DE3341398C2

DE3341398C2 -

Info

Publication number: DE3341398C2
Application number: DE3341398A
Authority: DE
Inventors: Tamotu Tachikawa Tokio/Tokyo Jp Endo
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-11-16
Filing date: 1983-11-15
Publication date: 1988-06-01
Also published as: DE3341398A1; US4535378A

Description

Die Erfindung betrifft einen Überstromdetektor für einen Wechselrichter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein solcher Überstromdetektor ist aus der DE-OS 15 38 153 bekannt, wobei angenommen werden kann, daß den Halbleiterventilen jeweils eine Abflachschaltung (RCD-Beschaltung) parallel geschaltet ist.

In der JP-PS 47-45 134 ist ein Überstromdetektor für einen mit gesteuerten Halbleiterelementen ausgestatteten Wechselrichter beschrieben, bei dem im Falle des Erkennens eines Überstroms, z. B. bei einem Kommutierungsfehler, sämtliche Halbleiterventile geöffnet werden, um den Strom auf mehrere Halbleiterventile zu verteilen und dadurch eine Überlastung eines einzelnen Halbleiterventils zu vermeiden.

Bei dem aus der DE-OS 15 38 153 bekannten Überstromdetektor, der zur Regelung des Kreisstroms von Stromrichtern in Umkehrschaltung dient, wird aus der Differenz von Stromrichter- Strömen und des Laststroms ein Kreisstrom abgeleitet. Dazu ist im Gleichstromkreis der Stromrichter ein Gleichstromwandler vorgesehen, dessen Sekundärstrom über einen ersten Doppelweggleichrichter einem zu zwei weiteren Widerständen in Reihe geschalteten Lastwiderstand zugeführt wird. Jeder der beiden weiteren Widerstände ist über einen Doppelweggleichrichter an den Stromwandler eines zugehörigen Stromrichters derart angeschlossen, daß ihre Ströme dem Strom des ersten Doppelweggleichrichters entgegengerichtet sind.

Die erwähnte Abflachschaltung hat die Aufgabe, den Spannungsanstieg an den Halbleiterventilen beim Abschalten auf ein zuverlässiges Maß zu begrenzen. Hierdurch werden die Halbleiterventile vor Zerstörung geschützt. Darüber hinaus wird ein unerwünschtes Durchzünden der Halbleiterventile bei positiver Sperrspannung vermieden. Da die Abflachschaltung einen Kondensator relativ großer Kapazität aufweist, wird der Spitzenwert eines in diesen Kondensator fließenden Ladestrom ziemlich groß, wenn auch nur für kurze Zeit. Daher übersteigt der Spitzenwert des Stroms der Hauptschaltung des Wechselrichters, auf den sich der Ladestrom des Abflachkondensators addiert, bei weitem die Sicherheits- Stromstärke während desjenigen Zeitabschnitts, in welchem der Abflachkondensator aufgeladen wird, und zwar selbst dann, wenn der Ruhe-Laststrom des Wechselrichters nicht größer ist als die Sicherheits-Stromstärke. Wenn beispielsweise die Eingangs-Gleichspannung des Wechselrichters 600 V beträgt, der Abflachkondensator eine Kapazität von 4 µF hat und die Serieninduktivität des Filterkondensators der Hauptschaltung 10 µH beträgt, so beträgt der Spitzenwert des Abflachstroms etwa 300 A, und die Breite der Stromwelle beträgt etwa 20 µs. Da jedoch der auf die Ladung des Abflachkondensators zurückzuführende große Strom nicht durch irgendeine Abnormalität oder Überlastung des Wechselrichters verursacht wird, sollte vermieden werden, daß der Überstromdetektor aufgrund des starken Stroms während der Aufladezeit des Abflachkondensators anspricht. Demzufolge ergibt sich bei einem herkömmlichen Überstromdetektor während des Zeitraums zwischem dem Umschalten eines Schaltelements (Halbleiterventil) des Wechselrichters und dem Zeitpunkt des tatsächlichen Erkennens eines Überstroms eine Zeitverzögerung. Wenn daher ein Überstrom fließt, der zum Beispiel auf das Kippen (oder den Durchbruch) des Schaltelements in dem Wechselrichter zurückzuführen ist, so ist die Geschwindigkeit, mit der dieser Überstrom erkannt wird, in einem herkömmlichen Detektor gering. Dies hat zur Folge, daß die Schutzfunktion für den Wechselrichter oder die an den Wechselrichter anzuschließende Last nur geringe Zuverlässigkeit aufweist.

Werden als Schaltelement in Wechselrichter gate-abschaltbare Thyristoren (GTO-Thyristoren) verwendet, ist eine raschere Überstromerkennung wünschenswert. Denn diese abschaltbaren Halbleiterventile sind aufgrund ihres Aufbaues noch gefährdeter.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Überstromdetektor für einen Wechselrichter der eingangs genannten Art zu schaffen, der sich durch ein verbessertes Überstrom-Ansprechverhalten auszeichnet.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale im Patentanspruch 1 gelöst.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Im Folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine Schaltungsskizze eines Wechselrichters mit einem erfindungsgemäßen Überstromdetektor,

