JPS5992779A - 電圧形インバ−タの保護装置 - Google Patents
電圧形インバ−タの保護装置Info
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- JPS5992779A JPS5992779A JP57200641A JP20064182A JPS5992779A JP S5992779 A JPS5992779 A JP S5992779A JP 57200641 A JP57200641 A JP 57200641A JP 20064182 A JP20064182 A JP 20064182A JP S5992779 A JPS5992779 A JP S5992779A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、例えば交流電動機を可変速運転させる電動機
駆動制御装置における電圧形インバータの保護装置に関
する。
駆動制御装置における電圧形インバータの保護装置に関
する。
一般的に、電圧形インバータは第１図に示す如く交流電
源１を整流する整流器２と、その出力電圧を平滑する主
回路フィルタコンデンサ３と、その平滑直流電圧を交流
電圧に変換するインバータ４により構成され、交流電動
機５を駆動する。ここで整流器２にダイオードブリップ
となっているが、サイリスタブリップでもよく、また、
インバータ４のスイッチング素子はＧＴＯ（ゲート・タ
ン・オフ・サイリスタ）となっているが強制転流できる
回路があればサイリスクでもよく、当然の如く、ＧＴＲ
（ジャイアント・トランジスタ）でもよい。
源１を整流する整流器２と、その出力電圧を平滑する主
回路フィルタコンデンサ３と、その平滑直流電圧を交流
電圧に変換するインバータ４により構成され、交流電動
機５を駆動する。ここで整流器２にダイオードブリップ
となっているが、サイリスタブリップでもよく、また、
インバータ４のスイッチング素子はＧＴＯ（ゲート・タ
ン・オフ・サイリスタ）となっているが強制転流できる
回路があればサイリスクでもよく、当然の如く、ＧＴＲ
（ジャイアント・トランジスタ）でもよい。
第２図は、第１図での主回路フィルタコンデンサ３ψイ
ンバータ４と交流電動機５による詳細を表した構成図で
ある。ここで、主回路フィルタコンデンサ３と直列に接
続されたコイル６及び電流検出器７（本説明の回路では
交流器とする。）は、インバータ４が短絡故障した場合
に主回路フィルタコンデンサ３の放電電流を抑制するイ
ンダクタンスでアシ、且つその電流の検出器である。イ
ンバータ４と直列に接続された電流検出器８（本回路で
は変流器とする。）は、インバータ４に流入する直流主
回路電流を検出する。（電流検出器７，８は、短絡電流
を検出することができ、ここではかならずしも両方接続
する必要はない。）インバータ４の詳細は、インバータ
出力電圧を制御するスイッチング素子のＧＴＯ９と、そ
れと逆並列に接続され無効電力、交流電動機５からの回
生ユネルギーと循環電流を流す逆並列ダイオード１０と
、それらの素子に印加されるｄｖ／ｄｔを抑制するスナ
バ−回路（抵抗器１１とダイオード１２の並列接続とコ
ンデンサ１３との直列回路）とで構成されている。
ンバータ４と交流電動機５による詳細を表した構成図で
ある。ここで、主回路フィルタコンデンサ３と直列に接
続されたコイル６及び電流検出器７（本説明の回路では
交流器とする。）は、インバータ４が短絡故障した場合
に主回路フィルタコンデンサ３の放電電流を抑制するイ
ンダクタンスでアシ、且つその電流の検出器である。イ
ンバータ４と直列に接続された電流検出器８（本回路で
は変流器とする。）は、インバータ４に流入する直流主
回路電流を検出する。（電流検出器７，８は、短絡電流
を検出することができ、ここではかならずしも両方接続
する必要はない。）インバータ４の詳細は、インバータ
出力電圧を制御するスイッチング素子のＧＴＯ９と、そ
れと逆並列に接続され無効電力、交流電動機５からの回
生ユネルギーと循環電流を流す逆並列ダイオード１０と
、それらの素子に印加されるｄｖ／ｄｔを抑制するスナ
バ−回路（抵抗器１１とダイオード１２の並列接続とコ
ンデンサ１３との直列回路）とで構成されている。
第３図は、従来から使用している短絡電流検出回路であ
