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Vorrichtung zur Raumüberwachung mittels Doppler-
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Radar Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Raumüberwachung
mittels Doppler-Radar, enthaltend einen Mikrowellen-Oszillator, eine Sende-Empfangs-Antenne
sowie einen Detektor zur Gewinnung von Signalen mit Doppler-Frequenz bei Bewegungen
innerhalb des überwachten Raumes.
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Eine bekannte Vorrichtung dieser Art ("Elektronik-Zeitung", Für.1980,
S.8) enthält einen Gunn-Oszillator in Hohlraumtechnik, einen Diodenmischer als Detektor
und eine planare Sende-Empfangs-Antenne. Ein wesentlicher Nachteil dieser Ausführung
besteht darin, daß ein beträchtlicher Anteil der vom Oszillator erzeugten Mikrowellenleistung
vom Diodenmischer bei Erzeugung der dopplerfrequenten Nutzsignale verbraucht wird.
Daraus ergibt sich eine Verringerung des Wirkungsgrades der Raumüberwachung bzw.
die Notwendigkeit, eine entsprechend höhere Mikrowellenleistung vorzusehen. Nachteilig
sind weiterhin der durch die Hohlraumtechnik bedingte große Raumbedarf, das erhebliche
Gewicht sowie die beträchtlichen Fertigungskosten.
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Zum Stand der Technik gehört weiterhin die Verwendung einer Gunn-Diode
als Mischer. Die Gunn-Diode ist hierbei in einem Hohlraum angeordnet, der an die
Antenne angeschlossen ist. Dopplerfrequente Signale, die in den Hohlraum eingekoppelt
werden, bewirken eine Stromänderung in der Gunn-Diode, die durch eine nieder-
frequente
Schaltung ausgewertet wird. Der wesentliche Nachteil dieser bekannten Ausführung
besteht darin,# daß der mit der Gunn-Diode erzielte Mischeffekt sehr klein ist,
so daß sich bei Verstärkung eine hohe Störkomponente ergibt. Eine solche Vorrichtung
zur Raumüberwachung besitzt daher nur eine verhältnismäßig geringe Reichweite.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugr#unde, unter Vermeidung
dieser Mängel der bekannten Ausführungen eine Vorrichtung zur Raumüberwachung mittels
Doppler-Radar zu schaffen, die sich durch eine besonders einfache, kostensparende
Herstellung, einen geringen Raumbedarf und ein kleines Gewicht auszeichnet und die
eine sehr zuverlässige, gegenüber Umwelteinflüssen unempfindliche Betriebsweise
aufweist.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Detektor
durch den zugleich als Mischer wirkenden Oszillator gebildet wird, der einen Feldeffekttransistor
(FET) enthält, in dessen Source-Drain-Stromkreis ein über einen Filter angeschlossenes
Schaltungselement zum Abgriff der dopplerfrequenten Signale vorgesehen ist.
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Schaltungen mit FET wurden früher bereits als Mischer verwendet. Bei
diesen für andere Anwendungszwecke vorgesehenen Ausführungen wurde jedoch stets
ein gesonderter Oszillator vorgesehen. Wenngleich diese bekannten Schaltungen einen
ausgezeichneten Mischwirkungsgrad #besitzen, so sind sie dennoch für Vorrichtungen
zur Raumüberwachung ungeeignet, da die Verwendung
gesonderter FET
für Oszillator und Detektor einen für Raumüberwachungs-Vorrichtungen untragbar großen
Aufwand darstellt.
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Der Erfindung liegt demgegenüber die Erkenntnis zugrunde, daß es unter
Berücksichtigung der bei einer Raumüberwachung mittels Doppler-Radar gegebenen Verhältnisse
möglich ist, den mit einem FET versehenen Oszillator zugleich als Detektor (Mischer)
auszubilden und die vom Detektor gewonnenen dopplerfrequenten Signale an einem Schaltungselement
abzugreifen, das über einen Filter an den Source-Drain-Stromkeis des FET angeschlossen
ist.
