DE3307137C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen AM-Stereorundfunkempfänger für ein Trägersignal, das mit einem ersten Signal amplitudenmoduliert und mit einem zweiten Signal winkelmoduliert ist, entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

In der US-PS 4 018 994 (Kahn) ist ein AM-Stereoempfänger beschrieben, der zur Demodulation des amplitudenmodulierten Anteils eines empfangenen und auf Zwischenfrequenz umgesetzten AM-Stereosignals mit unabhängigen Seitenbändern einen Hüllkurvendetektor sowie außerdem eine Schaltung enthält, um die von der Phasenmodulation herrührende Quadraturmodulation in dem Zwischenfrequenzsignal zu demoludieren. In der in diesem Empfänger verwendeten Quadraturdemodulationsschaltung wird die quadraturmodulierte Komponente des Zwischenfrequenzsignals vor der Quadratur­ demodulation zum Zwecke der Verzerrungskorrektur modifiziert.

In AM-Empfängern und speziell in solchen, die kontinuierlich durchstimmbar sind, ist es häufig zweckmäßig, eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) mit einer nicht eben verlaufenden Kennlinie zu verwenden, so daß der Signalpegel an dem Ausgang des Hüllkurvendetektors mit zunehmender Amplitude des empfangenen Signals kontinuierlich ansteigt, anstatt denselben Wert beizubehalten. Dies führt jedoch zu einem mit dem Empfangssignalpegel ansteigenden Korrektursignal und damit zu einer falschen Verzerrungs­ korrektur.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, einen Empfänger mit Verzerrungskorrektur für die Quadraturdemodulationskomponente zu schaffen, der auch bei nicht eben verlaufender Kennlinie der automatischen Verstärkungsregelung ein quadraturdemoduliertes Signal liefert, dessen Verzerrungen richtig korrigiert sind.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist der erfindungsgemäße Empfänger durch die Merkmale des Hauptanspruches ge­ kennzeichnet.

In der Zeichnung sind Ausführungsbeispiele des Gegenstandes der Erfindung dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 die Kennlinien unterschiedlicher automatischer Verstärkungsregelungen in Abhängigkeit von dem Eingangssignal,

Fig. 2 das Blockdiagramm eines bekannten Empfängers für ein zusammengesetztes Signal,

Fig. 3 das Blockdiagramm für den Demodulatorteil eines Empfängers für ein zusammengesetztes Signal, das mit einem amplitudenunabhängigen Modifikationssignal modifiziert wird,

Fig. 4 das Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispieles des Demodulatorteils eines Empfängers für ein zusammengesetztes Signal, das mit einem amplitudenunabhängigen Modifikationssignal modifiziert wird und

Fig. 5 das Blockdiagramm für eine geänderte Reihenfolge des Quadraturdetektors und des Inversmodulators für die Ausführungsbeispiele nach den Fig. 3 und 4.

In Fig. 1 ist der Zusammenhang zwischen dem Eingangssignal und dem demodulierten Ausgangssignal veranschaulicht, wenn unterschiedliche AGC-Arten (Arten von unterschiedlichen automatischen Verstärkungsregelungen, automatic gain control) verwendet werden. Wenn eine ideale AGC-Schaltung eingesetzt wird, steigt der Pegel des Ausgangssignals mit zunehmendem Empfangssignalpegel bis auf einen bestimmten Wert an und verläuft ab diesem Wert horizontal, wie dies durch eine Kurve 6 in Fig. 1 gezeigt ist. Wenn keine automatische Verstärkungsregelung vorgesehen ist, steigt der Pegel des Ausgangssignals linear als Funktion des Eingangssignalpegels an, wie es Kurve 8 veranschaulicht. Mit einer nicht eben oder nicht konstant regelnden AGC-Schaltung steigt der Pegel des Ausgangssignals linear mit dem Eingangssignalpegel bis zu einem vorherbestimmten Wert an, an den anschließend der Pegel des Ausgangssignals mit einer geringeren Steigung, bezogen auf den Eingangssignalpegel, ansteigt, wie dies Kurve 7 wiedergibt. Für den Benutzer eines Empfängers ist eine nicht ebene AGC-Charakteristik hilfreich, in dem Sinne, daß die Abstimmung des Empfängers einfacher ist, weil die Frequenz, bei der eine maximale Signalstärke empfangen wird (d. h. die Mitte des Frequenzbandes), leichter zu ermitteln ist. Eine nicht ebene Verstärkungsregelung verringert außerdem die Störungen zwischen den Stationen und erfodert eine geringere Maximalverstärkung in dem ZF-Teil des Empfängers.