る。電流検出器８（電流検出器７でもよい。）で検出し
た電流信号はフィルタ２１を通して比較器２３でレベル
設定器２２と比較し設定レベル以上になれば保護シーケ
ンス回路２４からの適当な信号でＧＴＯ９のダートブロ
ック又はケ゛−ト全点弧等の保膜動作を行う。
る。電流検出器８（電流検出器７でもよい。）で検出し
た電流信号はフィルタ２１を通して比較器２３でレベル
設定器２２と比較し設定レベル以上になれば保護シーケ
ンス回路２４からの適当な信号でＧＴＯ９のダートブロ
ック又はケ゛−ト全点弧等の保膜動作を行う。
通常運転時、電流検出器７，８にはスナバ−コンデンサ
充電電流が流れているので、この電流に起因する回路の
誤動作を防ぐため、検出回路の検出レベルを高めたり、
その・臂ルス″゛幅を考慮した時定数をもつフィルタ回
路２１（積分回路）を接続している。これらはいずれも
短絡電流検出時間を遅らす要因となっている。ここで通
常運転時のスナバ−コンデンサ充電電流を、第４図及び
第５図で説明する。
充電電流が流れているので、この電流に起因する回路の
誤動作を防ぐため、検出回路の検出レベルを高めたり、
その・臂ルス″゛幅を考慮した時定数をもつフィルタ回
路２１（積分回路）を接続している。これらはいずれも
短絡電流検出時間を遅らす要因となっている。ここで通
常運転時のスナバ−コンデンサ充電電流を、第４図及び
第５図で説明する。
第４図は、第２図のインバータ４の１相分を示し、上下
台構成要素に添字を付は上下の区別を行なったもので、
上相の構成要素にはＵ、下相の構成要素にはＸを付けた
。また、ＧＴ０９Ｕに流れる電流１９ Ｕ ！逆並列ダ
イオードＩＯＸに流れる電流ｉ １０Ｘとスナバ−コン
デンサ１３Ｘの充電電流１１３Ｘを示している。
台構成要素に添字を付は上下の区別を行なったもので、
上相の構成要素にはＵ、下相の構成要素にはＸを付けた
。また、ＧＴ０９Ｕに流れる電流１９ Ｕ ！逆並列ダ
イオードＩＯＸに流れる電流ｉ １０Ｘとスナバ−コン
デンサ１３Ｘの充電電流１１３Ｘを示している。
第５図は、第４図で示している電流の波形であシ、ａは
逆並列ダイオードＩＯＸに流れている電流で、交流電動
機５とインバータ４内で環流している電流か、交流電動
機５と主回路フィルタコンデンサ３によシ無効電力のや
ｐとシを行なっている電流である。ｂは、ＧＴＯ９Ｕが
時刻ｔ、でオンしたどきのＧＴＯ９Ｕに流れている電流
で、ｔ−ｔ２間は主回路コンデンサジ−コイル６−電流
検出器８− ＧＴＯ９Ｕ−逆並列ダイオード１０Ｘ−主
回路コンデンサ３の経路で流れている短絡電流、 ｔ２
は逆並列ダイオードがオフした時点で、ｊ２−ｔ３間は
、交流電動機５へ流れる電流と主回路フィルタコンデン
サ３−コイル６−電流検出器８− ＧＴＯ９Ｕ−スナバ
−ダイオード１２Ｘ−スナバ−コンデンサ１３Ｘ−主回
路フィルタコンデンサ３の経路で流れるスナバ−コンデ
ンサ充電電流との和であ’）、ｔ３以後は、交流電動機
５へ流れている電流である。Ｃは、ｂ波形のｔ２− ｔ
５間で流れてるスナバ−コンデンサ１３Ｘの充電電流で
あり、コイル６、スナバ−コンデンサ１３Ｘと主回路フ
ィルタコンデンサ電圧で決まるパルス電流となる。特に
、ＧＴＯのようなｄｖ／ｄｔ耐量の低い素子を使用した
場合、素子に印加されるｄｖ／ｄｔを下げるべく、スナ
バ−コンデンサ容量を大きくする。このためスナバ−コ
ンデンサ充電電流のパルスピーク値及びノ４ルス幅が増
加する。たとえば、主回路フィルタコンデンサ電圧６０
０ Ｖ 、スナバ−コンデンサ１３の容量４μＦ、コイ
ル６のインダクタンス１０μＨであるとき、パルスピー
ク値は約３０ＯＡ 。
逆並列ダイオードＩＯＸに流れている電流で、交流電動
機５とインバータ４内で環流している電流か、交流電動
機５と主回路フィルタコンデンサ３によシ無効電力のや
ｐとシを行なっている電流である。ｂは、ＧＴＯ９Ｕが
時刻ｔ、でオンしたどきのＧＴＯ９Ｕに流れている電流
で、ｔ−ｔ２間は主回路コンデンサジ−コイル６−電流
検出器８− ＧＴＯ９Ｕ−逆並列ダイオード１０Ｘ−主
回路コンデンサ３の経路で流れている短絡電流、 ｔ２
は逆並列ダイオードがオフした時点で、ｊ２−ｔ３間は
、交流電動機５へ流れる電流と主回路フィルタコンデン
サ３−コイル６−電流検出器８− ＧＴＯ９Ｕ−スナバ
−ダイオード１２Ｘ−スナバ−コンデンサ１３Ｘ−主回
