist. Jeweils beim Nulldurchgang der Netzspannung Un in positiver Richtung entsteht in der Impulsfolge gemäß

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Fig. 5b eine positive Flanke. Mit dem Differenzierglied
aus dem Kondensator C4 und den Dioden D6,D7 wird jeweils durch die positive Flanke der Impulsfolge b der Kondensator C5 über einen niederohmigen Ladsweg sehr schnell aufgeladen. Anschließend entlädt sich der Kondensator C5
langsam über den Widerstand R5. Dadurch baut sich die
Spannung am Kondensator C5 treppenförmig auf und erreicht im Zeitpunkt ti den endgültigen Wert. Mit der Diode D5,
dem Ladekondensator C3 und den Widerständen R7,Rß,R3
wird an der Basis des Transistors T1 eine Gleichspannung c erzeugt. Bei 220 V hat diese Spannung den Verlauf
gemäß c'. Diese Spannung ist so positiv, daß die Spannung d am Emitter des Transistors T1 gegenüber dsr Spannung c negativ ist und somit der Transistor T1 ständig gesperrt _v bleibt. Die angeschlossene monostabile Kippstufe K1 erzeugt also an ihrem Ausgang keine Steuerimpulse f für
den Triac TC1. Dieser bleibt daher ständig gesperrt, so
daß das Ersatzschaltbild gemäß Fig. 2 gilt.

^Betrieb bei 110 V

Pa die Impulsfolge b von der Netzspannung unabhängig ist, ist .Tuch der Verlauf der Spannung d gegenüber dem Betrieb bei 220 V unverändert. Die Spannung c, die sich etwa während einer Netzperiode aufbaut, erreicht jetzt wegen der niedrigeren Netzspannung einen geringeren Endwert. Von dem
Zeitpunkt tO bis zum Zeitpunkt ti überschreitet die Spannung d die Spannung c nicht. Die Schaltung befindet sich also zunächst während drei Netzperioden in einer Ruhestellung, so naß in erwünschter Weise zunächst der Betrieb für 220 V

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aufrechterhalten bleibt. Andererseits wird jede Netzperiode einzeln gemessen. Im Zeitpunkt ti überschreitet die Spannung d erstmalig die Spannung c. Dadurch wird der Transistor T1 leitend und erzeugt am Kollektor kurze Spannungsimpulse e. Die Spannungsimpulse e erzeugen in der monostabilen Kippstufe K1 Spannungsimpulse f negativer Polarität. Diese beginnen im Nulldurchgang der Netzspannung Un gemäß Fig. 5a und dauern etwa 16 ms. Diese Dauer ist durch die Auslegung der Kippstufe K1 bestimmt. Der Triac TC1 wird also jeweils etwa von Beginn des Nulldurchgangs der Netzspannung Un mit einer Toleranz von +- 1 ms angesteuert. Die Impulse f sind negativ gerichtet, weil der Triac gegenüber negativ gerichteten Steuerimpulsen empfindlicher ist. Diese Ansteuerung während fast der gesamten Netzperiode ermöglicht während der positiven Halbwelle der Netzspannung zwischen ti und t2 einen Strom gemäß Fig. 5g in der einen Richtung und während der negativen Halbwelle der Netzspannung zwischen t2 und t3 einen Strom gemäß Fig. 5g in der anderen Richtung. Dadurch ist der Triac in beiden Richtungen leitend gusteuert, so daß in erwünschter Weise ein Strom gerpäB Fig. 5g rr-it dem Strommittelwert null fließt. Dadurch ist das Ersatzschaltbild gemäß Fig. 3 realisiert. Die Dauer der Strörs g betrügt etwa 4 ms.

Im Zeitpunkt t5 wird der Netzgleichrichter abgeschaltet, so daß die Netzspannung Un gemäß Fig. 5a abbricht. Die Fintladezeit des Kondensators C3 über die Reihenschaltung der Widerstände RB,R3 ist kleiner als die Entladezeit des Kondensators C5 über den Widerstand R5. Dadurch bleibt

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Fig. 5 der Transistor T1 in erwünschter Weise gesperrt, so daß keine unerwünschte Zündung des Transistors T1 und des Triac TC1 mehr stattfinden kann.