Fig. 2 den Aufbau eines der in Fig. 1 gezeigten Sensoren 68 bis 78, in denen der Ladestrom eines Abflachkondensators C 48 von einem Nebenschluß-Kondensator C 68A und einem parallel zu dem Abflachkondensator C 48 geschalteten Stromwandler CT 68 festgestellt wird, Fig. 3 eine gegenüber der Schaltung nach Fig. 2 modifizierte Ausführungsform, bei der ein Abflachkondensator-Ladestrom IS 48 festgestellt wird durch einen Nebenschlußkondensator C 68B und einen Stromwandler CT 68, die parallel zu einer Abflachschaltung 48 oder einem Thyristor (GTO-Thyristor) 24 geschaltet sind, Fig. 4 eine weitere Modifizierung der in Fig. 2 gezeigten Schaltung, wobei ein Abflachkondensator- Ladestrom IS 48 festgestellt wird mittels eines Shunts S 68 und eines Trenntransformators IT 68, die an den Stromweg des Abflachkondensators C 48 gekoppelt sind, Fig. 5 eine weitere Modifizierung der in Fig. 2 gezeigten Schaltung, bei der ein Abflachkondensator-Ladestrom IS 48 festgestellt wird mittels eines an den Ladestromweg des Abflachkondensators C 48 gekoppelten Hallelements H 68 und eines Hallsensor- Verstärkers A 68, der das Hallelement H 68 vorspannt und die Hallspannung verstärkt, Fig. 6 eine weitere Modifizierung der Schaltung nach Fig. 2, bei der ein Abflachkondensator- Ladestrom IS 48 festgestellt wird durch einen Überbrückungskondensator C 68A und einen Fotokoppler P 68, die parallel zu dem Abflachkondensator C 48 geschaltet sind, Fig. 7 eine weitere Modifizierung der Schaltung nach Fig. 2, bei der ein Abflachkondensator- Ladestrom IS 48 festgestellt wird und durch einen Überbrückungskondensator C 68B und einen Fotokoppler P 68, die parallel zu dem Abflachkondensator C 48 geschaltet sind, Fig. 8 eine weitere Modifizierung der in Fig. 2 gezeigten Schaltung, bei der ein Spannungsabfall an einer Diode D 48 bzw. einem Widerstand R 48, der in Reihe zu dem Abflachkondensator C 48 geschaltet ist, mittels eines Trenntransformators IT 68 gefühlt wird, wobei der Abflachkondensator- Ladestrom IS 48 aus der Ausgangsspannung des Transformators IT 68 ermittelt wird, Fig. 9 eine weitere Abwandlung der in Fig. 2 gezeigten Schaltung, bei der eine Leuchtdiode LD 68 in einem Fotokoppler P 68 parallel zu dem in Serie zu dem Abflachkondensator C 48 liegenden Widerstand R 48 geschaltet ist und ein Abflachkondensator-Ladestrom IS 48 aus dem durch die Leuchtdiode LD 68 fließenden Strom ermittelt wird, Fig. 10 eine Schaltungsskizze, die den Hauptteil der in Fig. 1 gezeigten Schaltung mehr ins einzelne gehend darstellt, wobei die Sensoren 68 bis 78 den in Fig. 2 dargestellten Aufbau aufweisen, Fig. 11 eine Modifizierung der in Fig. 10 gezeigten Schaltung, bei der der Aufbau gemäß Fig. 6 für die Sensoren 68 bis 78 verwendet wird, Fig. 12A bis 12C Impulsdiagramme, die den Betrieb der Schaltung nach Fig. 10 erläutern, wobei Fig. 12A eine Wellenform E 64 zeigt, die dem Strom IX in der Wechselrichter-Hauptschaltung entspricht, Fig. 12B eine Wellenform E 80 zeigt, die nach dem Filtern des dem Abflachkondensator-Ladestroms IS 48 bis 58 entsprechenden Erkennungssignals für eine der Abflachschaltungen entspricht, und Fig. 12C die Wellenform eines der Differenz zwischen der Wellenform nach Fig. 12A und der Wellenform nach Fig. 12B entsprechenden Detektorsignals E 66 zeigt, Fig. 13A bis 13C Impulsdiagramme, die die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 11 erläutern, wobei Fig. 13A den Stromverlauf E 64 der Wechselrichter-Hauptschaltung, Fig. 13B ein Erkennungssignal E 68, das hervorgerufen wird durch den Abflachkondensator- Ladestrom IS 48 bis 58 einer Abflachschaltung, und eine Wellenform E 80 nach dem Filtern des Erkennungssignals E 68 und Fig. 13C die Wellenform eines Erkennungssignals E 66 zeigt, das äquivalent zu der Differenz zwischen der Wellenform nach Fig. 13A und der Wellenform nach Fig. 13B ist, Fig. 14 den Aufbau einer weiteren Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Überstromdetektors, wobei ein den Abflachkondensator-Ladestrom IS 48 bis 58 entsprechendes Signal simuliert wird, Fig. 15 den Aufbau des Hauptteils der erfindungsgemäßen Einrichtung für den Fall, daß die Schaltung gemäß Fig. 14 bei einem Drehstrom-Wechselrichter eingesetzt wird, Fig. 16A bis 16E Impulsdiagramme, die die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 14 (oder Fig. 15) veranschaulichen, wobei Fig. 16A eine Wellenform E 64 zeigt, die dem Strom in der Wechselrichter-Hauptschaltung entspricht, Fig. 16B eine Wellenform des Ausgangssignals E 100 (oder E 100D) eines Gatterimpulsgenerators (oder Wechselrichter- Treibers) 100 zeigt, Fig. 16C die Wellenform eines Ausgangssignals E 104 (oder E 104D) eines Monoflops 104 zeigt, Fig. 16D eine Wellenform eines Ausgangssignals E 106 (oder E 106D) eines Wellenformgenerators zeigt und Fig. 16E die Wellenform eines Erkennungssignals E 66 zeigt, das der Differenz zwischen der Wellenform nach Fig. 16A und der Wellenform nach Fig. 16D entspricht, und Fig. 17 eine Schaltungsskizze, die den konkreten Aufbau der Verzögerungsschaltungen 102 des in Fig. 15 gezeigten Wellenformgenerators 106 darstellt. Fig. 1 zeigt einen Wechselrichter mit einem erfindungsgemäßen Überstromdetektor. Die vorliegende Erfindung soll hier für einen Drehstrom-Wechselrichter beschrieben werden. Das Drehstrom-Ausgangssignal einer Drehstromquelle 10 wird über einen Leistungsschalter 12 einem Gleichrichter 14 zugeführt. Der Gleichrichter 14 ist zum Beispiel als Diodenbrücke, Thyristorbrücke oder dergleichen ausgebildet. Der Leistungsschalter 12 kann ein schmelzsicherungsloser Leistungsschalter sein, bevorzugt wird nach Möglichkeit ein Leistungsschalter mit hoher Schaltgeschwindigkeit. Dieser Leistungsschalter 12 hat die Aufgabe, den Drehstromkreis beim Auftreten eines von einer unten noch zu beschreibenden Schutzschaltung 94 kommenden Auslösebefehls E 94 zu unterbrechen. Ein positives gleichgerichtetes Ausgangssignal des Gleichrichters 14 wird auf eine Plusleitung L 14P einer Gleichstrom- Hauptschaltung gegeben, das negative gleichgerichtete Ausgangssignal gelangt auf eine Minusleitung L 14N der Gleichstrom-Hauptschaltung. Die Plusleitung L 14P ist über eine Leistungsdrossel 16 und einen Filterkondensator 18 an die Minusleitung L 14N gekoppelt. An die Plusleitung L 14P ist ein Stromwandler 20 gekoppelt. Bei Bedarf kann ein an den Lade- und Entladestromweg des Filterkondensators 18 gekoppelter Stromwandler 22 verwendet werden. Lediglich einer dieser Stromwandler 20 und 22 braucht vorgesehen zu werden. Der Stromwandler 20 kann auch an die Minusleitung L 14N gekoppelt sein.

Die Plusleitung L 14P ist über gate-abschaltbare Thyristoren (GTO-Thyristoren) 24 und 26 an die Minusleitung L 14N gekoppelt. Eine aus GTO-Thyristoren 28 und 30 bestehende Serienschaltung und eine aus GTO-Thyristoren 32 und 34 bestehende Serienschaltung sind parallel zu der aus den GTO-Thyristoren 24 und 26 bestehenden Serienschaltung geschaltet. Anstelle dieser GTO-Thyristoren 24, 26, 28, 30, 32, 34 können gesteuerte Siliciumgleichrichter, Bipolartransistoren oder andere Schaltelemente eingesetzt werden. Den GTO-Thyristoren 24 bis 34 sind Dioden 36 bis 46 antiparallelgeschaltet, die den Umlaufstrom in dem Wechselrichter hindurchlassen. An die GTO-Thyristoren 24 bis 34 sind Abflachschaltungen 48 bis 58 gekoppelt. Der Knoten zwischen den GTO-Thyristoren 24 und 26, der Knoten zwischen den GTO-Thyristoren 28 und 30 und der Knoten zwischen den GTO- Thyristoren 32 und 34 sind an eine Drehstromlast 60 (zum Beispiel einen Drehstrom-Asynchronmotor) geschaltet.