路フィルタコンデンサ３の経路で流れるスナバ−コンデ
ンサ充電電流との和であ’）、ｔ３以後は、交流電動機
５へ流れている電流である。Ｃは、ｂ波形のｔ２− ｔ
５間で流れてるスナバ−コンデンサ１３Ｘの充電電流で
あり、コイル６、スナバ−コンデンサ１３Ｘと主回路フ
ィルタコンデンサ電圧で決まるパルス電流となる。特に
、ＧＴＯのようなｄｖ／ｄｔ耐量の低い素子を使用した
場合、素子に印加されるｄｖ／ｄｔを下げるべく、スナ
バ−コンデンサ容量を大きくする。このためスナバ−コ
ンデンサ充電電流のパルスピーク値及びノ４ルス幅が増
加する。たとえば、主回路フィルタコンデンサ電圧６０
０ Ｖ 、スナバ−コンデンサ１３の容量４μＦ、コイ
ル６のインダクタンス１０μＨであるとき、パルスピー
ク値は約３０ＯＡ 。
パルス幅は約２０μＳＥＣとなる。これに応じて、第３
図の検出レベル設定器２２の設定値とフィルター２１の
時定数が犬きくなシ検出時間の遅れが顕著に現われる。
図の検出レベル設定器２２の設定値とフィルター２１の
時定数が犬きくなシ検出時間の遅れが顕著に現われる。
一方、ＧＴＯはタンオフ特性において、タンオフ能力以
上のアノード電流が流れているときに、オフゲート信号
を与えると、ＧＴＯには破壊する特性がある。従ってＧ
、ＴＯインバータ短絡故障電流の検出に際しては、その
検出レベル及び検出速度に従来のサイリスクより厳しい
制約がアシ、これが解決しなければ、検眼回路と素子と
の協調が取れない問題を生じる。
上のアノード電流が流れているときに、オフゲート信号
を与えると、ＧＴＯには破壊する特性がある。従ってＧ
、ＴＯインバータ短絡故障電流の検出に際しては、その
検出レベル及び検出速度に従来のサイリスクより厳しい
制約がアシ、これが解決しなければ、検眼回路と素子と
の協調が取れない問題を生じる。
本発明の目的は、電圧形インバータの短絡電流検出回路
において、スナバ−コンデンサ充電電流による検出誤差
を除去し、よシ早い検出が出来る電圧形インバータの保
譲装置を提供することにある。
において、スナバ−コンデンサ充電電流による検出誤差
を除去し、よシ早い検出が出来る電圧形インバータの保
譲装置を提供することにある。
本発明はこの目的を達成するために、短絡電流に含まれ
るスナバ−コンデンサ電流を除去し、故障時の短絡電流
検出の応答を早くしたことを特徴とする。
るスナバ−コンデンサ電流を除去し、故障時の短絡電流
検出の応答を早くしたことを特徴とする。
以下本発明を第６図、紀７図及び第８図に示す一実施例
について説明する。第６図において前述した電圧形イン
バータのインバータ部の構成要素でおるＧＴＯ９、逆並
列ダイオード１０゜スナバ−回路（抵抗器１１ｒダイオ
ード１２とコンデンサ１３）において、スナハーコンテ
ンサ１３の充電電流検出回路には、スナノ々−コンデン
サ１３と直列に変流器を設はり場合、変流器の漏れイン
ダクタンス等の影響によりスナノ々−回路が作用するｄ
ｖ／ｄｔの抑制効果が低下し、また、変流器容量も大き
なものを必要とするため、スナバ−コンデンサ１３と並
列にスナ２Ｎ −特性上無視できる小容量のコンデンサ
１４とそのコンデンサ１４の小充電電流を検出するため
の電流検出器１５の直列回路を付加した回路で構成する
。第７図において、前述した主回路フィルタコンデンサ
３の電流を検出する電流検出器８の出力信号とインバー
タズリツデの全てのスナバ−回路の付加した電流検出器
１５の出力信号をノイズ除去用のフィルタ２１を通して
、加算器２４に加え、加算器２４の出力と短絡検出レベ
ル設定器２２の検出レベルを比較器２３で比較し、比較
器２３の出力信号は保硯動作シーケンス回路２４にてＧ
ＴＯ９のゲートブロック又はｒ−）全点弧やゲート全消
弧等の保睡動作をする。
について説明する。第６図において前述した電圧形イン
バータのインバータ部の構成要素でおるＧＴＯ９、逆並
列ダイオード１０゜スナバ−回路（抵抗器１１ｒダイオ
ード１２とコンデンサ１３）において、スナハーコンテ
ンサ１３の充電電流検出回路には、スナノ々−コンデン
サ１３と直列に変流器を設はり場合、変流器の漏れイン
ダクタンス等の影響によりスナノ々−回路が作用するｄ
ｖ／ｄｔの抑制効果が低下し、また、変流器容量も大き
なものを必要とするため、スナバ−コンデンサ１３と並
列にスナ２Ｎ −特性上無視できる小容量のコンデンサ