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Dadurch ergibt sich eine besonders einfache Schaltung, die sich kostensparend
mit geringem Raumbedarf und kleinem Gewicht herstellen läßt und die eine sehr zuverlässige,
gegenüber äußeren Störungen unempfindliche Betriebsweise aufweist.
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Weitere Einzelheiten der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche
und werden im Zusammenhang mit der Beschreibung einiger Ausführungsbeispiele näher
erläutert.
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Fig.1 zeigt eine Schemadarstellung der erfindungsgemäßen Vorrichtung
zur Raumüberwachung. Sie enthält einen Oszillator 1, der über einen Widerstand 2
von einer Gleichspannungs-Stromquelle 3 versorgt wird.
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Uber eine Verbindungsschaltung 4 ist der Oszillator 1 mit einer Antenne
5 verbunden.
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Die vom Oszillator 1 erzeugten Mikrowellen werden von der Antenne
5 in den zu überwachenden Raum abgestrahlt.
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Die reflektierten Signale werden von der Antenne 5 wieder aufgenommen
und dem zugleich als Detektor ausgebildeten Oszillator 1 zugeführt. Bei einer Bewegung
in dem überwachten Raum ergibt sich ein Frequenzunterschied (Doppler-Frequenzverschiebung)
zwischen den ausgesandten und den empfangenen Mikrowellen. Diese dopplerfrequenten
Signale erzeugen wie anhand einiger Ausführungsbeispiele noch näher erläutert wird
- .eine .entsprechende Spannungsänderung am Widerstand 2, die an den Klemmen 6,-
7 dieses Widerstandes 2 abgenommen und durch eine geeignete niederfrequente Schaltung
weiterverarbeitet werden kann.
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Ein erstes Ausführungsbeispiel des zugleich als Detektor (Mischer)
ausgebildeten Oszillators ist in Fig.2 veranschaulicht.
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Der Oszillator enthält einen GaAs-FET- 8, dessen Source-Drain- und
Gate-Anschlüsse mit s, d bzw. g bezeichnet sind. Source- und Gate-Anschluß s, g
des FET 8 sind über eine erste Impedanz 9 gekoppelt. Der Source-Anschluß s ist über
eine erste Induktivität 1.0 und einen ersten Widerstand 11 mit einer Vorspannungsquelle
(Anschluß 12) verbunden. An den Klemmen 13, 14 des Widerstandes 11 werden die dopplerfrequenten.
Signale abgegriffen.
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Der Drain-Anschluß d des FET 8 ist über eine erste Kapazität 15 mit
der Antenne (Anschluß 16) verbunden und steht über die Reihenschaltung einer zweiten
Indukti
vität 17 und eines zweiten Widerstandes 18 mit Masse in
Verbindung. Der Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand 11 und der ersten
Induktivität 10 ist über eine zweite Kapazität 19 mit Masse verbunden. Der Gate-Anschluß
g des FET 8 ist über die Parallelschaltung eines dritten Widerstandes 20 und einer
dritten Induktivität 21 mit Masse verbunden.
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Die Wirkungsweise der Schaltung gemäß Fig.2 ist folgendermaßen: Der
FET 8 wird vom Anschluß 12 über den Widerstand 50 gespeist. Denkt man sich zunächst
die Impedanz 9, d.h.
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die Rückkopplung zwischen Source- und Gate-Anschluß, weg, so stellt
sich ein bestimmter Ruhestrom ein. Durch die als Rückkopplung wirkende Imepdanz
9, die beispielsweise durch einen dielektrischen Resonator gebildet wird, ergibt
sich nun eine Resonanzverstärkung einer bestimmten Frequenz des im Source-Drain-Stromkreis
fließenden Stromes. Durch die mit 1800 Phasenverschiebung wirkende Rückkopplung
vom Source- zum Gate-Anschluß des FET 8 ergibt sich eine stabile Schwingung bei
einer Frequenz, die der Eigenfrequenz des dielektrischen Resonators, d.h. der Impedanz
9, entspricht.