Ein Ausgangssignal des Stromwandlers 20 (oder 22) wird an eine Gleichrichterschaltung 62 gegeben. Das gleichgerichtete Ausgangssignal E 62 der Schaltung 62 wird auf ein Tiefpaßfilter (TPF) 64 gegeben. Die Zeitkonstante des TPF 64 wird auf einen ziemlich kleinen Wert eingestellt, so daß die durch einen (später zu beschreibenden) Abflachstrom IS 48 bis IS 58 hervorgerufene Spitzenkomponente des gleichgerichteten Ausgangssignals E 62 das TPF 64 durchlaufen kann. Das TPF 64 entfernt hochfrequente Störanteile aus dem Signal, so daß das gefilterte Ausgangssignal E 64 nur noch die Hauptschaltungs-Gleichstrom- und Abflachstrom-Komponenten IS 48 bis IS 58 enthält. Jede der Abflachschaltungen 48 bis 58 enthält einen Abflachkondensator C 48. Die Ladeströme (Abflachströme) IS 48 bis IS 58 dieser Abflachkondensatoren C 48 fließen in die Abflachschaltungen 48 bis 58. An die Abflachschaltungen 48 bis 58 sind Sensoren 68 bis 78 angeschlossen, die die Abflachströme IS 48 bis IS 58 erkennen. Die von den Sensoren 68 bis 78 ausgegebenen Erkennungssignale E 68 bis E 78 werden in Tiefpaßfilter (TPF) 80 bis 90 eingegeben. Die Zeitkonstante jedes dieser TPF 80 bis 90 ist so gewählt, daß die Phase der Spitzenwellenform des gefilterten Ausgangssignals E 64, die auf den Abflachstrom IS 48 bis IS 58 zurückzuführen ist, im wesentlichen mit der Phase der Spitzenwellenform jedes der gefilterten Ausgangssignale E 80 bis E 90 zusammenfällt. Die außer den Abflachstrom- Komponenten in den Ausgangssignalen E 68 bis E 78 enthaltenen hochfrequenten Störanteile werden von den TPF 80 bis 90 gesperrt. Das von dem TPF 64 kommende gefilterte Ausgangssignal E 64 wird auf einen Plus-Eingang eines Subtrahierers 66 gegeben, dessen Minus-Eingang gefilterte Ausgangssignale E 80 bis E 90 von den TPF 80 bis 90 empfängt. Der Subtrahierer 66 gibt ein Differentialsignal E 66 ab, das dadurch gewonnen wird, daß die Signale E 80 bis E 90 am Minus-Eingang von dem Signal E 64 am Plus-Eingang subtrahiert werden. Das Differentialsignal E 66 wird an einen Vergleicher 92 gegeben, dem eine Bezugsspannung Vref zugeführt wird, um zu erkennen, ob das Potential des Signals E 66 einen Überstrom anzeigt oder nicht. Übersteigt das Potential des Signals E 66 den Wert von Vref, so gibt der Vergleicher 92 ein Überstrom- Erkennungssignal E 92 an die Schutzschaltung 94. Wenn die Schutzschaltung 94 dieses Signal E 92 empfängt, gibt sie einen Auslösebefehl E 94 an den Leistungsschalter 12 und führt außerdem weitere Schutzmaßnahmen durch, falls notwendig (beispielsweise sendet sie Gate-Abschaltsignale an sämtliche GTO-Thyristoren 24 bis 34). Die Schutzschaltung 94 kann beispielsweise so aufgebaut sein, wie es in der US-PS 33 12 864 oder der US-PS 34 71 749 beschrieben ist. Fig. 2 zeigt den Aufbau des Sensors 68 stellvertretend für den Aufbau der Sensoren 68 bis 78, die in Fig. 1 dargestellt sind. Die Anode des GTO-Thyristors 24 ist über eine Diode D 48 und einen Abflachkondensator C 48 mit ihrer Kathode verbunden. Zu der Diode D 48 ist ein Widerstand R 48 parallelgeschaltet. Diese Elemente R 48, D 48 und C 48 bilden die Abflachschaltung 48 des GTO-Thyristors 24. Jede der in Fig. 1 gezeigten Abflachschaltungen 50 bis 58 hat den in Fig. 2 gezeigten Aufbau. Der Knoten zwischen dem Kondensator C 48 und der Kathode der Diode D 48 ist über einen Überbrückungskondensator C 68A an den Knoten zwischen dem Kondensator C 48 und der Kathode des GTO-Thyristors 24 geschaltet. Ein Stromwandler CT 68 liegt an der Verbindungsleitung (Ladestromweg) des Kondensators C 68A des GTO- Thyristors 24. Die Kapazität CX 68A des Kondensators C 68A kann beträchtlich kleiner sein als die Kapazität CX 48 des Kondensators C 48. Wenn das Stromverhältnis des Stromwandlers 20 N 1 und das Stromverhältnis des Stromwandlers CT 68 N 2 beträgt, gilt folgende Beziehung: (CX 48 + CX 68A × N 1 = CX 68A × N 2 (1) Dann ist es möglich, die Stärke der jeweiligen Abflachstromteile des gleichgerichteten Ausgangssignals E 62 etwa genauso groß zu machen wie das Erkennungs-Ausgangssignal E 68. Hierdurch kann, wenn die Ausgangssignale E 62 und E 68 entgegengesetzte Polarität haben, die Abflachstromkomponente dadurch aus dem Ausgangssignal E 62 eliminiert werden, daß die Ausgangssignale E 62 und E 68 einfach addiert werden. Selbstverständlich ermöglicht auch bei E 62 ≠ E 68 im Hinblick auf die Abflachstromkomponente eine geeignete Auswahl des Subtrahierverhältnisses in dem Subtrahierer 66 das Eliminieren der Abflachstromkomponente. Daher gilt die Relation der obigen Gleichung (1) nicht immer absolut. Der Stromwandler CT 68 erzeugt ein Spannungssignal, das auf der mit einem Sternchen (*) markierten Seite positiv wird, wenn ein Strom von dem Kondensator C 68A zu der Kathode des GTO-Thyristors 24 fließt. Ein solcher Strom fließt, wenn der Abflachladestrom IS 48 von der Anode des GTO- Thyristors 24 durch die Diode D 48 zu dem Abflachkondensator C 68A fließt. Dieses Spannungssignal wird als Erkennungssignal E 68 mit negativem Potential über die Diode D 68A von dem Sensor 68 ausgegeben. Wenn der Strom von der Kathode des GTO-Thyristors 24 zum Kondensator C 68A fließt, wird ein Spannungssignal erzeugt, das auf der mit einem Sternchen (*) markierten Seite des Stromwandlers CT 68 negativ wird. Diese Spannungssignal wird von der Diode D 68B kurzgeschlossen und außerdem von der Diode D 68A blockiert, so daß kein Erkennungssignal E 68 erzeugt wird. Das heißt: Nur wenn der Abflachladestrom IS 48 durch den Kondensator C 48 fließt, wird das Erkennungssignal E 68 mit negativem Potential und einer Amplitude, die proportional zu diesem Strom IS 48 ist, erhalten. Selbstverständlich kann man ein Erkennungssignal E 68 positiven Potentials erhalten, wenn man die Polarität des Stromwandlers CT 68 und die der Dioden D 68A und D 68B umkehrt.