１４とそのコンデンサ１４の小充電電流を検出するため
の電流検出器１５の直列回路を付加した回路で構成する
。第７図において、前述した主回路フィルタコンデンサ
３の電流を検出する電流検出器８の出力信号とインバー
タズリツデの全てのスナバ−回路の付加した電流検出器
１５の出力信号をノイズ除去用のフィルタ２１を通して
、加算器２４に加え、加算器２４の出力と短絡検出レベ
ル設定器２２の検出レベルを比較器２３で比較し、比較
器２３の出力信号は保硯動作シーケンス回路２４にてＧ
ＴＯ９のゲートブロック又はｒ−）全点弧やゲート全消
弧等の保睡動作をする。
次に本発明の動作について説明する。
第８図において、ａは主回路フィルタコンデンサ３の電
流を検出する電流検出器８の出力波形（以下ｉａとする
。）であシ、ｂはスナ・ダー回路に付加した電流検出器
１５の出力波形（以下ｉｂとする。）でちるがこの２つ
の波形ｉａ。
流を検出する電流検出器８の出力波形（以下ｉａとする
。）であシ、ｂはスナ・ダー回路に付加した電流検出器
１５の出力波形（以下ｉｂとする。）でちるがこの２つ
の波形ｉａ。
ｊｂはスナバ−コンデンサ容量をＣ３とし、スナバ−回
路に付加したコンデンサ容量をＣａとした場合、電流検
出器８の変流比ａ７ 、電流検出器１５の変流比ａ１５
をＣ８＊ Ｃ７：＝ Ｃｄ ” Ｃ１５となるように選
択することによって、ｉｂは、ｉａのｔ２−ｔ３間のス
ナバ−コンデンサ電流部分の波形と大きさが等しくなる
。Ｃは前述した加算器２４の出力波形であり、ｉａ＋ｉ
ｂすることによシ、スナバ−コンデンサ１３に流れる電
流成分を除去できる。また、ｉａ、ｉｂの電流信号を変
流比で一致させなくとも、加算器２４の各検出信号のダ
インを調整することにより、同一の結果を得ることがで
きる。このような電流波形ｉ ａ ＋ｉ ｂを、短絡検
出レベルと比較することは、短絡検出レベルを最大負荷
電流時の検出電流値の近傍に設定することができるため
、故障短絡時の短絡電流を従来回路に比べて早く検出す
ることができ、また、各電流検出信号のフィルタ回路２
１も従来回路に比ベスナバーコンデンサ電流ノソルス波
形を減衰させる必要がなくなるためフィルタ時定数も短
くでき、短絡電流検出の遅れも減少できる。
路に付加したコンデンサ容量をＣａとした場合、電流検
出器８の変流比ａ７ 、電流検出器１５の変流比ａ１５
をＣ８＊ Ｃ７：＝ Ｃｄ ” Ｃ１５となるように選
択することによって、ｉｂは、ｉａのｔ２−ｔ３間のス
ナバ−コンデンサ電流部分の波形と大きさが等しくなる
。Ｃは前述した加算器２４の出力波形であり、ｉａ＋ｉ
ｂすることによシ、スナバ−コンデンサ１３に流れる電
流成分を除去できる。また、ｉａ、ｉｂの電流信号を変
流比で一致させなくとも、加算器２４の各検出信号のダ
インを調整することにより、同一の結果を得ることがで
きる。このような電流波形ｉ ａ ＋ｉ ｂを、短絡検
出レベルと比較することは、短絡検出レベルを最大負荷
電流時の検出電流値の近傍に設定することができるため
、故障短絡時の短絡電流を従来回路に比べて早く検出す
ることができ、また、各電流検出信号のフィルタ回路２
１も従来回路に比ベスナバーコンデンサ電流ノソルス波
形を減衰させる必要がなくなるためフィルタ時定数も短
くでき、短絡電流検出の遅れも減少できる。
このように短絡故障時の電流検出速度が向上するため、
故障発生時点から保獲回路が動作する１での短絡電流の
上昇値は減少し、素子との保睡協調が改善される。
故障発生時点から保獲回路が動作する１での短絡電流の
上昇値は減少し、素子との保睡協調が改善される。
次に本発明の他の実施例を第９図、第１０図で説明する
。第６図に示した実施例と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。第９図は、スナバ−回路に付加する
コンデンサ１４と電流検出器１５の直列回路をスナバ−
回路と並列に接続することによシ、第６図に示した回路
と同様の効果が得られる。しかし、コンデンサ１４の放
電電流が抵抗器１１を通らないため、電流検出器１５の
検出電流は、スナバ−コンデンサ１３の放電電流と異な
る。そこで、放電電流成分を無視する回路を付加する必
要があるため、ここでは、変流器１５の出力端にダイオ
ード１６を接続し、放電電流検出成分を短絡している。