Wenn in Verbindung mit einem in Fig. 2 gezeigten AM- Stereoempfänger nach der US-PS 4 018 994 eine nicht eben verlaufende AGC-Charakteristik verwendet wird, führt eine Pegeländerung eines Ausgangssignals A eines Hüllkurvendetektors, das dem Pegel des Trägers an dem Detektor entspricht (was wiederum eine Funktion der Abstimmung und der empfangenen Signalamplitude ist) zu einem falschen Korrektursignal, das einem Gegen- oder Inversmodulator 22 zugeführt wird und damit zu einer unrichtigen Verzerrungskorrektur. In Fig. 2 sowie der nachfolgenden Beschreibung bedeutet X₊ das Stereosummensignal (L+R) und X_- das Stereodifferenz­ signal (L-R).

Der Inversmodulator 22 hat den Zweck, das eingespeiste Signal, in diesem Falle das ZF-Signal, mit dem Korrektur­ signal X₊ gemäß der allgemeinen Modulationsfunktion 1/f(X₊) zu modulieren.

Der in Fig. 2 in Blockdiagrammform veranschaulichte Empfänger 10 nach der US-PS 4 018 994 dient dem Empfang und der Demodulation von AM-Stereosignalen, und zwar insbesondere von Signalen der Art, die als ISB-AM-Stereosignale bekannt sind (AM-Stereosignale mit unabhängigen Seitenbändern). Der Empfänger 10 ist in der oben erwähnten US-PS ausführlich beschrieben und wird im folgenden lediglich zum besseren Verständnis kurz erläutert.

Der Empfänger 10 enthält eine Antenne 12 sowie HF- und ZF-Teile 14, die ein zusammengesetztes amplituden- und phasenmoduliertes AM-Stereosignal empfangen und ein zusammengesetztes ZF-Ausgangssignal erzeugen, das auf einer Leitung 15 ansteht und in eine erste, einen Hüllkurvendetektor 16 enthaltende Demodulationseinrichtung sowie eine zweite Demodulations­ einrichtung eingespeist wird, die eine Kombination aus einem Inversmodulator 22 sowie einem Quadraturdemodulator 26 beinhaltet. Das Ausgangs­ signal des Hüllkurvendetektors 16 besteht aus einem ersten demodulierten Signal (A+AX₊) bzw. A(1+X₊), das einem ersten Modulationssignal, nämlich dem Stereosummensignal X₊ entspricht, das auf der Senderseite auf den Träger amplitudenmoduliert ist. Wenn angenommen wird, daß der ZF-Teil 14 eine AGC-Schaltung mit einer nicht ebenen AGC-Charakteristik enthält, wie sie oben anhand der Kurve 7 nach Fig. 1 beschrieben ist, enthält in der Folge das Ausgangssignal des Hüllkurvendetektors 16 einen Amplitudenmodifikator oder Proportionalitätsfaktor A, der von einem Trägersignalpegel des empfangenen zusammengesetzten Signals abhängt. Wie in der US-PS 4 018 994 beschrieben, ist es zweckmäßig, die Wechselspannungskomponente des demodulierten Signals, gegeben durch X₊, zur Modifikation der Quadraturmodulationskomponente des ZF-Signals in dem Inversmodulator 22 zu verwenden, und zwar bevor das modifizierte ZF-Signal dem Quadraturdemodulator 26 zugeführt wird. Die Gleichspannungskomponente, dargestellt durch 1 in dem Ausdruck (1 X₊), wird üblicherweise mittels eines in Serie geschalteten Wechselspannungskoppelkondensators 9 abgeblockt.