Fig. 3 zeigt eine Modifizierung der in Fig. 2 gezeigten Schaltung. Bei der Schaltung nach Fig. 3 ist der Überbrückungskondensator C 68B parallel zu der aus der Diode D 48 und dem Kondensator C 48 bestehenden Serienschaltung geschaltet. Der Stromwandler CT 68 ist an den Ladestromweg des Kondensators C 68B gekoppelt. Die Kapazität des Kondensators C 68B braucht nur ¹/₁₀ oder noch weniger der Kapazität des Kondensators C 48 zu betragen. Wenn der Abflachstrom IS 48 von der Anode des GTO-Thyristors 24 in die Abflachschaltung 48 fließt, gelangt ein Teil dieses Stroms durch den Kondensator C 68B und fließt zur Kathode des GTO-Thyristors 24. Zu diesem Zeitpunkt wird ein Erkennungssignal E 68 mit negativem Potential, welches proportional ist zu dem Abflachstrom IS 48, erhalten. Fig. 4 zeigt eine weitere Modifizierung der in Fig. 2 gezeigten Schaltung. In der Schaltung nach Fig. 4 ist an den Ladestromweg des Abflachkondensators C 48 ein Shunt S 68 gekoppelt. Als Shunt S 68 sollte ein Shunt extrem geringer Impedanz (niedriger Gleichstromwiderstand, geringe Induktivität) verwendet werden, um eine Impedanzerhöhung des Ladestromwegs des Abflachkondensators C 48 zu vermeiden. Der von dem Shunt S 68 erfaßte Abflachstrom IS 48 wird auf die Primärspule eines Trenntransformators IT 68 gegeben. Der Transformator IT 68 trennt den Wechselrichter und die Überstrom-Detektorschaltung galvanisch. Wenn der Strom IS 48 fließt, wird das Spannungssignal an der mit Sternchen (*) markierten Seite der Sekundärspule des Transformators IT 68 positiv. Dieses Spannungssignal wird als Erkennungssignal E 68 negativen Potentials von dem Sensor 68 über die Diode D 68 ausgegeben. Fig. 5 zeigt eine weitere Modifizierung der Schaltung nach Fig. 2, bei welcher ein Hallelement H 68 verwendet wird, welches magnetisch an den Ladestromweg des Abflachkondensators C 48 gekoppelt ist. Das Hallelement H 68 wird von einem Hallsensor-Verstärker A 68 gleichstrommäßig vorgespannt. Wenn der Abflachstrom IS 48 fließt, tritt an einer gewissen Stelle des Hallelements H 68 ein Magnetfeld auf, dessen Stärke diesem Strom IS 48 entspricht. Dann dient das durch den Verstärker A 68 vorgespannte Hallelement H 68 zum Erkennen des dem Strom IS 48 entsprechenden Magnetfelds. Hierdurch wird die der Amplitude des Stroms IS 48 entsprechende Hallspannung an den Verstärker A 68 gegeben. Dann wird ein negatives Erkennungssignal E 68, welches dieser Hallspannung oder dem Abflachstrom IS 48 proportional ist, von dem Verstärker A 68 abgegeben. Fig. 6 zeigt eine weitere Modifizierung der in Fig. 2 gezeigten Schaltung, bei der der in Fig. 2 vorgesehene Stromwandler CT 68 durch einen Fotokoppler P 68 ersetzt ist. Eine von dem Ladestrom des Kondensators C 68A in Durchlaßrichtung vorgespannte Leuchtdiode LD 68 liegt zwischen dem Überbrückungskondensator C 68A kleiner Kapazität und dem GTO-Thyristors 24. Zu der Leuchtdiode LD 68 ist eine Schutzdiode D 68C antiparallelgeschaltet, um eine Beschädigung der Leuchtdiode LD 68 durch eine zu große Sperrspannung zu verhindern. Die Diode D 68C dient auch als Entladestromweg für den Kondensator C 68A. Anstelle der Diode D 68C kann auch irgendein Widerstand mit geeignetem Widerstandswert eingesetzt werden. Die Leuchtdiode LD 68 ist optisch mit einem Fototransistor PT 68 gekoppelt. Die Leuchtdiode LD 68 und der Fototransistor PT 68 bilden den Fotokoppler P 68. Der Transistor PT 68 gibt ein Stromsignal E 68 aus, das proportional ist zu der Intensität des von der Leuchtdiode LD 68 abgegebenen Lichts, das heißt proportional zu dem Abflachstrom IS 48. Wenn der Kollektor des Transistors PT 68 durch einen (nicht gezeigten) Lasttransistor auf das positive Versorgungspotential gezogen wird, erhält man ein Spannungs-Erkennungssignal E 68, das ansprechend auf den Abflachstrom IS 48 ein niedriges Potential erhält. Fig. 7 zeigt eine weitere Modifizierung der Schaltung nach Fig. 2, bei der der Stromwandler CT 68 gemäß Fig. 3 ersetzt ist durch einen Fotokoppler P 68. Die Verschaltung des Fotokopplers P 68 ist ähnlich der in Fig. 6 gezeigten Verschaltung. Wenn die Leuchtdiode LD 68 aufgrund des Ladestroms des Überbrückungskondensators C 68B Licht abgibt, gibt der Fototransistor PT 68 das Erkennungssignal P 68 ab. Fig. 8 zeigt eine weitere Modifizierung der Schaltung nach Fig. 2, bei der die Primärspule des Trenntransformators IT 68 parallel zu der Diode D 48 und dem Widerstand R 48 der Abflachschaltung 48 geschaltet ist. Von der Sekundärspule des Transformators IT 68 wird über die Diode D 68 ein negatives Erkennungssignal E 68 ausgegeben. Vorzugsweise ist die Primärimpedanz des Transformators IT 68 so groß wie möglich, da hierdurch die elektrische Beeinflussung der Abflachschaltung 48 geringer wird. Die in Fig. 9 dargestellte modifizierte Form der Schaltung nach Fig. 2 enthält eine Leuchtdiode LD 68 des Fotokopplers P 68 anstelle der Diode der Abflachschaltung 48. Fließt ein Abflachstrom IS 48, so fließt ein Teil des Stroms IS 48, der durch den Widerstand R 48 im Nebenschluß geleitet wird, durch die Leuchtdiode LD 68. Die Leuchtdiode LD 68 gibt dann Licht ab, und von dem Fototransistor PT 68 wird das Erkennungssignal E 68 ausgegeben. Wenn die Sperr-Durchbruchspannung der Diode LD 68 zu klein ist, kann zu der Diode LD 68 in Reihe eine Diode mit hoher Stehspannung geschaltet werden (nicht dargestellt). Fig. 10 zeigt ein Beispiel, bei dem die Sensoren 68 bis 78 des in Fig. 2 gezeigten Aufbaus in der Schaltung nach Fig. 1 eingesetzt werden. Ein Hauptschaltungs-Strom IX des Wechselrichters wird von dem Stromwandler 20 in ein Spannungssignal umgesetzt, und dieses Spannungssignal wird von dem Gleichrichter 62 in ein positives Gleichspannungs- Erkennungssignal E 62 umgesetzt. In dem Signal E 62 enthaltene hochfrequente Rauschanteile werden von dem TPF 64 eliminiert. Das vom TPF 64 kommende Ausgangssignal E 64 wird über einen Widerstand R 661 auf den invertierten Eingang eines Operationsverstärkers A 66 gegeben. Die Abflachströme IS 48 bis IS 58 sämtlicher Abflachschaltungen 48 bis 58 gemäß Fig. 1 werden von Sensoren 48 bis 78 in negative Gleichspannungs-Erkennungssignale E 68 bis E 78 umgesetzt. Die jeweiligen hochfrequenten Rauschanteile der Signale E 68 bis E 78 werden von den TPF 80 bis 90 eliminiert. Die Ausgangssignale E 80 bis E 90 der TPF 80 bis 90 werden über Widerstände R 662 bis R 667 an den invertierten Eingang des Operationsverstärkers A 66 gelegt. Wenn sämtliche Sensoren 68 bis 78 den gleichen Aufbau haben, werden die Zeitkonstanten der TPF 80 bis 90 sämtlich derart eingestellt, daß sie einander identisch sind, und die Werte der Widerstände R 662 bis R 667 werden ebenfalls gleich groß gewählt. Die Zeitkonstante des TPF 64 wird so groß gewählt, daß die Phase der Abflachstromkomponente des Signals E 64 im wesentlichen mit den Phasen der Signale E 80 bis E 90 zusammenfällt. Der Wert des Widerstands R 661 wird so gewählt, daß die Abflachstromkomponente (positiv) des Signals E 64 von den Signalen E 80 bis E 90 (negativ) gelöscht wird. Der nicht-invertierte Eingang des Operationsverstärkers A 66 ist an eine Schaltung angeschlossen, die ein geeignetes Offset-Vorspannungspotential +VB liefert. Der Ausgang des Operationsverstärkers A 66 ist über einen Widerstand R 668 an seinen invertierten Eingang gekoppelt. Der Operationsverstärker A 66 arbeitet als invertierender Verstärker und gibt das Signal E 66 umgekehrt proportional zu der Potentialdifferenz zwischen dem Signal E 64 und den Signalen E 80 bis E 90 ab. Dieses Signal E 66 wird über einen Widerstand R 921 an den invertierten Eingang des Vergleichers 92 gelegt. Von einem Potentiometer 96 wird über einen Widerstand R 922 an den nicht-invertierten Eingang des Vergleichers 92 ein Bezugspotential Vref (Bezugspegel) gelegt. Die Höhe der Bezugsspannung Vref kann durch Einstellung des Potentiometers 96 auf einen wählbaren Wert eingestellt werden. Der Vergleicher 92 kann aus einem Operationsverstärker mit invertiertem und nicht-invertiertem Eingang bestehen.