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Der im Source-Drain-Stromkreis fließende Strom erzeugt an der Reihenschaltung
der Induktivität 17 und des Widerstandes 18 eine sinusförmige Spannung. Die Induktivität
17 stellt für diesen Strom eine große Impedanz dar, so daß sich eine hohe Ausgangsspannung
ergibt, die über die Kapazität 15 (die für die Oszilla-
torfrequenz
eine niedrige Impedanz darstellt) zum Anschluß 16 übertragen wird.
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Eine Selbsterregung des FET 8 wird durch den Widerstand 20 und die
Induktivität 21 verhindert. Die Induktivität 10 und die Kapazität 19 bilden einen
Tiefpaßfilter. Der Widerstand 18 sorgt für eine ausreichen de positive Vorspannung
des Drain-Anschlusses gegenüer dem Gate-Anschluß.
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Die Funktion der Schaltung gemäß Fig.2 als Detektor (Mischer) zur
Gewinnung der dopplerfrequenten Signale am Widerstand 11 ist wie folgt: Wie bei
der Erläuterung der Oszillatorfunktion bereits erwähnt, tritt an der Reihenschaltung
der Induktivität 17 und des Widerstandes 18 eine sinusförmige Spannung von Oszillatorfrequenz
auf. Empfängt nun die mit dem Anschluß 16 verbundene Sende-Empfangs-Antenne Mikrowellen
mit einer gegenüber der ausgesandten Frequenz etwas unterschiedlichen Frequenz (aufgrund
einer Bewegung in dem überwachten Raum), so ergibt sich am Drain-Anschluß d des
FET 8 folgende Summenspannung v: (1) V = V1 Sinc53lt V2sin Hierbei ist V1 = der
Scheitelwert der Spannung von Oszillatorfrequenz C#1 V2 = der Scheitelwert der Spannung
mit einer um die Dopplerfrequenz verschobenen Frequenz £02.
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Durch den zweiten Ausdruck in Gleichung (1) ergibt sich eine Änderung
des durch den FET 8 fließenden Stromes. Für den Strom i im Source-Drain-Kanal des
FET 8 gilt folgende Beziehung:
Hierbei bedeuten dss = Sättigungsstrom für eine bestimmte Vorspannung Vgd = Spannung
zwischen Gate- und Drain-Anschluß Vp = sog.pinch-off-Spannung des FET.
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Setzt man (1) in (2) ein, so erhält man für den Strom i
Durch Umformung von (3) erhält man
Der Ausdruck A ist zeitunabhängig und ergibt eine kleine Änderung
des Ruhestromes durch den FET. Der Ausdruck B ist abhängig von der Frequenzdifferenz
6v1 -w2, dieser Ausdruck B hängt somit von der durch eine Bewegung im überwachten
Raum bedingten Dopplerfrequenz (Lol »2) ab.
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Der Ausdruck C besteht aus zwei Summanden, die Von der ausgesandten
und von der empfangenen Frequenz ( 01 bzw. 22) abhängen. Der Ausdruck D enthält
drei Summanden, von denen die beiden ersten von den zweiten Harmonischen der Frequenzen
bl bzw. b 2 abhängen, während der dritte Summand von der Summenfrequenz 1 +w2) abhängt.
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Man erkennt somit, daß die Einführung eines zweiten Signales am Drain-Anschluß
des FET eine Reihe von Wirkungen äußert. Dies beruht auf der nichtlinearen Strom-Spannungs-Charakteristik
des FET und kann für eine Mischfunktion, insbesondere für die Ermittlung der Doppler-Frequenzverschiebung
ausgenutzt werden.
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Im Anwendungsfall der Raumüberwachung mittels Doppler-Radar liegt
die verschobene Frequenz W2 sehr nahe an der Oszillator-Frequenz W1. Die Differenz
1 - 22 ist daher sehr klein und liegt in der Größenordnung weniger Hz. Diese niederfrequente
Spannung kann am Widerstand 11 (Fig.2) leicht abgegriffen werden. Demgegenüber handelt
es sich bei den Signalen gemäß den Ausdrücken C und D um sehr hohe Frequenzen, die
durch den von der Induktivität 10- und der Kapazität 19 gebildeten Tiefpaßfilter
abgeblockt werden und daher keine Spannung
am Widerstand 11 erzeugen
können. Das Signal gemäß Ausdruck A ist frequenzunabhängig; es beeinflußt daher
nur die Ruhespannung am Widerstand 11 und stört somit nicht die Gewinnung der dopplerfrequenten
Signale.