Wenn jedoch der HF-Teil 14 eine nicht ebene AGC- Charakteristik, wie sie durch die Kurve 7 in Fig. 1 veranschaulicht ist, aufweist, variiert die Amplitude des auf einer Leitung 20 dem Inversmodulator 22 zugeführten Modifikationssignals entsprechend dem Pegel des Trägers an dem Hüllkurvendetektor 16, was wiederum eine Funktion der Empfängerabstimmung und der empfangenen Signalstärke ist. Das modifizierte ZF-Signal an dem Ausgang des Invers­ modulators 22 enthält folglich den unerwünschten Amplitudenmodifikator A, der eine Funktion des Trägersignal­ pegels ist. Demgemäß enthält das an dem Ausgang des Quadraturdetektors 26 abgegebene Signal eine unrichtige Verzerrungskorrektur infolge des Auftretens des unerwünschten, vom Trägerpegel ab­ hängigen Amplitudenmodifikators A in dem dem Invers­ modulator 22 zugeführten Modifikationssignal. Der Modulationsfaktor der Inversmodulation kann deshalb speziell nur bei einem richtigen Wert des Trägersignalpegels A den richtigen Wert aufweisen, um die Kreuz­ modulationsverzerrung in dem X_--Signal zu beseitigen, da der Modulationsfaktor bei der Inversmodulation von dem Trägersignalpegel A abhängig ist.

Die Ausgangssignale des Hüllkurvendetektors 16 sowie des Quadraturdemodulators 26 werden in ein 90°- Phasendifferenznetzwerk und eine Verknüpfungsmatrix eingespeist, die gemeinsam in Fig. 2 durch einen Block 28 veranschaulicht sind. Die Matrix des Blocks 28 erzeugt die getrennten linken und rechten Stereosignale L und R, wie dies im einzelnen in der erwähnten US-PS beschrieben ist.

Der in verallgemeinerter Form in Fig. 2 dargestellte Empfänger 10 soll nunmehr eine Verzerrungskorrektur für die Quadratmodulationskomponente des empfangenen Signals erhalten, die im wesentlichen unabhängig von dem Trägersignalpegel an dem Hüllkurvendetektor 16 ist. Anhand der Fig. 3, 4 und 5 sind nunmehr verschiedene Ausführungsbeispiele für einen derartigen Empfänger 10 beschrieben.

Fig. 3 veranschaulicht eine Demodulationsschaltung 29, die eine Verzerrungskorrektur für die Quadraturkomponente des empfangenen Signals erzeugt, und zwar in einer Weise, bei der die Verzerrungskorrektur unabhängig von dem Pegel des empfangenen Trägersignals ist. Die Schaltung 29 kann in Verbindung mit derselben Antenne 12 und denselben HF- und ZF- Teilen 14 verwendet werden, wie sie in dem Empfänger 10 nach Fig. 2 enthalten sind. Das auf der Leiter 15 anstehende zusammengesetzte ZF-Signal kann aus einer ZF- Schaltung kommen, die eine nicht ebene AGC-Charakteristik aufweist, die, wie oben erwähnt, insbesondere bei kontinuierlich durchstimmbaren AM-Empfängern zweckmäßig ist. Die erste Demodulationsschaltung, nämlich der Hüllkurvendetektor 16, erzeugt für die Schaltungseinheit 28 auf der Leitung 18 ein Ausgangssignal, das ein erstes demoduliertes Signal (A+AX₊) oder A(1+X₊) darstellt, mit einem Proportionalitätsfaktor oder Koeffizenten A, der seinerseits von dem empfangenen Trägersignalpegel an dem Hüllkurvendetektor 16 abhängig ist. Dieses erste demodulierte Signal wird in einem logarithmischen Verstärker 30 eingespeist, der auf einer Leitung 32 ein Ausgangssignal erzeugt, das die Summe aus einem ersten sowie einem zweiten logarithmischen Signal darstellt, wobei das erste logarithmische Signal ln (A) lediglich dem vom Trägersignalpegel abhängigen Modifikator A wiedergibt, während das zweite logarithmische Signal ln(1+X₊) ausschließlich das modulierende Stereosummensignal X_x darstellt. Diese Summenbildung entsteht wegen der bekannten mathematischen Beziehung log (X) (Y) = log (X) + log (Y). Da nun der Trägersignalpegel und folglich das Signal ln (A) sich verhältnismäßig langsam ändert, kann das Signal ln (A) mittels eines Hochpaßfilters 34 mit einer niedrigen, unterhalb des Hörbereiches liegenden Grenzfrequenz von beispielsweise 5 Hz ausgefiltert werden, um so ein Modifikationssignal auf einer Leitung 36 zu erzeugen, das im wesentlichen nurmehr der Stereosummen­ signalmodulation entspricht und weitgehend unabhängig von dem empfangenen Trägersignalpegel ist. Wie dargestellt, wird dieses Modifikationssignal einem Inversmodulator vom subtraktiven Typ zugeführt, in den auch über die Leitung 15 das ZF-Signal eingespeist wird. Der subtraktive Inversmodulator 22 hat beispielsweise eine (1-0,5B)-Übertragungscharakteristik (mit B = ln (1+X₊)) und modifiziert das ZF-Signal derart, daß ein modifiziertes ZF-Signal erhalten wird, das über eine Leitung 38 dem Quadraturdemodulator 26 zugeführt wird. Die mittels des subtraktierten Inversmodulators 22 durchgeführte Modifikation, bei der das das modulierende Stereosummensignal X₊ wiedergebende logarithmische Signal verwendet wird, ergibt vor der Quadraturdemodulation eine passende Verzerrungskorrektur für die Quadraturmodulationskomponente in dem ZF-Signal. Der Quadraturdemodulator 26 demoduliert die Quadraturkomponente des modifizierten ZF-Signals und erzeugt auf der Leitung 40 ein Ausgangssignal, das proportional dem Stereodifferenzsignal X_- ist und die richtige Verzerrungskorrektur aufweist. Die die Stereosumme und die Stereodifferenz wiedergebenden Signale, die auf den Leitungen 18 und 40 eingespeist werden, werden in dem 90°-Phasendifferenz­ netzwerk sowie der Matrix, die in Fig. 3 gemeinsam mit 28 bezeichnet sind, in der Phase gedreht und miteinander verknüpft, um so die voneinander getrennten rechten und linken Stereosignale abzuleiten.