Das Ausgangssignal des Vergleichers 92 hat Null- oder negatives Potential, wenn das Potential des Signals E 66 kleiner ist als das Bezugspotential Vref (E 66 < Vref). Wenn der Hauptschaltungs-Strom IX nicht die obere Grenze des Sicherheitsstroms übersteigt, ist die Bedingung "E 66 < Vref" erfüllt. Übersteigt der Hauptschaltungs- Strom IX die Sicherheits-Stromgrenze, so steigt des Potential des Signals E 64 und damit das Potential des Signals E 66, welches das phasen-gedrehte Ausgangssignal ist, an, so daß die Bedingung E 66 < Vref vorliegt. Dann legt der Vergleicher 92 ein Überstrom-Erkennungssignal E 92 mit positivem Potential an die Schutzschaltung 94. Das heißt: In dem Moment, in dem der Hauptschaltungs- Strom IX einen vorbestimmten Stromwert übersteigt, der durch die Höhe des Bezugspotentials Vref festgelegt wird, wird das Überstrom-Erkennungssignal E 92 erzeugt, welches vom logischen Pegel "0" auf den logischen Pegel "1" ansteigt. Fig. 11 zeigt eine modifizierte Form der Schaltung nach Fig. 10. Bei der modifizierten Schaltung werden für die Sensoren 68 bis 78 die in Fig. 6 dargestellten Sensoren verwendet. Sämtliche Sensoren 68 bis 78 haben gleichen Aufbau, so daß lediglich der Sensor 68 beschrieben wird. Wenn ein Teil des Abflachladestroms durch die Photodiode LD 68 des Photokoppler P 68 fließt, gibt die Diode LD 68 Licht ab, so daß der Phototransistor PT 68 eingeschaltet wird. Der Kollektor des Transistors PT 68 ist über einen Lastwiderstand R 68 auf Masse gelegt, und am Emitter des Transistors PT 68 liegt eine negative Spannung - Vs. Wenn also der Transistor PT 68 eingeschaltet wird, fällt sein Kollektorpotential von null Volt auf - Vs. Dieser Kollektorpotentialabfall wird zu dem negativen Erkennungssignal E 68. Das negative Signal E 68 wird nach dem TPF 80 zu dem Signal E 80. Das (negative) Signal E 80 dient zum Löschen der dem Signal E 80 entsprechenden Abflachstromkomponente im Ausgangssignal E 64 (positiv), das von dem TPF 64 kommt. Fig. 12A bis 12C zeigen Wellenformen von Signalen, wie sie in den Hauptteilen der Schaltung nach Fig. 10 auftreten. Als Abflachladestrom möge der Strom IS 48 in die Abflachschaltung 48 nach Fig. 1 fließen; dies ist ein für sämtliche Abflachströme typischer Strom. Der Hauptschaltungs- Strom IX hat hier eine Wellenform, die dargestellt wird durch eine Kombination der Komponenten des Abflachstroms IS 48 und des stationären Laststroms. Fig. 12A zeigt die Signalwellenform E 64, die diesem Hauptschaltungs-Strom IX entspricht. In Fig. 12A ist der Zeitpunkt t 1 derjenige Zeitpunkt, bei welchem der GTO-Thyristor 26 in Fig. 1 eingeschaltet wird, wenn ein Laststrom durch die Diode 36 fließt. Im Zeitpunkt t 2 in Fig. 12A wird die Diode 36 ausgeschaltet, und demzufolge beginnt der Abflachstrom IS 48 zu fließen. Im Zeitpunkt t 3, wenn das Aufladen des Abflachkondensators C 48 abgeschlossen ist, ist die Stärke des Stroms IS 48 wieder null. Die während des Zeitraums zwischen den Zeitpunkten t 2 und t 3 in Fig. 12A auftretende Signalspitze wird durch den Abflachstrom IS 48 verursacht. Fig. 12B zeigt den Verlauf des Signals E 80, welches dem Abflachstrom IS 48 entspricht. Die Spitzenkomponente des Signals E 64 wird durch das Signal E 80, welches zu dieser Spitze praktisch symmetrisch ist, durch den Betrieb des Subtrahierers 66 nach Fig. 1 oder den der Elemente R 661-R 662, R 668 und A 66 in Fig. 10 ausgelöscht. Demzufolge hat das Ausgangssignal E 66 der Schaltung 66 oder des Operationsverstärkers A 66 die in Fig. 12C dargestellte Form. Der in Fig. 12C dargestellte Signalverlauf entspricht der Subtraktion der Signalwelle gemäß Fig. 12B von der Signalwelle gemäß Fig. 12A. Das Signal E 66 ist das Signal, welches die Komponente des Abflachstroms IS 48 nicht mehr enthält, sondern lediglich die Laststromkomponente darstellt. Die dem Hauptschaltungs-Strom IX entsprechenden Signale E 64, E 66, die die obere Sicherheits-Stromgrenze IX₀ des Wechselrichters übersteigen, sind mit E 64a bzw. E 66a bezeichnet, während solche Signale E 64, E 66, die einem Hauptschaltungs-Strom IX entsprechen, der nicht größer ist als IX₀, mit E 64b bzw. E 66b bezeichnet sind. Die Pegel L _TH der Signale E 64, E 66, die dem Strom IX₀ entsprechen, werden durch Vref repräsentiert. Wenn also gemäß Fig. 12A die auf den Abflachstrom IS 48 zurückzuführende Spitzenkomponente nicht gelöscht würde, wäre es unmöglich, das Überstromsignal E 64a (E 64a < L _TH) vor dem Zeitpunkt t 3 zu ermitteln. Wie jedoch Fig. 12C zeigt, kann man, wenn die Abflachstromkomponente eliminiert ist, das Überstromsignal E 66a im Zeitpunkt t 2 feststellen (E 66a < Vref).