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Wie vorstehend dargelegt, ergibt das am Drain-Anschluß des FET zusätzlich
zur Oszillatorschwingung auftretende Signal V2sinSS2t verschiedene Mischprodukte,
aus denen das dopplerfrequente Signal entnommen werden kann. Der Einfluß des Signales
V2sin w2t auf die Oszillatorfunktion ist äußerst klein, wie die folgende Betrachtung
der Relativwerte zeigt: Für einen typischen Doppler-Sensor sei angenommen: V1 0,7
sin w1t V2 =0,07 sinS 2t V = 5 Volt p 0,5 0,005 2 + 2 + 25 B = - 0tO5cos(221 -£02)t
C = - 7sin w1t - 07Sin W2t 0,5 ~~~~~ 2 = 0,5 cos2 W1t 2 cos2 W1t + 0,05cos2 W2t
+ 0,05 cos (W1+W2)t Der größte Ausdruck hierbei ist A; es ist dies jedoch ein Gleichstromanteil
und hat daher keinen Einfluß auf die .Oszillatorfunktion .
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Der nächstgrößte Ausdruck ist C, wobei der Ausdruck mit der Frequenz
>91 dominiert. Dies ist jedoch gerade die Komponente, die die Schwingung aufrechterhält.
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Sofern keine anderen Frequenzkomponenten von vergleichbarer Größe
vorhanden sind, bleibt infolgedessen die Oszillatorfunktion durch das Vorhandensein
des wesentlich kleineren Signales mit der Frequenz 132 praktisch unbeeinflußt.
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Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäß zugleich als
Detektor (Mischer) ausgebildeten Oszillators ist in Fig.3 dargestellt.
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Der Source-Anschluß s des FET 22 ist mit Masse verbunden. Drain- und
Gate-Anschluß d bzw. g des FET 22 sind über eine erste Kapazität 23 gekoppelt. Der
Gate-Anschluß g ist ferner über eine erste Impedanz..24 und die hierzu parallel
angeordnete Reihenschaltung einer ersten Induktivität 25 und einer zweiten -Kapazität
26 mit Masse verbunden. Zwischen der Induktivität 25 und der Kapazität 26 ist eine
erste Vorspannungsquelle (Anschluß 27) angeschlossen.
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Der Drain-Anschluß d des FET 22 ist über eine zweite Impedanz 28 und
eine dritte Kapazität 29 mit der Antenne (Anschluß 30) verbunden. Der Verbindungspunkt
zwischen der Impedanz 28 und der Kapazität 29 ist über die Reihenschaltung einer
zweiten Induktivität 31 und einer vierten Kapazität 32 mit Masse verbunden.
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An den Verbindungspunkt zwischen der Induktivität 31 und der Kapazität
32 ist über einen Widerstand 33 eine zweite Vorspannungsquelle (Anschluß 34) angeschlossen.
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An den Klemmen 35, 36 des Widerstandes 33 werden die dopplerfrequenten
Signale abgegriffen.
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Die Kapazität 23 stellt hier die Rückkopplung vom Drain- zum Gate-Anschluß
des FET 22 dar. Die Oszillatorfrequenz wird durch die Impedanz 24 bestimmt, die
auf den FET 22 abgestimmt wird. Die Impedanz 28 (beispielsweise ein dielektrischer
Resonator) dient zur Stabilisierung der Oszillator-Funktion. Die Induktivitäten
25, 31 sowie die Kapazitäten 26, 32 stellen Tiefpaßfilter in den Vorspannungskreisen
dar. Die Kapazität 29 stellt eine niedrige Impedanz für die Oszillatorfrequenz dar,
hält jedoch die Vorspannung vom Ausgangs-Anschluß 30 fern.