Die Verknüpfung der subtraktiven Inversmodulations­ funktion (1-0,5B) mit der Logarithmusfunktion B = ln(1+X₊) ergibt das Äquivalent einer reziproken Inversmodulations­ funktion 1/(1+0,5X₊). Wenn die Logarithmusfunktion einen Verlauf aufweist, der dem Logarithmus naturalis (d. h. ln) entspricht, sind die ersten drei Glieder der Reihenentwicklung der Funktion 1/(1+0,5X₊) und der Funktion 1-0,5ln(1+X₊) identisch. Eine gute Übereinstimmung (beispielsweise innerhalb eines engen Toleranzbereiches von plus/minus wenigen Prozent) ergibt sich über einen etwas größeren Bereich von Werten von X₊, wenn die Logarithmusfunktion einen Wert von 0,95ln aufweist.

Fig. 4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Demodulationsschaltung 41, die dazu dient, den vom Trägersignalpegel abhängigen Koeffizienten A aus dem Ausgangssignal des Hüllkurvendetektors 16 zu beseitigen, um so ein für die Verwendung in dem Invers­ modulator 22′ geeignetes Modifikationssignal zu erzeugen. Bei der Demodulationsschaltung 41 nach Fig. 4 wird das Ausgangssignal (A+AX₊) des ersten Hüllkurven­ detektors 16 in ein Tiefpaßfilter 42 mit einer beispielsweise unter dem Hörbereich liegenden Grenzfrequenz von 5 Hz eingespeist, dessen Ausgangssignal auf einer Leitung 44 die Gleichspannungskomponente des Koeffizienten A darstellt. Die Wechselspannungskomponente (AX₊) des ersten demodulierten Signals wird über einen Koppelkondensator 9 zum Abblocken der Gleichspannungskomponente sowie einer Leitung 46 einer Dividierschaltung 48 zugeführt, die den Ausdruck (AX₊) durch den Gleichspannungsanteil oder Koeffizienten A dividiert, um ein normiertes Signal X₊ zu erzeugen, das dem Stereosummensignal entspricht und von dem Trägersignalpegel unabhängig ist. Dieses Signal ist das Modifikationssignal, das über eine Leitung 50 dem Inversmodulator 22′ zugeführt wird. Der Inversmodulator 22′ ist in diesem Falle vorzugsweise ein reziproker Inversmodulator, beispielsweise mit einer 1/(1+0,5X₊)-Übertragungscharakteristik, wodurch für die Quadraturmodulationskomponente des über die Leitung 15 dem Inversmodulator 22 zugeführten ZF-Signals eine geeignete Verzerrungskorrektur erzeugt wird. Das erhaltene modifizierte ZF-Signal wird über eine Leitung 52 dem Quadraturdemodulator 26 zugeführt, der ein zweites demoduliertes Signal erzeugt, das dem Stereodifferenzsignal X_- proportional ist und die richtige Verzerrungskorrektur aufweist.

Das erste und das zweite demodulierte Signal werden dann in der Schaltungsgruppe 28, die das 90°-Phasen­ differenznetzwerk und die Verknüpfungsmatrix enthält, entsprechend in der Phase gedreht und miteinander verknüpft, um so die voneinander getrennten rechten und linken Stereosignale zu erhalten.