In dem von der erfindungsgemäßen Anordnung abweichenden herkömmlichen Überstromdetektor wird die Zeitkonstante des TPF 64 extrem groß, da es notwendig ist, die in Fig. 12A gezeigte Signalspitze zu unterdrücken. Der entsprechende Signalverlauf des Signals E 64 bei einer solchen Unterdrückung ist in Fig. 12A als Signal E 64c gestrichelt angedeutet. Der Punkt der Überstromerkennung (der Schnittpunkt der Kurve E 64c mit der Linie L _TH) entspricht einem weit hinter dem Zeitpunkt t 3 liegenden Zeitpunkt t 4. Obschon das Zeitintervall von einem Bezugszeitpunkt t 1 (0 Sekunden) bis zu irgendeinem der Zeitpunkte t 2 bis t 4 abhängig von den tatsächlichen Ausführungsformen in der Praxis variiert, ist es offensichtlich, daß die Zeit t 2 wesentlich vor der Zeit t 4 liegt. Das heißt: Durch den erfindungsgemäßen Überstromdetektor läßt sich ein Überstrom wesentlich und zweifelsfrei schneller feststellen als mit einem üblichen Überstromdetektor. Fig. 13A bis 13C zeigen Signalverläufe von Signalen, die in den Hauptteilen der Schaltung nach Fig. 11 auftreten. Der in Fig. 13A gezeigte Signalverlauf des Signals E 64 entspricht dem Hauptschaltungs-Strom IX. Der in Fig. 13B gezeigte Signalverlauf entspricht dem dem Abflachstrom IS 48 entsprechenden Signal E 68, und es ist außerdem der Verlauf des gefilterten Ausgangssignals E 80 dargestellt. Fig. 13C zeigt den Verlauf des Signals E 66, das der Differenz zwischen der Wellenform E 64 gemäß Fig. 13A und der Wellenform E 80 gemäß Fig. 13B entspricht. Wenn gemäß Fig. 11 der Photokoppler P 68 einen Ein-/Aus-Schaltvorgang durchführt, erhält man ein rechteckiges Signal E 80 (Fig. 13B). In einem solchen Fall wird der Signalverlauf E 66 nach dem Eliminieren der Abflachstromkomponente kompliziert (siehe Fig. 13C). Nachdem aber einmal (nach dem Zeitpunkt t 2) die Bedingung E 66 < Vref festgestellt wurde, wird eine momentane Schwankung des Signalverlaufs E 66 (während des Intervalls zwischen t 2 und t 3) das Erkennen eines Überstroms nicht beeinträchtigen, wenn das Vorliegen der obigen Bedingung (E 66 < Vref) in einem Flipflop gespeichert wird. Wie man aus Fig. 13C ersieht, kann ein Überstrom der Wechselrichter-Hauptschaltung im oder vor dem Zeitpunkt t 2 erkannt werden. Fig. 14 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung. In den Ausführungsformen gemäß Fig. 1, 10 oder 11 wird zum Eliminieren der Spitze des Signals E 64 gemäß Fig. 12A oder 13A, hervorgerufen durch den Abflachstrom, der Abflachstrom IS 48 (oder irgendeiner der Ströme IS 48 bis IS 58) tatsächlich erfaßt. Wie Fig. 14 zeigt, wird zum Eliminieren der Spitze aus dem Signal E 64 ein Signal erzeugt, ohne daß die tatsächlichen Abflachströme IS 48 bis IS 58 erfaßt werden. In der Schaltung nach Fig. 14 wird der Strom IX (oder der Filterkondensatorstrom IY in Fig. 1) der Gleichstrom- Plusleitung L 14P über den Stromwandler 20 (oder 22), die Gleichrichterschaltung 62 und das TPF 64 in ein positives Signal E 64 umgesetzt. Dieses Signal E 64 wird über einen Widerstand R 661 im Gegenkopplungszweig an den invertierten Eingang des Operationsverstärkers A 66 gegeben. Der nicht-invertierte Eingang des Operationsverstärkers A 66 wird über einen Widerstand R 669 auf das positive Potential +Vc gezogen, und er empfängt gleichzeitig ein Simulationssignal E 106 über einen Widerstand R 670, um die Abflachstromkomponente in dem Signal E 64 zu löschen. Das Simulationssignal E 106 wird wie folgt zusammengesetzt: Zuerst wird von einem Gateimpulsgenerator 100 ein Zeitsteuersignal E 100 erzeugt, was gleichzeitig mit dem Einschalten irgendeines der GTO-Thyristoren 24 bis 34 in Fig. 1 geschieht. Das Signal E 100 wird um eine vorbestimmte Zeitdauer durch eine Verzögerungsschaltung 102 derart verzögert, daß ein verzögertes Signal E 102 erhalten wird. Wenngleich dies nicht dargestellt ist, kann die Schaltung 102 z. B. aus einem RC-Integrator und einem Vergleicher zum Erzeugen eines logischen Signals "1" bestehen, wenn das Ausgangspotential des Integrators einen vorbestimmten Wert übersteigt. Das verzögerte Signal E 102 dient zum Triggern eines Monoflops 104. Das Monoflop 104 erzeugt ein Gattersignal E 104 mit vorbestimmter Impulsbreite. Das Gattersignal E 104 wird dann durch einen Wellenformgenerator 106 in das oben erwähnte Simulationssignal E 106 umgewandelt. Der Generator 106 kann aus einfachen RC-Integratoren bestehen. Die Zeitkonstante des Monoflops 104 ist so ausgewählt, daß die Impulsbreite des Gattersignals E 104 der zeitlichen Breite der Spitze (der Abflachkomponente) des Signals E 64 entspricht. Das Ausmaß der durch die Verzögerungsschaltung 102 bewirkten Verzögerung des Signals ist so ausgewählt, daß die Spitze des Signals E 64 und das Simulationssignal E 106 etwa gleiche Phasen haben. Der Wellenformgenerator 106 ist so aufgebaut, daß die Wellenform des Simulationssignals E 106 identisch oder zumindest ähnlich der Wellenform der Spitze des Signals E 64 ist. Fig. 15 zeigt ein konkretes Beispiel für einen möglichen Aufbau der Schaltung nach Fig. 14 bei einem Drehstrom- Wechselrichter. Die in Fig. 15 nicht dargestellten Teile sind in Fig. 1 dargestellt. In der in Fig. 15 gezeigten Schaltung werden GTO-Thyristoren 24 bis 34 von einer Thyristor-Treiberschaltung 108, die aus sechs Thyristor-Treibern (TD) bestehen, getrieben. Die Eingangssignale E 100A bis E 100F für die sechs Treiber in der Treiberschaltung 108 kommen von einem Wechselrichter-Treiber 100, der die Funktion des Gatterimpulsgenerators 100 aus Fig. 14 hat. Die Signale E 100A bis E 100F sind nämlich dem Zeitsteuersignal E 100 in Fig. 14 äquivalent. Der Aufbau des Wechselrichter-Treibers 100 und der Thyristortreiberschaltung 108 ist dem Fachmann geläufig. Sechs Zeitsteuersignal E 100A bis E 100F werden dem nicht- invertierten Eingang des Operationsverstärkers A 66 über sechs Verzögerungselemente 102D, sechs Monoflops 104 D, sechs Wellenformgeneratoren 106 D und sechs Widerstände R 670A bis R 670F zugeführt. Die sechs Verzögerungselemente 102 D bilden die Verzögerungsschaltung 102 aus Fig. 14, die sechs Monoflops 104 D bilden den monostabilen Multivibrator 104 in Fig. 14, und die sechs Wellenformgeneratoren 106 D bilden den Wellenformgenerator 106 in Fig. 14. Die sechs Widerstände R 670A und R 670F entsprechen dem einen in Fig. 14 gezeigten Widerstand R 670. Obschon in Fig. 15 der Hauptschaltungs-Strom IX von dem an die Minusleitung L 14N gekoppelten Stromwandler 20 erfaßt wird, kann dieses Erfassen nicht nur über die Minusleitung L 14N, sondern auch über die Plusleitung L 14P erfolgen. Das dem Hauptschaltungs-Strom IX entsprechende Signal E 64 wird über einen Widerstand R 661 dem invertierten Eingang des Operationsverstärkers A 66 zugeführt. Der an den Ausgang des Operationsverstärkers A 66 anschließende Aufbau der Schaltung ist identisch mit dem Schaltungsaufbau nach Fig. 14. Die sechs Elemente, die die Verzögerungsschaltung 102, das Monoflop 104 und den Wellenformgenerator 106 in Fig. 15 bilden, sind jeweils identisch ausgebildet. Daher sollen im folgenden nur ein Verzögerungselement 102D, ein Monoflop 104 D und ein Wellenformgenerator 106 D beschrieben werden.

Fig. 16A bis 16E zeigen die Signalverläufe an den Hauptteilen der Schaltung nach Fig. 15. Es sei angenommen, daß der Thyristortreiber 108 D den GTO-Thyristor 26 beim Zeitsteuersignal E 100D (Fig. 16B) einschaltet. Es sei weiterhin angenommen, daß ein Abflachstrom IS 48 aufgrund des Ausschaltens der Diode 36 durch eine Abflachschaltung 48 fließe. Das Signal E 64 enthält nun die Spitze entsprechend dem Abflachstrom IS 48 (Fig. 16A). Nachstehend soll beschrieben werden, wie das Simulationssignal E 106D zum Löschen der Signalspitze zusammengesetzt wird.