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Bei dem in Fig.4 dargestellten weiteren Ausführungsbeispiel ist der
Gate-Anschluß g des FET 37 über eine erste Induktivität 38 mit Masse verbunden.
Der Source-Anschluß s des FET 37 ist über eine erste Impedanz 39 und eine hierzu
parallel angeordnete Reihenschaltung einer zweiten Induktivität 40 und einer ersten
Kapazität 41 mit Masse verbunden. An den Verbindungspunkt der Induktivität 40 und
der Kapazität 41 ist eine erste Vorspannungsquelle (Anschluß 42) angeschlossen.
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Der Drain-Anschluß d des FET 37 ist über eine zweite Kapazität 43
mit der Antenne verbunden (Anschluß 44) und ist über die Reihenschaltung einer dritten
Induktivität 45 und einer dritten Kapazität 46 an Masse angeschlossen. An den Verbindungspunkt
der Induktivität 45 und der Kapazität 46 ist eine zweite Vorspannungsquelle (Anschluß
47) über einen Wider-
stand 48 angeschlossen, an dessen Klemmen
49, 50 die dopplerfrequenten Signale abgegriffen werden.
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Die Induktivität 38 bewirkt die Rückkopplung zwischen Source- und
Gate-Anschluß des FET 37. Die Frequenz des Oszillators wird durch die Impedanz 39
bestimmt; sie kann durch eine Teillänge der Übertragungsleitung, einen dielektrischen
Resonator oder einen Hohlraum gebildet werden. Die Induktivitäten 40, 45 und die
Kapazitäten 41, 46 bilden in den Vorspannungskreisen einen Tiefpaßfilter. Die Kapazität
3 stellt eine niedrige Impedanz für die Oszillatorfrequenz dar, hält jedoch die
Vorspannung vom Antennenausgang fern.
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Bei dem in Fig.5 dargestellten weiteren Ausführungsbeispiel sind der
Drain- und Source-Anschluß d, s des FET 51 über eine erste Kapazität 52 gekoppelt.
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Der Drain-Anschluß d ist über eine erste Impedanz 53 mit Masse verbunden.
Der Gate-Anschluß g ist über eine erste Induktivität 54 an Masse angeschlossen.
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Der Source-Anschluß s des FET 51 ist über eine zweite Impedanz 55
mit der Antenne (Anschluß 56) verbunden und über die Reihenschaltung einer zweiten
Induktivität 57 und einer zweiten Kapazität 58 mit Masse verbunden. An den Verbindungspunkt
der Induktivität 57 und der Kapazität 58 ist eine Vorspannungsquelle (Anschluß 59)
über einen Widerstand 60 angeschlossen, an dem die dopplerfrequenten Signale abgegriffen
werden.
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Fig.6 zeigt ein Ausführungsbeispiel, das weitgehend der Anordnung
gemäß Fig.2 entspricht. Für gleiche Bauteile sind demgemäß dieselben Bezugszeichen
verwendet.
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Im Unterschied zu Fig.2 wird bei der Ausführung gemäß Fig.6 das im
Source-Drain-Stromkreis des FET 8 liegende Schaltungselement, an dem die dopplerfrequenten
Signale abgegriffen werden, durch eine Konstantstromquelle 90 gebildet.
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Die Wirkungsweise dieser Schaltung ist wie folgt. Bei Einschaltung
liefert die Konstantstromquelle 90 einen vorgegebenen Strom in den Source-Drain-Stromkreis
des FET 8; der Stromwert hängt von der Vorspannung ab. Die zwischen den Klemmen
13, 14 auftretende Spannung hängt dann vom Widerstand der Source-Drain-Strecke ab.