Es ist ersichtlich, daß alternativ zu den in den Fig. 3 und 4 veranschaulichten Ausführungsbeispielen, bei denen das ZF-Signal vor der Quadraturdemodulation inversmoduliert wird, wie in Fig. 5 gezeigt, ebenso gut das aus dem Quadraturdemodulator erhaltene Ausgangs­ signal inversmoduliert werden kann. In beiden Fällen wird die erwünschte Verzerrungskorrektur der Quadraturmodulationskomponente des empfangenen Signals erreicht.

Claims (7)

1. AM-Stereorundfunkempfänger für ein mit einem ersten Signal (L+R) amplitudenmoduliertes und mit einem zweiten Signal (L-R) winkelmoduliertes Trägersignal, mit einem AM-Demodulator (16), der ein dem ersten Signal entsprechendes Ausgangssignal (18) erzeugt, mit einem Winkeldemodulator (26), der ein dem zweiten Signal entsprechendes zweites Ausgangssignal (40, 54) erzeugt, und mit einem Inversmodulator (22, 22′), der ein das zweite Signal (L-R) enthaltendes Signal zur Verzerrungskorrektur mit einem aus dem ersten Signal (18) abgeleiteten Gegenmoduliersignal (36, 50) amplitudengegenmoduliert, dadurch gekennzeichnet, daß eine das erste Ausgangssignal (18) verarbeitende Schaltung (30, 34; 42, 48) vorhanden ist, die ein von dem Pegel des Trägersignals im wesentlichen unabhängiges Modifikationssignal (36, 50) erzeugt, das das Gegenmoduliersignal des Invers­ modulators (22, 22′) ist.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (30, 36) zur Erzeugung des Modi­ fikationssignals (36) eine Serienschaltung aus einem logarithmischen Verstärker (30) und einem Hochpaßfilter (34) enthält, daß der logarithmische Verstärker (30) das erste Ausgangssignal (18) verstärkt und ein weiteres Ausgangssignal (32) erzeugt, das die Summe zweier logarithmischer Signale darstellt, von denen das eine dem Logarithmus des Gleichspan­ nungsanteils (log A) des ersten Ausgangssignals und das zweite Signal (log(1+X₊)) dem Logarithmus der Wechselspannungskomponente des ersten Signals entspricht, daß das an den logarithmischen Verstärker (30) angeschlossene Hochpaßfilter (34) im wesentlichen lediglich das zweite logarithmische Signal (log(1+X₊)) durchläßt und so das Modifikationssignal (36) erzeugt, und daß der Inversmodulator (22) die Modulations­ funktion (1-0,5B) aufweist, wobei B das zur Inversmodulation eingespeiste Signal ist.

3. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (42-50) zur Erzeugung des Modifikationssignals (50) eine Serienschaltung aus einem Tiefpaßfilger (42) und einem Dividierer (48) ist, der die Wechselspannungskomponente des ersten Ausgangssignals (18) dividiert, der von dem Ausgang des Tiefpaßfilters (42) in den Dividierer (48) eingespeist wird, daß das Tiefpaßfilter (42) die Gleichspannungskomponente des ersten Ausgangssignals (18) liefert, und daß der Inversmodulator (22′) die Modulationsfunktion 1/(1+0,5B) aufweist, wobei B das zur Inversmodulation eingespeiste Signal ist.

4. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Inversmodulator (22, 22′) dem Winkelmodulator (26) nachgeschaltet ist und daß das das zweite Signal enthaltende Signal das Verzerrungen aufweisende zweite Signal ist.

5. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Inversmodulator (22, 22′) dem Winkeldemodulator (26) vorgeschaltet ist und daß das das zweite Signal enthaltende Signal das zumindest mit dem zweiten Signal winkelmodulierte Trägersignal ist.

6. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Demodulator ein Hüllkurvendetektor (16) ist, der das erste Ausgangssignal (18) erzeugt, das einen dem empfangenen Pegel des Trägersignals entsprechenden Proportionalitätsfaktor enthält.

7. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Ausgangssignal (18, 40, 54) in eine Stereoausgangsschaltung (28) eingespeist werden, die das erste und das zweite Ausgangssignal (18, 54) zur Erzeugung eines Paares von Stereoaus­ gangssignalen (L, R) miteinander verarbeitet.