。第６図に示した実施例と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。第９図は、スナバ−回路に付加する
コンデンサ１４と電流検出器１５の直列回路をスナバ−
回路と並列に接続することによシ、第６図に示した回路
と同様の効果が得られる。しかし、コンデンサ１４の放
電電流が抵抗器１１を通らないため、電流検出器１５の
検出電流は、スナバ−コンデンサ１３の放電電流と異な
る。そこで、放電電流成分を無視する回路を付加する必
要があるため、ここでは、変流器１５の出力端にダイオ
ード１６を接続し、放電電流検出成分を短絡している。
第１０図は、スナバ−コンデンサ電流を検出するため、
スナバ−コンデンサ１３と直列にシャント１７を付加し
た回路であシ、第６図に示した回路と同様の効果が得ら
れる。しかし、本回路はスナバ−回路に直接に接続され
るため、配線の長さ、シャントの検出電圧等によってス
ナバ−効果が低下されないように選定する必要がある。
スナバ−コンデンサ１３と直列にシャント１７を付加し
た回路であシ、第６図に示した回路と同様の効果が得ら
れる。しかし、本回路はスナバ−回路に直接に接続され
るため、配線の長さ、シャントの検出電圧等によってス
ナバ−効果が低下されないように選定する必要がある。
また、保護回路との絶縁が要求されるため絶縁回路１８
が付加されなければならない。
が付加されなければならない。
本発明の説明においてスナバ−回路は、抵抗。
コンデンサ及びダイオードで構成されているが、抵抗と
コンデンサでもよく、ともかく、素子のｄｖ／ｄｔの抑
制にコンデンサを用いているスナバ−回路すべてに適用
できる。また、短絡電流の検出位置についても、スナバ
−電流と負荷電流が流れるところでちれば良いわけで、
インバータの各アームに取り付けることも可能である。
コンデンサでもよく、ともかく、素子のｄｖ／ｄｔの抑
制にコンデンサを用いているスナバ−回路すべてに適用
できる。また、短絡電流の検出位置についても、スナバ
−電流と負荷電流が流れるところでちれば良いわけで、
インバータの各アームに取り付けることも可能である。
以上説明したように、本発明はスナバ−回路にスナバ−
効果（ｄｖ／ｄｔ抑制）を低下させることなくスナバ−
コンデンサ電流を検出する回路を付加し、その検出信号
を従来の短絡電流検出信号に減算するように構成したの
で、故障時の短絡電流検出速度が従来回路に比べ早くで
きるため素子との保護協調が向上する効果がある。
効果（ｄｖ／ｄｔ抑制）を低下させることなくスナバ−
コンデンサ電流を検出する回路を付加し、その検出信号
を従来の短絡電流検出信号に減算するように構成したの
で、故障時の短絡電流検出速度が従来回路に比べ早くで
きるため素子との保護協調が向上する効果がある。
第１図は一般的な電圧形インバータを示す構成図、第２
図は第１図のインバータ部と主回路フィルタコンデンサ
部を示す構成図、第３図は従来の短絡検出保護回路を示
す構成図、第４図は第２図のインバータ部の上下２相分
を示す構成図、第５図は第４図の各部波形を示す波形図
、第６図は本発明のインバータ部の１相分の一実施例を
示す構成図、第７図は本発明の短絡検出保護回路を示す
構成図、第８図は第７図の各部波形を示す波形図、第９
図、第１０図は本発明のそれぞれ異る他の実施例を示ず
構成図である。 ９・・・ＧＴｏ、１０・・・逆並列ダイオード、１ノ・
・・スナバ−抵抗器、１２・・・スナバ−ダイオード、
１３・・・スナバ−コンデンサ、１４・・・ス丈バー回
路の伺加コンデンサ、１５・・・スナバ−回路の付加変
流器。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第 １ 図 第２図 第３図 第６図 第４図 第７図 第８図
図は第１図のインバータ部と主回路フィルタコンデンサ
部を示す構成図、第３図は従来の短絡検出保護回路を示
す構成図、第４図は第２図のインバータ部の上下２相分
を示す構成図、第５図は第４図の各部波形を示す波形図
、第６図は本発明のインバータ部の１相分の一実施例を
示す構成図、第７図は本発明の短絡検出保護回路を示す
構成図、第８図は第７図の各部波形を示す波形図、第９
図、第１０図は本発明のそれぞれ異る他の実施例を示ず
構成図である。 ９・・・ＧＴｏ、１０・・・逆並列ダイオード、１ノ・
・・スナバ−抵抗器、１２・・・スナバ−ダイオード、