Bei Bewegungen in dem überwachten Raum ergeben sich dann - wie bereits erläutert
- Stromschwankungen (mit Dopplerfrequenz) der Niederfrequenzkomponenten, die zu
entsprechenden Spannungsschwankungen zwischen den Klemmen 13, 14 führen. Der von
der Induktivität 10 und von der Kapazität 19 gebildete Filter hat die gleiche Funktion
wie bei Fig.2 beschrieben; er hält hochfrequente Signale von den Vorspannungskreisen
fern.
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Der erfindungsgemäße Oszillator, für den anhand der Fig.1 bis 6 einige
Ausführungsbeispiele erläutert wurden, kann zweckmäßig in Mikrostreifen-Bauweise
(microstrip bzw. stripline) ausgebildet sein. Zur Erläuterung dessen, was hier unter
"Mikrostreifen-Bauweise" zu-verstehen ist, sei zunächst auf die Fig.7 und 8 bezug
genommen.
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Fig..7 zeigt die Bauweise, die im anglo-amerikanischen Schrifttum
als "Stripline-Bauweise" bezeichnet wird.
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Bei dieser für Mikrowellentechnik geeigneten Bauweise sind zwei flache
Isolierplatten 61, 62 vorgesehen, die an ihrer Außenseite eine metallische Schicht
61a bzw. 62a aufweisen, die üblicherweise auf Massepotential liegt. Ein Leiter 63
in Form eines dünnen Metallstreifens ist sandwichartig zwischen den Isolierplatten
61, 62 angeordnet und dient als Mikrowellenleitung.
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Fig.8 zeigt demgegenüber die sog. "Mikrostrip-Bauweise".
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Hier ist nur eine Isolierplatte 64 vorgesehen, die auf ihrer einen
Seite mit einer üblicherweise auf Massepotential gehaltenen metallischen Schicht
64a versehen ist und auf ihrer anderen Seite den zur Leitung der Mikrowellen bestimmten
Leiter 65 trägt.
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Im vorliegenden Zusammenhang werden unter der Bezeichnung "Mikrostreifen-Bauweise"
beide, in #den Fig.7 und 8 dargestellten Ausführungen verstanden.
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Gemäß einer zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung kann auch die
Antenne in Mikrostreifen-Bauweise (als
Planar-Antenne) ausgebildet
sein. Ein Ausführungsbeispiel, bei dem Oszillator, Antenne und ihre Verbindungsleitungen
in Mikrostreifen-Bauweise ausgebildet und auf demselben Trägermaterial angeordnet
sind, ist in den Fig.9 und10 dargestellt. Dabei zeigt Fig.9 den Oszillator und Fig.lodie
auf demselben Trägermaterial angeordnete (somit rechts von Fig.8 anschließende)
Antenne.
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Der Oszillator gemäß Fig.9 ist dabei entsprechend der Schaltung gemäß
Fig.2 aufgebaut. Für die einzelnen Teile sind demgemäß die gleichen Bezugszeichen
wie in Fig.2 vorgesehen.
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Auf der aus Isoliermaterial bestehenden Trägerplatte 66 ist der FET
8 in Mikrostreifen-Bauweise angeordnet.
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Die Gate-, Drain- und Source-Anschlüsse des FET 8 sind mit entsprechenden
Anschlußleitern verbunden, die mit 67, 68, 69 und 70 bezeichnet sind. Zwischen den
Anschlußleitern 67 und 69 ist die Impedanz 9, ein dielektrischer Resonator, als
Rückkopplung zwischen Source- und Gate-Anschluß vorgesehen. Im übrigen ergeben sich
die Einzelheiten der Schaltung aus der Erläuterung zu Fig.2. Die Masse-Metallisierung
der Trägerplatte 6 ist mit 71 bezeichnet.
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Fig*.10zeigt die zum Oszillator gemäß Fig.9 gehörende Antenne 72.
Sie ist auf derselben Trägerplatte 66 wie der Oszillator angeordnet und steht mit
diesem über den Anschluß 16 in Verbindung. Die in Mikrostreifen-Bauweise ausgebildete
Antenne enthält beim dargestellten Ausführungsbeispiel mehrere Antennen-
elemente
73 bis 77, die jeweils aus in entgegengesetzte Richtung weisenden streifenartigen
Leitern bestehen und vom gemeinsamen Anschluß 16 mit Mikrowellen-Energie gespeist
werden.