Da in der beschriebenen Weise jede .Metzperio.de für sich gemessen wird, spricht die Schaltung ohne Verzögerung auf Änderungen der Netzspannung an. Wenn sich die Netzspannung z.B. sehr schnell von 110 V auf 220 V ändert, ändert sich während einer Netzperiode die Spannung c auf den Wert c¹ gemäß Fig. 5, so daß schon beim nächsten Nulldurchgang die Spannung d die Spannung c' nicht mehr überschreitet, der Transistor T1 nicht mehr leitend gesteuert wird und die Schaltung in den 220 V Betriebszustand umgesteuert ist. Wenn in der Netzspannung LJn gemäß Fig. 5a nur eine einzige Feriode ausfällt, wird der Kondensator C5 nicht mehr aufgeladen, so daß die Spannung d die Spannung c nicht mehr überschreitet und somit die Impulse e auch nicht menr auflädt. Auch dann wird in erwünschter Weise der Triac TC1 nicht mehr gezündet.

Dadurch, daß die Impulse f den Triac TC1 jeweils vom Nulldurchgang der Netzspannung aus ansteuern und mit einer Verzögerung danach der Strom g durch den Triac etwa während der Mitte der jeweiligen Halbwelle fließt, entsteht kein störender E trurnsprung im Triac TC1. Die Schaltung gemäß Fig. 4 schaltet also grundsätzlich in den Ruhestand, d.h. den Zustand für <]?ü V Betrieb um. Sie wird nur durch eine wirklich vorhandene Netzspannung von 110 V so umgesteuert, daß die Impulse f zur /ünaung des Triac TC1 entstehen kennen. Dadurch wird eine große Betriebssicherheit der Schaltung gegen zu hohe Ausgangsgleichspannung LM erreicht. Durch die gleich groß hohen

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Ströme g in positiver und negativer Richtung jeweils während einer Periode der Netzspannung wird eine gleichmäßige Ladung der beiden Kondensatoren C1,C2 im Ersätzschaltbild gemäß Fig. 3 erreicht. Außerdem ist in erwünschter Weise der Mittelwert des von dem Netzklemmen A1,E1 entnommenen Stromes gleich null.

Fig. 6 zeigt die Kombination der Schaltungen gemäß Fig. 1 und Fig. 4. Die Schaltung enthält außer dem Netzgleichrichter im wesentlichen drei Stufen, nämlich die zum Vergleich der Netzspannung Un und zur Erzeugung der Impulse e dienenden Steuerstufe St1, die die Impulse f erzeugende Kippstufe K1 und die Treiberstufe Tr1 für den Triac TC1. Die Betriebsspannung für die Kippstufe K1 wird von einer Wicklung S1 eines Schaltnetzteiles über die Diode D38 und den Kondendator C38 gewonnen. Die Kippstufe K1 enthält die Widerstände R41,R42,R43,R44 sowie die beiden Transistoren T37,T3B. Im Ruhezustand ist der Transistor T38 durch die positive Spannung an seiner Basis leitend, so daß die Transistoren T 37 und T 34 gesperrt sind und der Triac TC1 nicht angesteuert wird. Dieses ist der Ruhestand bei fehlender Netzspannung oder bei einer Netzspannung von 220 V. Bei Erscheinen eines Impulses e bei 110 V wird der Transistor Γ37 schur"Jl leitend gesteuert, so daß der Transistor T38 gesperrt wird. Die Dauer dieses Zustandes ist bestimmt durch die Zeitkonstante aus dem Widerstand R41 und dem Kondensator C42. Diese Zeitkonstante ist so bemessen, daß die Dauer des Impulses f etwa 16-18 ns beträgt.

Die Treiberstufe TR1 enthält can Transistor Γ34 und uen Widerstand R34.

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3ei einem erprobten Ausführungsbeispiel der Erfindung hatten die dargestellten Bauteile folgende Werte:

D1-D4 Ü5 '■Ε, D7 D C 1, C2 C 3 C4 C5 CB C42 C38 R1 R 2 R 4 R5 RB R7 RB R3 R41 R42 R43 R44 R34 R36 R37 T1 T34 Γ37,Τ?8 Z1

Typ	BY 255	Ohm	BC557B
Typ	1N4006	K Ohm	BC337
Typ	1N414B	kOhm	BC547B
Typ	BAX12	kOhm	ZPD7V5
470	/UF - 220 _/	Chm-
470	/UF 470 nF	¹D hm
220	nF	K Ohm
2,2	/UF	K Ohm
10	nF	kOhm
150	nF	kOhn
470	/uF
1 Ohm	a
1,8	Ohm
100	1 kOhm
120	Typ
10	Typ
22	Typ
1 F	Typ
75
180
22
10
7K2
1CC
680