Zuerst erreicht ein Zeitsteuersignal E 100D, welches zum Einschalten des GTO-Thyristors 26 dient, den logischen Pegel "1" (im Zeitpunkt t 10 in Fig. 16B). Dann, wenn die Diode 36 abgeschaltet ist, beginnt das Potential des Signals E 64 anzusteigen (etwa im Zeitpunkt t 12 in Fig. 16A). Die Vorderflanke des Signals E 100D wird von dem Verzögerungselement 102 D um eine feste Zeit verzögert. Die auf diese Weise verzögerte Vorderflanke des Signals E 102D dient zum Triggern des Monoflops 104 D. Jetzt erzeugt das Monoflop 104 D das Gattersignal E 104D mit fester Impulsbreite (zwischen t 13 und t 15 in Fig. 16C). Dieses Gattersignal E 104D wird von dem Wellenformgenerator 106 D in das Simulationssignal E 106D umgesetzt (zwischen t 13 und t 17 in Fig. 16D). Wenn der Generator 106D ein CR-Integrator ist, wird der Kondensator C dieses RC-Integrators während der Dauer des hohen Pegels (t 13 bis t 15) des Signals E 104D geladen, so daß das Potential des Signals E 106D exponentiell ansteigt. Der Kondensator C wird während der niedrigen Pegel-Phase (im Anschluß an den Zeitpunkt t 15) des Signals E 104D entladen, und das Potential des Signals E 106D fällt exponentiell ab. Dann wird das Signal E 106D mit der in Fig. 16D gezeigten Wellenform zusammengesetzt.

Wenn die Phase des Signals E 106D mit der Phase der Spitze des Signals E 64 zusammenfällt, ist der Signalverlauf des Signals E 106D ähnlich der Spitze des Signals E 64, und das Subtraktions-Verhältnis des Signals E 106D und des Signals E 64 im Operationsverstärker A 66 ist derart eingestellt, daß die Spitzenkomponente des Signals E 64 (d. h. die Abflachstromkomponente) aus dem Ausgangssignal E 66 des Operationsverstärkers A 66 entfernt wird (Fig. 16E). Auf diese Weise ermöglicht die Verwendung des Signals E 66, aus dem die Abflachkomponente gelöscht wurde, das Feststellen eines Übertroms mit sehr hoher Geschwindigkeit. Wie in Fig. 16E gezeigt ist, kann, wenn der Überstrom-Erkennungspegel Vref beträgt, das Überstrom- Erkennungssignal E 92 im Zeitpunkt t 12 erzeugt werden. Fig. 17 zeigt anhand konkreter Beispiele den Aufbau des Verzögerungselements 102D und des Wellenformgenerators 106 D, die in Fig. 15 schematisch dargestellt sind. In der Schaltung gemäß Fig. 17 wird das Ausmaß der Verzögerung des Verzögerungselements 102 D nach Maßgabe der Amplitude des Hauptschaltungs-Stroms IX (oder des Filterkondensator- Stroms IY) variiert. Da sich die Amplitude des Signals E 64 ändert, ist es selbst dann, wenn die Phase der Spitze des Signals E 64 schwankt, möglich, die Phase des Simulationssignals E 106D in Übereinstimmung mit dieser Phasenänderung zu ändern, so daß die Abflachstromkomponente bevorzugt gelöscht wird.

Das Zeitsteuersignal E 100D wird an einen ersten Eingang eines UND-Glieds 180 und an einen Löscheingang CLR eines Zählers 182 gegeben. Ein von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 184 erzeugtes Schwingungssignal E 184 wird an den zweiten Eingang des UND- Glieds 180 gelegt. Die Schwingungsfrequenz des VCO 184 ist proportional zu dem Gleichpotential des Ausgangssignals E 186 einer Differentialschaltung 186. Das Signal E 186 entspricht der Differenz (ES-E 188) zwischen einem Bezugspotential +Es und einem Gleichpotential E 188, welches proportional zu dem Potential des Signals E 64 ist. Das Potential E 188 wird von einem Pufferverstärker 188 abgegeben, der das Signal E 64 empfängt. Wenn nämlich das Bezugspotential +Es festliegt, verringert sich die Frequenz des Schwingungssignals E 184 mit einem Ansteigen des Potentials des Signals E 64. Im Gegensatz dazu steigt, wenn das Potential des Signals E 64 abnimmt (oder der Hauptschaltungs-Strom IX klein wird), das Potential E 186 ebenso wie die Frequenz des Schwingungssignals E 184. Unmittelbar nach dem Löschen durch die Vorderflanke des Signals E 100D beginnt der Zähler 182 mit dem Zählen des das UND-Glied 180 durchlaufenden Schwingungssignals. Wenn der Zähler 182 hochgezählt ist, gibt er ein Übertrag-Ausgangssignal ab. Dieser Übertrag ist das Signal E 102D, welches das Monoflop 104 D triggert. Es sei nun angenommen, daß es sich bei dem Zähler 182 um einen 4-Bit- Binärzähler handele, der ein Register (Flipflop) zum Festhalten des Übertrags nach dem Hochzählen enthalte. Es sei außerdem angenommen, daß die Frequenz des Schwingungssignals E 184 1,6 MHz betrage. Dann erzeugt der Zähler 182 das Signal E 102D, wenn das Schwingungssignal E 184 16 (= 2⁴) Impulse erzeugt hat, d. h., wenn 10 Mikrosekunden (= 16/1,6 MHz) verstrichen sind, nachdem das UND-Glied 180 geöffnet wurde. Das Monoflop 104D erzeugt ein Rechteck-Gattersignal E 104D mit einer Impulsbreite von z. B. 10 Mikrosekunden, wenn es von der Vorderflanke des Signals E 102D getriggert wird. Dieses Signal E 104D wird von dem Wellenformgenerator 106 D, der aus einem RC-Integrator mit einer Zeitkonstante von beispielsweise 10 Mikrosekunden besteht, in das Simulationssignal E 106D umgewandelt.

Wie in Fig. 16A durch die gestrichelten Linien dargestellt ist, kann man den Fall betrachten, daß das Potential des Signals E 64 aufgrund einer Abnahme des Hauptschaltungs- Stroms IX abgefallen ist. Die Schwingungsfrequenz des VCO 184 steigt beispielsweise von 1,6 MHz auf 2 MHz an, was auf diesen Spannungsabfall zurückzuführen ist. Dann gibt der 4-Bit-Binärzähler 182 des Signal E 102D 8 Mikrosekunden (=2⁴/2 MHz) nach seinem Löschen ab. Hierdurch wird also die durch das Verzögerungselement 102 D bewirkte Verzögerungszeit von 10 Mikrosekunden auf 8 Mikrosekunden verkürzt. Nun werden auch das Gattersignal E 104D und das Simulationssignal E 106D von dem Anfangspunkt (t 10 in Fig. 16B) des Zeitsteuersignals E 100D nur 8 Mikrosekunden verzögert (was durch die gestrichelten Linien in den Fig. 16C und 16D angedeutet ist).

Aus der obigen Beschreibung geht hervor, daß, wenn die Verzögerungszeit des Signals E 102D nach Maßgabe des Pegels des Signals E 64 verzögert wird, die Phase des Simulationssignals E 106D der Phase der Spitze des Signals E 64 folgt. Daher kann unabhängig von der Amplitude des Hauptschaltungs-Stroms IX das Signal E 66 zum Feststellen eines Überstroms erhalten werden, ohne daß dieses Signal nennenswert von einer Abflachstromkomponente beeinflußt wird (Fig. 16A und 16E). Außerdem ist es durch Austausch des VCO 184 gemäß Fig. 17 durch einen Oszillator mit fester Schwingungsfrequenz möglich, ein Verzögerungselement 102D zu erhalten, dessen Zeitverzögerung konstant ist.