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Im Rahmen der Erfindung sind selbstverständlich auch zahlreiche andere
Ausführungen von Planar-Antennen möglich. So können etwa die Streifen der einzelnen
Antennenelemente um 900 gegeneinander versetzt sein, um eine kreisförmige Polarisation
des Antennenstrahles zu erzielen.
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Fig.11 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem eine Hornantenne 78
mit einem Oszillator 79 kombiniert ist, der in Mikrostreifen-Bauweise ausgebildet
ist und mit einem Leiterstreifen 80 in die Hornantenne 78 hineinragt. Die vom Oszillator
erzeugten Mikrowellen werden durch den Leiterstreifen 80 in die Hornantenne 78 übertragen
und von dieser abgestrahlt.
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Die von der Antenne aufgenommenen Mikrowellen werden wie bei den erläuterten
Ausführungsbeispielen dem zugleicn als Detektor (Mischer) ausgebildeten Oszillator
zugeführt und erzeugen die dopplerfrequenten Nutzsignale.
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Bei dem gleichfalls nur ganz schematisch veranschaulichten Ausführungsbeispiel
gemäß Fig.12# ist eine Baugruppe 81, die den Oszillator mit FET enthält, über einen
Koaxialanschluß 82 mit einer Hornantenne 83 verbunden. Statt einer Hornantenne kann
selbstverständlich auch hier eine Antenne in Mikrostreifen-Bauweise oder jede andere
Antenne mit Koaxialanschluß Verwendung finden.
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Fig. 13 veranschaulicht schließlich ein Ausführungsbeispiel, bei dem
im Inneren eines an eine Hornantenne 84 angeschlossenen Hohlraum-Resonators 85 ein
FET 51 vorgesehen ist, der in einer sog. Koaxial-Packung auf einer Stütze 87 angeordnet
ist. Die Stromversorgung des FET 51 erfolgt über einen Anschluß 88, der isoliert
durch die Wandung des Hohlraum-Resonators 85 hindurchgeführt ist.
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Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig.13 ist die Schaltung gemäß Fig.5
gewählt. Der Gate-Anschluß g des FET 51 ist demgemäß über eine Induktivität 54 (die
durch einen kurzen Draht gebildet wird) mit der auf Massepotential liegenden Wandung
des Hohlraum-Resonators 85 verbunden. Die Stütze 87 bildet die Impedanz 53 gemäß
Fig.5. Die Abmessungen der Stütze 87, des Anschlusses 88 und der Induktivität 54
sind so gewählt, daß sich eine Schwingung mit der Resonanzfrequenz des Hohlraumes
(bestimmt durch die Innenabmessungen von Hohlraum-Resonator 85 und Hornantenne 84)
ergibt.
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Die Kapazität 52 (Fig.5), die die Rückkopplung vom Source- zum Drain-Anschluß
des FET 51 bildet, wird durch den Abstand zwischen Stütze 87 und Anschluß 88 bestimmt.
Die Impedanz 55 wird durch den Hohlraum-Resonator 85 gebildet. Diese Impedanz stabilisiert
die Schwingung und überträgt die Leistung auf die Hornantenne 84. Die Induktivität
57 und die Kapazität 58 (vgl. Fig.5) werden durch den Anschluß 88 gebildet. Am Widerstand
60 wird das dopplerfrequente Nutzsignal abgenommen. Die Funktion entspricht auch
hier
dem anhand von Fig.2 ausführlich erläuterten Beispiel.
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Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß Source-und Drain-Anschluß
bei den meisten Feldeffekt-Transistoren niedriger Leistung grundsätzlich vertauscht
werden können.
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Weiterhin ist zu bemerken, daß auch ein Pulsbetrieb möglich ist. Hierbei
wird der bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen vorgesehene Tiefpaßfilter durch
einen Bandfilter ersetzt, wobei der Durchlaßbereich unter der Oszillatorfrequenz
des FET liegt.