１３・・・スナバ−コンデンサ、１４・・・ス丈バー回
路の伺加コンデンサ、１５・・・スナバ−回路の付加変
流器。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第 １ 図 第２図 第３図 第６図 第４図 第７図 第８図
Claims (3)
- （１） インバータを構成するスイッチング素子にス
ナバ−回路を具備した電圧形インバータにおいて、前記
スナバ−回路を構成するスナバ−コンデンサの充電電流
を検出する電流検出回路を設け、前記電圧形インバータ
のフィルタコンデンサ電流又は直流主回路電流の検出値
から前記電流検出回路の出力信号を減シ、した信号を前
記電圧形インバータの過電流信号としたことを特徴とす
る電圧形インバータの保護装置。 - （２）前記電流検出回路は、前記スナバ−回路又はスナ
バ−コンデンサと並列接続される電流検出器とコンデン
サとから成る直列回路で構成したことを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の電圧形インバータの保護装置。 - （３）前記電流検出回路は前記スナバ−コンデンサに直
列接続されるシャントと該シャントの出力信号を絶縁し
て導出する回路で構成したことを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の電圧形インバータの保護装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57200641A JPS5992779A (ja) | 1982-11-16 | 1982-11-16 | 電圧形インバ−タの保護装置 |
| US06/547,588 US4535378A (en) | 1982-11-16 | 1983-11-01 | Overcurrent detector for an inverter |
| DE19833341398 DE3341398A1 (de) | 1982-11-16 | 1983-11-15 | Ueberstromdetektor fuer einen wechselrichter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57200641A JPS5992779A (ja) | 1982-11-16 | 1982-11-16 | 電圧形インバ−タの保護装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5992779A true JPS5992779A (ja) | 1984-05-29 |
Family
ID=16427766
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57200641A Pending JPS5992779A (ja) | 1982-11-16 | 1982-11-16 | 電圧形インバ−タの保護装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5992779A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019202922A1 (ja) * | 2018-04-19 | 2019-10-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1982
- 1982-11-16 JP JP57200641A patent/JPS5992779A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019202922A1 (ja) * | 2018-04-19 | 2019-10-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JPWO2019202922A1 (ja) * | 2018-04-19 | 2020-10-01 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
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