Zu den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen sind noch weitere Ausgestaltungen möglich. Beispielsweise kann das dem Hauptschaltungs-Strom IX des Wechselrichters entsprechende Signal anhand des Stroms gebildet werden, der durch die Spannungsversorgungsleitung zu der Last 60 der in Fig. 1 gezeigten Schaltung fließt. Der in Fig. 17 gezeigte Wellenformgenerator 106 D kann aus einem LR-, einem LCR-Schaltkreis oder aus einem RC- Schaltkreis bestehen. Der Wellenformgenerator 106 (106 D, usw.) kann mittels des Dioden-Tangentialapproximationsverfahren, wie es bei Sinuswellen-Syntheseschaltungen eines Funktionsgenerators verwendet wird, entworfen werden. Für den Entwurf des Wellenformgenerators kann auch ein Wellenform- Umsetzverfahren angewendet werden, wobei die Nichtlinearität der Spannungs-Strom-Kennlinie eines Halbleiterbauelements zugrundegelegt wird. In den Fig. 14, 15 und 17 kann das tatsächliche Ausgangssignal des Monoflops 104 (104 D) als Simulationssignal E 106 (E 106D) verwendet werden. Der Verlauf des Signals E 66 ist in diesem Fall so, wie er in Fig. 13C dargestellt ist. Beim Zusammensetzen des Simulationssignals gemäß Fig. 14 ist eine Übereinstimmung der Signalbreite und der Phase des Signals E 106 mit der Breite der Spitze und der Phase des Signals E 64 wesentlich bedeutsamer als die Ähnlichkeit der Wellenform des Simulationssignals E 106 mit der Spitzen-Wellenform des Signals E 64.

Claims

1. Überstromdetektor für einen Wechselrichter, der die folgenden Merkmale umfaßt:

- einen Filterkondensator (18),
- Abflachschaltungen (48 bis 58) an den Halbleiterventilen (24 bis 34) und
- eine erste Einrichtung (20, 22, 62, 64) zum Erfassen eines Stromes (IX), der durch die Gleichstrom-Hauptschaltungen (L 14P), L 14N) des Wechselrichters fließt, oder eines Stromes (IY), der durch den Filterkondensator (18) fließt, und zum Erzeugen eines ersten Signals das zur Höhe des Stromes (IX oder IY) im Verhältnis steht,

dadurch gekennzeichnet,
daß an jeder Abflachschaltung (48 bis 58) eine zweite Einrichtung (68 bis 90 in Fig. 1, 100 bis 106 in Fig. 14) zum Erzeugen eines zweiten Signales (E 80 bis E 90 in Fig. 1 E 106 in Fig. 14) angeordnet ist, wobei das zweite Signal einen der Höhe eines in der Abflachschaltung (48 bis 58) fließenden Abflachstroms (IS 48 bis IS 58) entsprechenden Wert aufweist, und daß eine dritte Einrichtung (66, 92) ein drittes Signal (E 92) erzeugt, welches durch Vergleich der Differenz zwischen dem ersten Signal (E 64) und den zweiten Signalen (E 80 bis E 90 oder E 106) mit einem Bezugswert (Vref) gebildet wird, wobei das dritte Signal (E 92) als Ausgangssignal des Überstromdetektors zum Schutz des Betriebs des Wechselrichters verwendet wird, indem es zum Abschalten eines Überstroms durch Öffnen eines Trennschalters (12) im Überstromkreis verwendet wird. 2. Überstromdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung eine Sensorschaltung (68 bis 78 in Fig. 1) zum Erfassen des Abflachstroms (IS 48 bis IS 58) aufweist und daß aus dem Sensorsignal das zweite Signal (E 80 bis E 90) abgeleitet wird. 3. Überstromdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung eine Simulationsschaltung (100 bis 106 in Fig. 14) enthält, die synchron mit dem Auftreten des Abflachstroms (IS 48 bis IS 58) das zweite Signal (E 106) erzeugt.4. Überstromdetektor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Simulationsschaltung (100 bis 106 in Fig. 14) folgende Merkmale aufweist: eine Zeitsteuereinrichtung (100) zum Erzeugen eines Zeitsteuersignals (E 100, E 100D), das mit dem Triggerzeitpunkt der Halbleiterventile (24 bis 34) des Wechselrichters synchronisiert ist,
eine an die Zeitsteuereinrichtung (100) gekoppelte Verzögerungseinrichtung (102, 102 D), die ein Signal (E 102) erzeugt, wenn eine vorbestimmte Zeit verstrichen ist, nachdem sie das Zeitsteuersignal (E 100, E 100D) empfangen hat,
ein Monoflop (104), welches nach Triggerung durch das Signal (E 102) am Ausgang der Verzögerungseinrichtung (102, 102D) ein Triggersignal (E 104) abgibt, welches eine dem Zeitraum, in welchem der Abflachstrom (IS 48 bis IS 58) fließt, entsprechende vorbestimmte Impulsbreite aufweist, und eine Simulationseinrichtung (106), die eine Integratorschaltung mit einer der Impulsbreite des Triggersignals (E 104) entsprechenden Zeitkonstante aufweist und die das zweite Signal (E 106) abgibt. 5. Überstromdetektor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung aufweist: eine Einrichtung (180 bis 188) zum Ändern der vorbestimmten Zeitdauer, damit das Signal (E 102) am Ausgang der Verzögerungseinrichtung auf der Grundlage der Amplitude des ersten Signals (E 62) erzeugt werden kann. 6. Überstromdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensorschaltung (68 bis 78 in Fig. 1) aufweist: einen Überbrückungskondensator (C 68A), der parallel zu dem Abflachkondensator (C 48) geschaltet ist, und einen Stromsensor (CT 68, P 68), der in den Ladestromweg des Überbrückungskondensators (C 68A) geschaltet ist.

7. Überstromdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensorschaltung (68 bis 78 in Fig. 1) aufweist:
einen Überbrückungskondensator (C 68B), der parallel zu in der Abflachschaltung (48 bis 58 in Fig. 1) in Reihe angeordneten Abflachkondensator (C 48) und Diode (D 48) geschaltet ist, und einen Stromsensor (CT 68, P 68), der in den Ladestromweg des Überbrückungskondensators (C 68B) geschaltet ist.

8. Überstromdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensorschaltung (68 bis 78 in Fig. 1) enthält:
einen Shunt (S 68), der in dem Ladestromweg des Abflachkondensators (C 48) liegt, und eine Transformator (IT 68) zum galvanischen Entkoppeln, der in den Meßsignalkreis des Shunts (S 68) geschaltet ist. 9. Überstromdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensorschaltung (68 bis 78 in Fig. 1) enthält: ein Hallelement (H 68), das magnetisch mit dem Ladestromweg des Abflachkondensators (C 48) gekoppelt ist, und eine Einrichtung (A 68) zum Anlegen einer vorbestimmten Vorspannung an das Hallelement (H 68) und zum Erzeugen des Sensorsignals (E 68) aus dem Hallelement (H 68). 10. Überstromdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung (68 bis 90 in Fig. 1, 100 bis 106 in Fig. 14) den von dem Abflachstrom (IS 48 bis IS 58) hervorgerufenen Spannungsabfall an der zu dem Abflachkondensator (C 48) in Serie geschalteten Diode (D 48) auswertet.11. Überstromdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zu dem Abflachkondensator (C 48) in Serie geschaltete Diode eine Leuchtdiode (LD 68) ist und daß eine optisch an die Leuchtdiode (LD 68) gekoppelte Einrichtung (PT 68) vorhanden ist, die nach Maßgabe der Intensität des von der Leuchtdiode (LD 68) abgegebenen Lichts des Sensorsignals (E 68) erzeugt.12. Überstromdetektor nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß als Stromsensor (CT 68, P 68) ein Stromwandler (CT 68) verwendet wird. 13. Überstromdetektor nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromsensor (CT 68, P 68) enthält: eine Leuchtdiode (LD 68) im Ladestromweg des Überbrückungskondensators (C 68A, C 68B) und ein Photosensorelement (PT 68), das optisch mit der Leuchtdiode (LD 68) gekoppelt ist, um nach Maßgabe der Intensität des abgegebenen Lichts das Sensorsignal (E 68) zu erzeugen.