Typ

Claims

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Patentansprüche

.) Netzgleichrichter für zwei verschieden hohe Netzspannungen (Un1, Un2) mit einer Gleichrichterbrücke (D1-D4), dessen zwei Eingangsklemmen (A,D) mit der Netzspannung (Un) gespeist sind und dessen zwei Ausgangsklemmen (B,C) an einer Reihenschaltung von zwei Ladekondensatoren (C1,C2) eine Gleichspannung (U1) liefern, wobei bei der niedrigen Netzspannung (U2) eine Eingangsklemme (D) über einen Schalter mit dem Verbindungspunkt (E) der Kondensatoren (C1,C2) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß als Schalter ein Triac (TC1) v.rrw^ndet ist, der bei der niedrigen Netzspannung (Un2) durch einen sus der Netzspannung (Un) gewonnenen Steuerimpuls (f) beginnend vom Nulldurchgang der Netzspannung (Un) für eine Dauer etwas unterhalb der Netzperiode angesteuert und während der beiden Netz-Halbwellen in setztsr Richtung leitend ist.

2. Gleichrichter nach Anspruch ',dadurch gek e η η τ. e i c h η e t, daS dis Steuerschaltung (Fit:. 4) zur Erzeugung des Steuerimpulses (f) ausgebildet ist, daß räch dem Einschalten der Steuerimpuls (f) für sine kurze Zelt nichü ausgelöst wird und .:sr '^rriac ( ΓC1 ^ £^e~ sDeirt bleibt.

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3. Gleichrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in der Steuerschaltung [Fig. 4) mit einem Begrenzer (R4,Z1) aus der Netzspannung (Un) eine Impulsfolge (b) konstanter Amplitude und Polarität gewonnen und über eine Ladeschaltung (C4,D6,D7) einem Kondensator (C5) zugeführt ist und dessen sägezahnförmigen Spannung

(d) zusammen mit einer zur Netzspannung (Un) proportionalen Vergleichsspannung (c) an ein Vergleichselement (T1) angelegt ist, das nur bei der niedrigen Netzspannung (Un2) anspricht und einen Auslöseimpuls

(e) zur Erzeugung des Steuerimpulses (f) abgibt (Fig. 4,5).

4. Gleichrichter nach Anspruch 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Begrenzer (R4,Z1) und dem Kondensator (C5) eine Differenzierstufe (C4,DBD7) liegt, die eine treppenförmige ansteigende Ladung des Kondensators (C5) bewirkt (Fig. 4,5).

5. Gleichrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ledeschaltung (C4,DB, D7) und sine am Kondensator (C5) wirksame Entladeschaltung (R5) so bemessen sind, daß nach dem Einschalten bei der niedrigen Netzspannung (Un2) das Vergleichselement (T1) erst nach Ablauf von mehreren Netzperiodsn erstmals ausgelöst wird (Fig. 4,5).

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B. Gleichrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (D5,R7,C3, R8,R3) zur Erzeugung der Verleichsspannung (c) so benessen ist, daß nach dem Einschalten die Verleichsspannung (c) etwa nach Ablauf einer Netzperiode ihren Sollwert erreicht (Fig. 4,5).

7. Gleichrichter nach Anspruch 5 und 6, d a d u r c h gekennzeichnet, daß die Entladezeitkonstante der Entladeschaltung (R5) und der Schaltung zur Erzeugung der Verleichsspannung Cc) so bemessen sind, daß nach dem Abschalten die Spannung (d) an dem Kondensator (C5) schneller abfällt als die Verleichsspannung Cc) (Fig. 4,5).

8. Gleichrichter nech Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Auslöseimpuls (e) an den Steuereingang einer monostabilen Kippstufe (K1) angelegt ist, die den Steuerimpuls (f) mit der vorgegebenen Dauer C1E-18 ms) erzeugt (Fig. B).

9. Gleichrichter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippstufe (K1) von einer Hi If s-Betriebsspannung gespeist v/ird, die mittels einer Gleichrichterschaltung (D38,C38) von einer Wicklung (S1) eines vom Gleichrichter gespeisten Terätes abgeleitet ist.

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10. Gleichrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerimpuls (f) etwa zu Beginn einer Netzperiode beginnt und kurz (2-4 ms) vor Ende der Netzperiode endet.

11. Gleichrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerimpuls Cf) negative Polarität hat.

12. Gleichrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den beiden Netzklemmen (A1, E1] undden Eingängen CA,D] der Gleichrichterbrücke (D1-D4) je ein Widerstand (R1, R2) liegt und der Triac CTC1] an das mit der Netzklemme (E1) verbundene Ende des einen Widerstandes (R2) angeschlossen ist.

13. Gleichrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Triac (TC1) durch zwei parallel geschaltete Thyristoren gebildet ist.